JPS61251314A - 電子同調式受信機 - Google Patents
電子同調式受信機Info
- Publication number
- JPS61251314A JPS61251314A JP9280885A JP9280885A JPS61251314A JP S61251314 A JPS61251314 A JP S61251314A JP 9280885 A JP9280885 A JP 9280885A JP 9280885 A JP9280885 A JP 9280885A JP S61251314 A JPS61251314 A JP S61251314A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- tuning
- frequency
- circuit
- control voltage
- high frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は電子同調式受信機に関する。
本発明は電子同調式受信機に関し、局部発振器の発振周
波数を制御する第１の同調制御電圧発生回路よりの同調
制御電圧の周波数特性を、同調回路の同調周波数が選局
周波数に略追従するように補正し、この補正された同調
制御電圧を同調回路に供給する第２の同調制御電圧発生
回路を設けたことにより、高周波増幅回路のトラッキン
グエラーを大幅に減少せるようにしたものである。
波数を制御する第１の同調制御電圧発生回路よりの同調
制御電圧の周波数特性を、同調回路の同調周波数が選局
周波数に略追従するように補正し、この補正された同調
制御電圧を同調回路に供給する第２の同調制御電圧発生
回路を設けたことにより、高周波増幅回路のトラッキン
グエラーを大幅に減少せるようにしたものである。
以下に第７図を参照して、従来の電子同調式ＦＭラジオ
受信機について説明する。アンテナ（１）よりの受信信
号は高周波増幅回路ＲＡに供給される。この高周波増幅
回路ＲＡは高周波増＠器（３）及びその前後の高周波同
調回路（２）、 （４）から構成されている。高周波
同調回路（２）、 （４）は夫々例えば複同調回路を
構成しており、夫々一対の電磁結合されたコイルＬＬ、
Ｌ２と、これに夫々並列接続されたコンデンサＣ及び一
対の電圧制御型可変容！素子（バラクタダイオード）Ｖ
Ｃの直列回路とから構成されている。高周波増幅回路Ｒ
Ａよりの高周波信号は、周波数変換回路（５）を構成す
る混合回路（６）に供給される。混合回路（６）より得
られた中間周波信号は中間周波増幅回路（８）を介して
周波数検波回路（９）に供給される。 （１０）は周
波数検波出力の得られる出力端子である。（７）は周波
数変換回路（５）を構成する局部発振器で、コイルＬと
、これに夫々並列接続されたコンデンサＣ及び一対の電
圧制御型可変容量素子（バラクタダイオード）ＶＣの直
列回路とから構成された共振回路（７Ａ）を備えている
。
受信機について説明する。アンテナ（１）よりの受信信
号は高周波増幅回路ＲＡに供給される。この高周波増幅
回路ＲＡは高周波増＠器（３）及びその前後の高周波同
調回路（２）、 （４）から構成されている。高周波
同調回路（２）、 （４）は夫々例えば複同調回路を
構成しており、夫々一対の電磁結合されたコイルＬＬ、
Ｌ２と、これに夫々並列接続されたコンデンサＣ及び一
対の電圧制御型可変容！素子（バラクタダイオード）Ｖ
Ｃの直列回路とから構成されている。高周波増幅回路Ｒ
Ａよりの高周波信号は、周波数変換回路（５）を構成す
る混合回路（６）に供給される。混合回路（６）より得
られた中間周波信号は中間周波増幅回路（８）を介して
周波数検波回路（９）に供給される。 （１０）は周
波数検波出力の得られる出力端子である。（７）は周波
数変換回路（５）を構成する局部発振器で、コイルＬと
、これに夫々並列接続されたコンデンサＣ及び一対の電
圧制御型可変容量素子（バラクタダイオード）ＶＣの直
列回路とから構成された共振回路（７Ａ）を備えている
。
（１１）は同調制御電圧発生回路としてのＰＬＬで、基
準発振器（１２）、位相比較器（１３）、プログラマブ
ル分周１Ｂ（１４）及びローパスフィルタ（１５）を有
している。そして、局部発振器（７）よりの発振信号が
プログラマブル分周器（１４）に供給されて１／Ｈに分
周され、この分周された信号と基準発振器（１２）より
の基準信号とが位相比較器（１３）に供給されて位相比
較され、その比較出力がローパスフィルタ（１５）に供
給される。
準発振器（１２）、位相比較器（１３）、プログラマブ
ル分周１Ｂ（１４）及びローパスフィルタ（１５）を有
している。そして、局部発振器（７）よりの発振信号が
プログラマブル分周器（１４）に供給されて１／Ｈに分
周され、この分周された信号と基準発振器（１２）より
の基準信号とが位相比較器（１３）に供給されて位相比
較され、その比較出力がローパスフィルタ（１５）に供
給される。
そして、このローパスフィルタ（１５）より得られた同
調制御電圧が局部発振器（７）の共振回路（７＾）の各
電圧制御型可変容量素子ＶＣのカソードに供給される。
調制御電圧が局部発振器（７）の共振回路（７＾）の各
電圧制御型可変容量素子ＶＣのカソードに供給される。
更に、この同調制御電圧が高周波増幅回路ＲＡの各高周
波同調回路（２）、 （４）の各電圧制御型可変容量
素子ＶＣの各カソードにも供給されている。
波同調回路（２）、 （４）の各電圧制御型可変容量
素子ＶＣの各カソードにも供給されている。
斯る電子同調式ＦＭラジオ受信機においては、ＰＬＬ（
１１）のプログラマブル分周器（１４）の分周比を選択
することによって、選局周波数が決定される。即ちプロ
グラマブル分周器（１４）の分周比の変更によって、局
部発振器（７）の発振周波数が変更せしめられると共に
、高周波増幅回路ＲＡＯ高周波同調回路（２）、（４）
の通過帯域中心周波数が選局周波数に略一致するように
変更せしめられる。
１１）のプログラマブル分周器（１４）の分周比を選択
することによって、選局周波数が決定される。即ちプロ
グラマブル分周器（１４）の分周比の変更によって、局
部発振器（７）の発振周波数が変更せしめられると共に
、高周波増幅回路ＲＡＯ高周波同調回路（２）、（４）
の通過帯域中心周波数が選局周波数に略一致するように
変更せしめられる。
かかる従来の電子同調式ＦＭラジオ受信機では、ＰＬＬ
（１１）よりの同調制御電圧を局部発振器（７）の共振
回路（７＾）の電圧制御型可変容量素子ＶＣに供給する
と共に、高周波増幅回路ＲＡの各高周波同調回路（２）
、 （４）の可変容量素子ＶＣにも直接供給している
。
（１１）よりの同調制御電圧を局部発振器（７）の共振
回路（７＾）の電圧制御型可変容量素子ＶＣに供給する
と共に、高周波増幅回路ＲＡの各高周波同調回路（２）
、 （４）の可変容量素子ＶＣにも直接供給している
。
このため、１４２図に破線にて示すように、高周波同調
回路（２）、 （４）にトラッキングエラーが生じる
。！２ｐち、高周波同調回路（２）、 （４）の通過
帯域中心周波数（同調周波数）を、受信帯域（例えば７
６ＭＨｚ〜９０Ｍｌ１ｚ ）に亘って無変調時の高周波
受信周波数に一致させることができず、第２図の場合受
信帯域の両側（その周波数をｆａ。
回路（２）、 （４）にトラッキングエラーが生じる
。！２ｐち、高周波同調回路（２）、 （４）の通過
帯域中心周波数（同調周波数）を、受信帯域（例えば７
６ＭＨｚ〜９０Ｍｌ１ｚ ）に亘って無変調時の高周波
受信周波数に一致させることができず、第２図の場合受
信帯域の両側（その周波数をｆａ。
ｆｅとする）で画周波数が一致するようにしているが、
その中間に行くに従って両者の周波数差（トラッキング
エラー）が大となる。その最大周波数は例えば１００ｋ
ｋ程度である。
その中間に行くに従って両者の周波数差（トラッキング
エラー）が大となる。その最大周波数は例えば１００ｋ
ｋ程度である。
この原因は、同調周波数（共振周波数）の異なる同調回
路（共振回路）の同調周波数（共振周波数）を、夫々の
電圧制御型可変容量素子に同じ同調制御電圧を供給して
、制御していることによるものである。
路（共振回路）の同調周波数（共振周波数）を、夫々の
電圧制御型可変容量素子に同じ同調制御電圧を供給して
、制御していることによるものである。
高周波同調回路（２）、 （４）にトラッキングエラ
ーがあると、電子同調式ＦＭ受信機では高周波受信信号
が位相変化による歪を受け、電子同調式ＡＭ受信機では
高周波受信信号が減衰して、感度低下を招来する。
ーがあると、電子同調式ＦＭ受信機では高周波受信信号
が位相変化による歪を受け、電子同調式ＡＭ受信機では
高周波受信信号が減衰して、感度低下を招来する。
かかる点に鑑み本発明は、高周波増幅回路のトラッキン
グエラーを大幅に減少させることのできる電子同調式受
信機を提案ルようとするものである。
グエラーを大幅に減少させることのできる電子同調式受
信機を提案ルようとするものである。
本発明は、同調回路（２）、（４）を備える高周波増幅
回路ＲＡ、周波数変換回路（５）、中間周波増幅回路（
８）、検波回路（９）及び周波数変換回路（５）の局部
発振器（７）の発振周波数を制御する第１の同調制御電
圧発生回路（１１）を有する電子同調式受信機において
、第１の同調制御電圧発生回路（１１）よりの同調制御
電圧の周波数特性を、同調回路（２）、 （４）の同
調周波数が選局周波数に略違従するように補正し、この
補正された同調制御電圧を同調回路（２）、 （４）
に供給する第２の同調制御電圧発生回路（２５）を設け
たことを特徴とするものである。
回路ＲＡ、周波数変換回路（５）、中間周波増幅回路（
８）、検波回路（９）及び周波数変換回路（５）の局部
発振器（７）の発振周波数を制御する第１の同調制御電
圧発生回路（１１）を有する電子同調式受信機において
、第１の同調制御電圧発生回路（１１）よりの同調制御
電圧の周波数特性を、同調回路（２）、 （４）の同
調周波数が選局周波数に略違従するように補正し、この
補正された同調制御電圧を同調回路（２）、 （４）
に供給する第２の同調制御電圧発生回路（２５）を設け
たことを特徴とするものである。
上述せる本発明によれば、Ｓｔの同調電圧発生回路（１
１）よりの同調制御電圧を、第２の同調電圧発生回路（
２５）によって補正して、高周波増幅回路ＲＡの同調回
路（２）、 （４）に供給することにより、高周波増
幅回路のトラツキ・ングエラーを減少させる。
１）よりの同調制御電圧を、第２の同調電圧発生回路（
２５）によって補正して、高周波増幅回路ＲＡの同調回
路（２）、 （４）に供給することにより、高周波増
幅回路のトラツキ・ングエラーを減少させる。
以下に第１図を参照して１１本発明の一実施例を説明す
る。第１図は電子同調式ＦＭラジオ受信機を示し、アン
テナ（１）よりの高周波受信信号は、高周波増幅回路Ｒ
Ａに供給される。この高周波増幅回路ＲＡは高周波増幅
器（３）と、その前段及び後段に設けられた高周波同調
回路（２）、 （４）とから構成されている。高周波
同調回路（２）。
る。第１図は電子同調式ＦＭラジオ受信機を示し、アン
テナ（１）よりの高周波受信信号は、高周波増幅回路Ｒ
Ａに供給される。この高周波増幅回路ＲＡは高周波増幅
器（３）と、その前段及び後段に設けられた高周波同調
回路（２）、 （４）とから構成されている。高周波
同調回路（２）。
（４）は夫々例えば複同調回路にて構成され、電磁結合
されたコイルＬＬ、Ｌ２と、これに夫々並列接続された
コンデンサＣ及び一対の電圧制御型可変容量素子（バラ
クタダイオード）ＶＣの直列回路とから構成されている
。高周波増幅回路ＲＡの出力は、周波数変換回路（５）
を構成する混合回路（６）に供給され、これより得られ
た中間周波信号は中間周波増幅回路（８）を介して周波
数検波回路（９）に供給され、出力端子（１０）に検波
出力が得られる。（７）は周波数変換回路（５）を構成
する局部発振器であって、コイルＬと、これに並列接続
されたコンデンサＣ及び一対の電圧制御型可変容量素子
（バラクタダイオード）ＶＣの直列回路とから成る共振
回路（７Ａ）を備えている。
されたコイルＬＬ、Ｌ２と、これに夫々並列接続された
コンデンサＣ及び一対の電圧制御型可変容量素子（バラ
クタダイオード）ＶＣの直列回路とから構成されている
。高周波増幅回路ＲＡの出力は、周波数変換回路（５）
を構成する混合回路（６）に供給され、これより得られ
た中間周波信号は中間周波増幅回路（８）を介して周波
数検波回路（９）に供給され、出力端子（１０）に検波
出力が得られる。（７）は周波数変換回路（５）を構成
する局部発振器であって、コイルＬと、これに並列接続
されたコンデンサＣ及び一対の電圧制御型可変容量素子
（バラクタダイオード）ＶＣの直列回路とから成る共振
回路（７Ａ）を備えている。
（１１）は第１の同調制御電圧発生回路としてのＰＬＬ
であって、基準発振器（１２）、位相比較器（１３）、
プログラマブル分ＪｉＪ器（１４） 、ｏ −ハスフィ
ルタ（１５）を有している０局部発振器（７）よりの局
部発振信号が分周器（１４）に供給され１／Ｎにて分周
され、この分周出力と基準発振器（１２）よりの基準発
振信号とが位相比較器（１３）に供給されて位相比較さ
れ、その比較出力がローパスフィルタ（１５）に供給さ
れる。このローパスフィルタ（１５）より得られた同調
制御電圧は、局部発振器（７）の共振回路（７＾）の各
電圧制御型可変容量素子ＶＣのカソードに供給される。
であって、基準発振器（１２）、位相比較器（１３）、
プログラマブル分ＪｉＪ器（１４） 、ｏ −ハスフィ
ルタ（１５）を有している０局部発振器（７）よりの局
部発振信号が分周器（１４）に供給され１／Ｎにて分周
され、この分周出力と基準発振器（１２）よりの基準発
振信号とが位相比較器（１３）に供給されて位相比較さ
れ、その比較出力がローパスフィルタ（１５）に供給さ
れる。このローパスフィルタ（１５）より得られた同調
制御電圧は、局部発振器（７）の共振回路（７＾）の各
電圧制御型可変容量素子ＶＣのカソードに供給される。
（２５）は同開制御電圧発生回路であり、以下にこれに
ついて説明する。 ＰＬＬ （１１）よりの第１の同調
制御電圧が、バッファ増幅器（１７）を介して抵抗器（
１８）及び（１９）の直列回路の両端に印加される。抵
抗器（１８） 、 （１９）の接続中点より得られた
電圧が、演算増幅器（１６）の非反転入力端子に供給さ
れる。演算増幅器（１６）の出力端子及び反転入力端子
間に抵抗器（２０）が接続されている。
ついて説明する。 ＰＬＬ （１１）よりの第１の同調
制御電圧が、バッファ増幅器（１７）を介して抵抗器（
１８）及び（１９）の直列回路の両端に印加される。抵
抗器（１８） 、 （１９）の接続中点より得られた
電圧が、演算増幅器（１６）の非反転入力端子に供給さ
れる。演算増幅器（１６）の出力端子及び反転入力端子
間に抵抗器（２０）が接続されている。
周波数検波回路（９）の検波出力、即ちオーディオ信号
が演算増幅器（２１）の非反転入力端子に供給される。
が演算増幅器（２１）の非反転入力端子に供給される。
演算増幅器（２１）の出力端子及び反転入力端子間には
抵抗器（２２）が接続される。そして、演算増幅器（２
１）の出力端子が抵抗器（２３）を通じて演算増幅器（
１６）の反転入力端子に接続される。バッファ増幅器（
１７）の出力はウィンドコンパレータ（２４）に供給さ
れて例えば５個の基準電圧と比較され、その５個の基準
電圧の間のいずれの領域に入っているかによって、４１
ｆｔ’ＪＩの比較出力を発生する。演算増幅器（２１）
の反転入力端子は、夫々オンオＺスイッチ８１〜Ｓ４、
抵抗器Ｒ１〜Ｒ４及び直流電源Ｅ１〜Ｅ４の直列回路を
夫々通じて接地される。
抵抗器（２２）が接続される。そして、演算増幅器（２
１）の出力端子が抵抗器（２３）を通じて演算増幅器（
１６）の反転入力端子に接続される。バッファ増幅器（
１７）の出力はウィンドコンパレータ（２４）に供給さ
れて例えば５個の基準電圧と比較され、その５個の基準
電圧の間のいずれの領域に入っているかによって、４１
ｆｔ’ＪＩの比較出力を発生する。演算増幅器（２１）
の反転入力端子は、夫々オンオＺスイッチ８１〜Ｓ４、
抵抗器Ｒ１〜Ｒ４及び直流電源Ｅ１〜Ｅ４の直列回路を
夫々通じて接地される。
そして、演算増幅器（１６）よりの同調制御電圧が高周
波増幅回路ＲＡの各高周波同調回路（２）。
波増幅回路ＲＡの各高周波同調回路（２）。
（４）の各電圧制御型可変容量素子ＹＣのカソードに供
給される。
給される。
次に、この電子同調式ＦＭラジオ受信機の動作を説明す
る。ＰＬＬ（１１）のプログラマブル分周器（１４）の
分周比を可変することにより、選局を行うことができる
。即ち、プログラマブル分周器（１４）の分周比が変化
することによって、局部発振器（７）の局部発振周波数
が変化すると共に、高周波増幅回路ＲＡの各高周波同調
回路（２）。
る。ＰＬＬ（１１）のプログラマブル分周器（１４）の
分周比を可変することにより、選局を行うことができる
。即ち、プログラマブル分周器（１４）の分周比が変化
することによって、局部発振器（７）の局部発振周波数
が変化すると共に、高周波増幅回路ＲＡの各高周波同調
回路（２）。
（４）の帯域通過中心周波数が選局周波数、即ち高周波
受信信号の搬送波周波数に略一致するようにトラッキン
グがとられる。
受信信号の搬送波周波数に略一致するようにトラッキン
グがとられる。
ところで、電圧制御型可変容量素子（バラクタダイオー
ド）の容量及び制御電圧の関係は非直線で、これを用い
た同調回路の場合、同調周波数が高くなるにつれて、同
一周波数偏位を得るための制御電圧偏位は大となる。即
ち、制御電圧は同調周波数の２〜３乗に比例する。そこ
で、この点を考慮して、演算増幅器（２１）の利得を、
次のように折れ線近似によって変更する。即ち、バッフ
ァ増幅器（１７）よりの同調制御電圧をウィンドコンパ
レータ（２０）に供給して、例えば５１１ｇの基準電圧
Ｖａ、ｖｂ、Ｖｃ、Ｖｄｌ Ｖｅ （但しＶａ ＜Ｖ
ｂ＜Ｖｃ ＜Ｖｄ ＜Ｖｅ）と比較する。そして、同調
制御電圧がこれら基準電圧Ｖａ〜Ｖｅの間の４つの領域
のいずれにあるかによって、スイッチ８１〜Ｓ４を選択
的にオンにして、演算増幅器（２１）の利得を抵抗器Ｒ
１〜Ｒ４の抵抗値の如何によって変更し、これによって
検波回＋１（９）の検波出力電圧を補正して、同開回路
（２）、 （４）の同調周波数と制御電圧との関係を
、上述の特性に合わせるようにする。
ド）の容量及び制御電圧の関係は非直線で、これを用い
た同調回路の場合、同調周波数が高くなるにつれて、同
一周波数偏位を得るための制御電圧偏位は大となる。即
ち、制御電圧は同調周波数の２〜３乗に比例する。そこ
で、この点を考慮して、演算増幅器（２１）の利得を、
次のように折れ線近似によって変更する。即ち、バッフ
ァ増幅器（１７）よりの同調制御電圧をウィンドコンパ
レータ（２０）に供給して、例えば５１１ｇの基準電圧
Ｖａ、ｖｂ、Ｖｃ、Ｖｄｌ Ｖｅ （但しＶａ ＜Ｖ
ｂ＜Ｖｃ ＜Ｖｄ ＜Ｖｅ）と比較する。そして、同調
制御電圧がこれら基準電圧Ｖａ〜Ｖｅの間の４つの領域
のいずれにあるかによって、スイッチ８１〜Ｓ４を選択
的にオンにして、演算増幅器（２１）の利得を抵抗器Ｒ
１〜Ｒ４の抵抗値の如何によって変更し、これによって
検波回＋１（９）の検波出力電圧を補正して、同開回路
（２）、 （４）の同調周波数と制御電圧との関係を
、上述の特性に合わせるようにする。
更に、受信周波数帯域（例えば７６ＭＨｚ〜９０ＭＩ（
ｚ ）内に於いて、高周波同調口ｖ！Ｉ（２）、 （
４）の通過帯域中心周波数（同調周波数）が選局周波数
（高周波受信搬送波周波数）に略一致するように、バッ
ファ増幅器（１７）よりの同調制御電圧を、その電圧に
応じて直流電源Ｅ１〜Ｅ４を切換えて、演算増幅器（２
１）のオフセット電圧を変更することによって、補正す
る。
ｚ ）内に於いて、高周波同調口ｖ！Ｉ（２）、 （
４）の通過帯域中心周波数（同調周波数）が選局周波数
（高周波受信搬送波周波数）に略一致するように、バッ
ファ増幅器（１７）よりの同調制御電圧を、その電圧に
応じて直流電源Ｅ１〜Ｅ４を切換えて、演算増幅器（２
１）のオフセット電圧を変更することによって、補正す
る。
尚、演算増幅器（２１）の非反転入力端子に供給される
周波数検波出力電圧をＶ４、演算増幅器（２１）の出力
電圧をＶ３、バッファ増幅器（１７）の出力電圧をＶ１
％演算増幅器（１６）の出力電圧をｖ２とする。そして
、Ｖ３＝０のとき、Ｖ２＝■１とな゛るように、演算増
幅器（１６）の利得を制御する。
周波数検波出力電圧をＶ４、演算増幅器（２１）の出力
電圧をＶ３、バッファ増幅器（１７）の出力電圧をＶ１
％演算増幅器（１６）の出力電圧をｖ２とする。そして
、Ｖ３＝０のとき、Ｖ２＝■１とな゛るように、演算増
幅器（１６）の利得を制御する。
そして、ＰＬＬ（１１）よりの同調制御電圧を直接各高
周波同調回路（２）、 （４）の各電圧制御型可変容
量素子ＶＣに供給した場合に於ける、トラッキングエラ
ーの周波数特性が第２図の破線に示す如く、例えば下に
凸の特性を有するものとすると、各同調回路（２）、
（４）の各電圧制御型可変容量素子ＶＣに供給する制
御電圧は、これの逆特性のものであればよいことになる
。そこで、高周波受信周波数範囲を周波数ｆａ−ｆｅの
間とし、その間を４等分して両端を含めた基準周波数ｆ
ａ、ｆ５．ｆｃ、ｆａｔ ｒ、を設定し、その各領域
における略平均の制御電圧Ｖα、Ｖβ、Ｖγ。
周波同調回路（２）、 （４）の各電圧制御型可変容
量素子ＶＣに供給した場合に於ける、トラッキングエラ
ーの周波数特性が第２図の破線に示す如く、例えば下に
凸の特性を有するものとすると、各同調回路（２）、
（４）の各電圧制御型可変容量素子ＶＣに供給する制
御電圧は、これの逆特性のものであればよいことになる
。そこで、高周波受信周波数範囲を周波数ｆａ−ｆｅの
間とし、その間を４等分して両端を含めた基準周波数ｆ
ａ、ｆ５．ｆｃ、ｆａｔ ｒ、を設定し、その各領域
における略平均の制御電圧Ｖα、Ｖβ、Ｖγ。
Ｖａを上述の直流電源Ｅｓ〜Ｅ４で得る。即ち、第２図
に実線にて示す周波数特性を有する電圧が演算増幅器（
２１）の出力側の電圧■３となる。
に実線にて示す周波数特性を有する電圧が演算増幅器（
２１）の出力側の電圧■３となる。
又、抵抗器Ｒｓ〜Ｒ４によって演算増幅器（２１）の利
得を上述の各周波数ｆａ ｘｌｅ間の各領域において異
ならしめて、同調回路（２）、 （４）の各電圧制御
型可変容量素子ＶＣに供給する制御電圧の勾配を異なら
しめ、第３図に示すごとき周波数特性の同調制御電圧■
２を演算増幅器（１６）の出力端子に得て、各同調回路
（２）、 （４＞の各電圧制御型可変容量素子ＶＣの
各カソードに供給する。
得を上述の各周波数ｆａ ｘｌｅ間の各領域において異
ならしめて、同調回路（２）、 （４）の各電圧制御
型可変容量素子ＶＣに供給する制御電圧の勾配を異なら
しめ、第３図に示すごとき周波数特性の同調制御電圧■
２を演算増幅器（１６）の出力端子に得て、各同調回路
（２）、 （４＞の各電圧制御型可変容量素子ＶＣの
各カソードに供給する。
尚、各スイッチを省略し、各抵抗器の代りにＦＥＴ等の
１個の可変抵抗素子を用いると共に、各直流電源の代り
に１ （ｌｆｔの可変直流電源を用いて、演算増幅器（
２１）の利得及びオフセットを夫々連続可変するように
することもできる。
１個の可変抵抗素子を用いると共に、各直流電源の代り
に１ （ｌｆｔの可変直流電源を用いて、演算増幅器（
２１）の利得及びオフセットを夫々連続可変するように
することもできる。
かくして、第４図に示す如く、高周波増幅回路ＲＡに供
給される高周波受信信号の受信周波数ｆ。
給される高周波受信信号の受信周波数ｆ。
−Δｆに応じて、同調回路（２）、 （４）の通過帯
域中心周波数（同調周波数）がこの周波数ｆ。
域中心周波数（同調周波数）がこの周波数ｆ。
−Δｆと略一致するように変化する。このため第５図Ａ
に示す如く、高周波受信周波数に対する振幅特性は最大
周波数偏位を±Δｆとするとき、ｆ。
に示す如く、高周波受信周波数に対する振幅特性は最大
周波数偏位を±Δｆとするとき、ｆ。
−Δｆ及びｒｏ＋Δｆ間の範囲で略平坦となる。
又、第５図Ｂに示す如く、高周波受信信号の位相特性も
ｆｏ−Δｆ及びｆｏ＋Δｆ間の範囲で略平坦となり、こ
れにより高周波受信信号の高周波増幅回路ＲＡに於ける
歪が大幅に減少する。
ｆｏ−Δｆ及びｆｏ＋Δｆ間の範囲で略平坦となり、こ
れにより高周波受信信号の高周波増幅回路ＲＡに於ける
歪が大幅に減少する。
又、演算増幅器（２１）のオフセット電圧を、上述のよ
うにＰＬＬ（１１）よりの同調制御電圧の値に応じて変
化させるので、高周波増幅回路ＲＡＯ高周波同調回路（
２）、 （４）は確実にトラッキングをとることがで
きる。
うにＰＬＬ（１１）よりの同調制御電圧の値に応じて変
化させるので、高周波増幅回路ＲＡＯ高周波同調回路（
２）、 （４）は確実にトラッキングをとることがで
きる。
次に、第６図を参照して、本発明の他の実施例を説明す
る。この実施例では、検波回路（９）よりの検波出力に
よって、高周波同国回路（２）。
る。この実施例では、検波回路（９）よりの検波出力に
よって、高周波同国回路（２）。
（４）の通過帯域中心周波数（同調周波数）を変化させ
ることを省略し、これに伴って、第２の同調制御電圧発
生回路（２５）に於ける演算増幅器（２１）を省略した
場合である。即ち、第６図に於いては、スイッチ８１〜
Ｓ４及び直流電源Ｅ１〜Ｅ４の各直列回路の一端を接地
し、他端を抵抗器（２３）を通じて、演算増幅器（１６
）の反転入力端子に接続する。その他の構成は第１図と
同様である。
ることを省略し、これに伴って、第２の同調制御電圧発
生回路（２５）に於ける演算増幅器（２１）を省略した
場合である。即ち、第６図に於いては、スイッチ８１〜
Ｓ４及び直流電源Ｅ１〜Ｅ４の各直列回路の一端を接地
し、他端を抵抗器（２３）を通じて、演算増幅器（１６
）の反転入力端子に接続する。その他の構成は第１図と
同様である。
尚、本発明は電子同調式ＡＭ （ラジオ）受信機にも通
用できる。
用できる。
上述せる本発明によれば、局部発振器に供給する同調制
御電圧の周波数特性を高周波同調回路の同調周波数が選
局周波数に略追従するように補正し、この補正された同
調制御電圧を高周波同調回路に供給するようにしたので
、高周波増幅回路のトラッキングエラーを大幅に減少さ
せることができる。
御電圧の周波数特性を高周波同調回路の同調周波数が選
局周波数に略追従するように補正し、この補正された同
調制御電圧を高周波同調回路に供給するようにしたので
、高周波増幅回路のトラッキングエラーを大幅に減少さ
せることができる。
従って、電子同調式ＦＭ受信機の場合は、高周波受信信
号の高周波増幅回路に於ける歪が減少し、電子同調式Ａ
Ｍ受信機の場合は、高周波受信信号の高周波増幅回路に
於ける感度低下が軽減される。
号の高周波増幅回路に於ける歪が減少し、電子同調式Ａ
Ｍ受信機の場合は、高周波受信信号の高周波増幅回路に
於ける感度低下が軽減される。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は演算
増幅器（２１）の出力電圧の周波数特性を示す特性曲線
図、第３図は高周波同調回路の各電圧制御型可変容量素
子に供給される同調制御電圧の周波数特性を示す特性曲
線図、第４図は高周波同調回路の周波数特性と高周波受
信信号の周波数関係を示す特性曲線図、第５図は高周波
同調回路における振幅周波数特性及び位相周波数特性を
示す特性曲線図、第６図は本発明の他の実施例の一部を
示す回路図、第７図は従来例の回路図である。 ＲＡは高周波増幅回路、（２）、 （４）は高周波同
調回路、（３）は高周波増幅器、（５）は周波数変換回
路、（６）は周波数混合器、（７）は局部発振器、（８
）は中間周波増幅回路、（９）は周波数検波回路、（１
１）は第１の同調制御電圧発生回路としてのＰＬＬ、（
２５）は第２の同調制御電圧発生回路である。 第２図 第３図 椅ａ歯ａ口 第４図 将１曲＃に目 第５図
増幅器（２１）の出力電圧の周波数特性を示す特性曲線
図、第３図は高周波同調回路の各電圧制御型可変容量素
子に供給される同調制御電圧の周波数特性を示す特性曲
線図、第４図は高周波同調回路の周波数特性と高周波受
信信号の周波数関係を示す特性曲線図、第５図は高周波
同調回路における振幅周波数特性及び位相周波数特性を
示す特性曲線図、第６図は本発明の他の実施例の一部を
示す回路図、第７図は従来例の回路図である。 ＲＡは高周波増幅回路、（２）、 （４）は高周波同
調回路、（３）は高周波増幅器、（５）は周波数変換回
路、（６）は周波数混合器、（７）は局部発振器、（８
）は中間周波増幅回路、（９）は周波数検波回路、（１
１）は第１の同調制御電圧発生回路としてのＰＬＬ、（
２５）は第２の同調制御電圧発生回路である。 第２図 第３図 椅ａ歯ａ口 第４図 将１曲＃に目 第５図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 同調回路を備える高周波増幅回路、周波数変換回路、中
間周波増幅回路、検波回路及び上記周波数変換回路の局
部発振器の発振周波数を制御する第１の同調制御電圧発
生回路を有する電子同調式受信機において、 上記第１の同調制御電圧発生回路よりの同調制御電圧の
周波数特性を、上記同調回路の同調周波数が選局周波数
に略追従するように補正し、該補正された同調制御電圧
を上記同調回路に供給する第２の同調制御電圧発生回路
を設けたことを特徴とする電子同調式受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60092808A JPH0697731B2 (ja) | 1985-04-30 | 1985-04-30 | 電子同調式受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60092808A JPH0697731B2 (ja) | 1985-04-30 | 1985-04-30 | 電子同調式受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61251314A true JPS61251314A (ja) | 1986-11-08 |
| JPH0697731B2 JPH0697731B2 (ja) | 1994-11-30 |
Family
ID=14064709
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60092808A Expired - Fee Related JPH0697731B2 (ja) | 1985-04-30 | 1985-04-30 | 電子同調式受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0697731B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5428829A (en) * | 1992-09-28 | 1995-06-27 | Delco Electronics Corporation | Method and apparatus for tuning and aligning an FM receiver |
| WO2012120777A1 (ja) * | 2011-03-09 | 2012-09-13 | パナソニック株式会社 | 無線装置 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5615138U (ja) * | 1979-07-13 | 1981-02-09 | ||
| JPS6014527U (ja) * | 1983-07-08 | 1985-01-31 | 日本ビクター株式会社 | 電子同調チユ−ナ |
-
1985
- 1985-04-30 JP JP60092808A patent/JPH0697731B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5615138U (ja) * | 1979-07-13 | 1981-02-09 | ||
| JPS6014527U (ja) * | 1983-07-08 | 1985-01-31 | 日本ビクター株式会社 | 電子同調チユ−ナ |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5428829A (en) * | 1992-09-28 | 1995-06-27 | Delco Electronics Corporation | Method and apparatus for tuning and aligning an FM receiver |
| WO2012120777A1 (ja) * | 2011-03-09 | 2012-09-13 | パナソニック株式会社 | 無線装置 |
| JP2012191342A (ja) * | 2011-03-09 | 2012-10-04 | Panasonic Corp | 無線装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0697731B2 (ja) | 1994-11-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2912791B2 (ja) | 高周波受信装置 | |
| US6968173B2 (en) | Tuner | |
| JPS63242030A (ja) | 広帯域周波数シンセサイザ受信機 | |
| JPS61251313A (ja) | 電子同調式ｆｍ受信機 | |
| JP2000307458A (ja) | Ｐｌｌ内蔵チューナｉｃ | |
| US5243356A (en) | Antenna circuit and wrist radio instrument | |
| EP0794610B1 (en) | Constant high Q voltage controlled oscillator and method for making same | |
| KR100282193B1 (ko) | 스테레오신호복조회로 및 이것을 이용한 스테레오신호복조장치 | |
| JPS61251314A (ja) | 電子同調式受信機 | |
| US5221911A (en) | Receiver having pll frequency synthesizer with rc loop filter | |
| JPH0241934B2 (ja) | ||
| JPS61251303A (ja) | 増幅回路 | |
| JPS6016718A (ja) | デジタル式電子同調方式 | |
| JPH0623056Y2 (ja) | 電圧制御形発振回路 | |
| JPH0787345B2 (ja) | 局部発振装置 | |
| JPH0644192Y2 (ja) | Ｆｍ−ａｍ受信機 | |
| JPH0583032A (ja) | 水晶発振回路 | |
| JP4277154B2 (ja) | 電圧制御発振器およびシンセサイザ受信機 | |
| JPS60223335A (ja) | Ａｍ／ｆｍ受信機のチユ−ナ | |
| JPS5818345Y2 (ja) | 受信機 | |
| JPH0132436Y2 (ja) | ||
| JPH0427229Y2 (ja) | ||
| JPH0332089Y2 (ja) | ||
| JPS60149226A (ja) | チユ−ナ回路 | |
| JPH0766630A (ja) | Ｐｌｌ同期検波器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |