JPS6016718A - デジタル式電子同調方式 - Google Patents
デジタル式電子同調方式Info
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- JPS6016718A JPS6016718A JP11521884A JP11521884A JPS6016718A JP S6016718 A JPS6016718 A JP S6016718A JP 11521884 A JP11521884 A JP 11521884A JP 11521884 A JP11521884 A JP 11521884A JP S6016718 A JPS6016718 A JP S6016718A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- signal
- pll
- circuit
- loop
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
- H03J7/02—Automatic frequency control
- H03J7/04—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant
- H03J7/06—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant using counters or frequency dividers
- H03J7/065—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant using counters or frequency dividers the counter or frequency divider being used in a phase locked loop
Landscapes
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、放送周波数に対応させたデジタル数値を基に
、可変容量ダイオード(バラクタ)に印加する直流電圧
を電子的に制御して受信機の同調を行うデジタル式電子
同調方式に関する。
、可変容量ダイオード(バラクタ)に印加する直流電圧
を電子的に制御して受信機の同調を行うデジタル式電子
同調方式に関する。
一般に、デジタル式電子同調方式には、大別してPLL
技術を用いたPLLシンセサイザ方式と、D/A変換に
よる電圧シンセサイザ方式の2つがある。D/A変換電
圧シンセサイザ方式は直流電圧で電圧制御型発振器を有
する局部発振回路を制御するため、従来のチーーナー技
術を利用して高S/N比が得やすいという利点があるが
、同調精度と安定性に問題がある。一方、PLLシンセ
サイザ方式は、水晶による基準周波数を基にしたPLL
ルーズにより受信に必要な局部発振周波数を作り出すた
め、同調の精度と安定性が良い。しかし、PLLルーズ
の中にある分周器信号の高調波成分やループのゆらぎに
より雑音特性が悪化しやすい傾向にある。
技術を用いたPLLシンセサイザ方式と、D/A変換に
よる電圧シンセサイザ方式の2つがある。D/A変換電
圧シンセサイザ方式は直流電圧で電圧制御型発振器を有
する局部発振回路を制御するため、従来のチーーナー技
術を利用して高S/N比が得やすいという利点があるが
、同調精度と安定性に問題がある。一方、PLLシンセ
サイザ方式は、水晶による基準周波数を基にしたPLL
ルーズにより受信に必要な局部発振周波数を作り出すた
め、同調の精度と安定性が良い。しかし、PLLルーズ
の中にある分周器信号の高調波成分やループのゆらぎに
より雑音特性が悪化しやすい傾向にある。
ところが、PLLシン士サイザ方すでは、受信機の同調
精度・)を中間周波段のセラミックフィルターのばらつ
きに左右される場合がある。即ち、放送周波数に対応し
た分周数データをプログラマブルデバイダに設定するだ
けの一般的PLLグリセット選局では、セラミックフィ
ルタのずれの大きさに関係な(、局部発振周波数が設定
された分周数データに対応した周波数に固定されてしま
うため、ずれが大きいと局部発振周波数が正同調範囲外
に固定されてしまうことがあり、この場合、良質な音を
閤くことは不可能となってしまう。
精度・)を中間周波段のセラミックフィルターのばらつ
きに左右される場合がある。即ち、放送周波数に対応し
た分周数データをプログラマブルデバイダに設定するだ
けの一般的PLLグリセット選局では、セラミックフィ
ルタのずれの大きさに関係な(、局部発振周波数が設定
された分周数データに対応した周波数に固定されてしま
うため、ずれが大きいと局部発振周波数が正同調範囲外
に固定されてしまうことがあり、この場合、良質な音を
閤くことは不可能となってしまう。
本発明は、斯る点に鑑み、PLLシンセサイザ方式に電
圧シンセサイザ方式を取り入れることにより、PLLル
ープを使用したプリセット選局時に、セラミックフィル
ターのずれがあっても、正同調範囲での受信を可能にし
た新規な電子同調方式を提供するものである。
圧シンセサイザ方式を取り入れることにより、PLLル
ープを使用したプリセット選局時に、セラミックフィル
ターのずれがあっても、正同調範囲での受信を可能にし
た新規な電子同調方式を提供するものである。
以下、実施例に基づき、図面を参照しながら説明する。
第1図において、(〃は一般的なFM受信機であり、ア
ンテナ(2)に受信された信号は、ラジオ周波増幅器(
3)で増幅され、混合回路(4)で、中間周波数に変換
された後、中間周波増幅回路(5)で増幅され、更に検
波回路(6)で検波された後、低周波増幅回路は電圧制
御型発振器を有する局部発振回路であり、低域通過フィ
ルタα1)を通して印加される直流電圧の値に応じてそ
の発振周波数が変化する。aカは、FM検波回路(6)
からのSカーブ信号を直流増幅する直流増幅器であり、
Q31は2値のスレッシュホールドレベルを有する比較
器を含み、直流増幅器021の出力に対応した3値のデ
ジタル値(第1の状態″H”v ヘ/lz 、 J 2
)状D”L″レペル、ff13(7)状態”ハイイン
ピーダンス”)を発生する第1チヤージポンプである。
ンテナ(2)に受信された信号は、ラジオ周波増幅器(
3)で増幅され、混合回路(4)で、中間周波数に変換
された後、中間周波増幅回路(5)で増幅され、更に検
波回路(6)で検波された後、低周波増幅回路は電圧制
御型発振器を有する局部発振回路であり、低域通過フィ
ルタα1)を通して印加される直流電圧の値に応じてそ
の発振周波数が変化する。aカは、FM検波回路(6)
からのSカーブ信号を直流増幅する直流増幅器であり、
Q31は2値のスレッシュホールドレベルを有する比較
器を含み、直流増幅器021の出力に対応した3値のデ
ジタル値(第1の状態″H”v ヘ/lz 、 J 2
)状D”L″レペル、ff13(7)状態”ハイイン
ピーダンス”)を発生する第1チヤージポンプである。
次に、(14jはPLLループであり、(1(ト)は局
部発振周波数を、所定の周波数に分周する分周回路であ
り、(16)は、プリセットメモリーJlηに記憶され
ている)iQ送周波斂に対応する分周数ュータで分周回
路fl’、Jからの出力を更に分周するプログラマブル
デバイダである。08)は、水晶による基準周波数発生
回路(1!すからの基準周波数とプログラマブルデバイ
ダ(16)により分周された局部発振周波数の位相を比
較する位相検出回路であり、(イ)は、位相検出回路の
出力に応じた3値のディジタル値(第1の状態”IT”
レベル、第2の状態″L”レベル、第3の状態”ハイイ
ンピーダンス”)を発生する第2チヤージポンプである
。
部発振周波数を、所定の周波数に分周する分周回路であ
り、(16)は、プリセットメモリーJlηに記憶され
ている)iQ送周波斂に対応する分周数ュータで分周回
路fl’、Jからの出力を更に分周するプログラマブル
デバイダである。08)は、水晶による基準周波数発生
回路(1!すからの基準周波数とプログラマブルデバイ
ダ(16)により分周された局部発振周波数の位相を比
較する位相検出回路であり、(イ)は、位相検出回路の
出力に応じた3値のディジタル値(第1の状態”IT”
レベル、第2の状態″L”レベル、第3の状態”ハイイ
ンピーダンス”)を発生する第2チヤージポンプである
。
ここで、局部発振回路αQと低域3M通過ィルタ(11
1は、P L 、LループとSカーブ追従AFC動作ル
ープとにおいて、共通に使用される。
1は、P L 、LループとSカーブ追従AFC動作ル
ープとにおいて、共通に使用される。
P L L f#J作とSカーブ追従AFC動作との切
換えは、制御回路(21)から発生するスイッチ切換信
号(P/S)により制御されるスイッチ(2急によって
行われる。
換えは、制御回路(21)から発生するスイッチ切換信
号(P/S)により制御されるスイッチ(2急によって
行われる。
(23は、P L Lループが、ロックしたことを検出
する口7り検出回路であり、因1は、放送信号の有無を
検出するため中間周波の信号レベルを検出するIFレベ
ル検出回路である。又(25)はチャンネルキー、(ハ
)はアドレスデコーダであり、プリセット選局時は、チ
ャンネルキー(2湯をオンすると、指定されたアドレス
のプリセットメモリー〇ηの内容がプログラマブルデバ
イダQ611C送られ、選局動作が行なわれる。
する口7り検出回路であり、因1は、放送信号の有無を
検出するため中間周波の信号レベルを検出するIFレベ
ル検出回路である。又(25)はチャンネルキー、(ハ
)はアドレスデコーダであり、プリセット選局時は、チ
ャンネルキー(2湯をオンすると、指定されたアドレス
のプリセットメモリー〇ηの内容がプログラマブルデバ
イダQ611C送られ、選局動作が行なわれる。
さらに、(27)はアップキー、(2唱まダウンキーで
、チャンネルキーQつオフ時には、プログラマブルデバ
イダ(16)にセットする分周数データを、それぞれ、
インクリメント(+1)、デクリメント(−1)するも
のであり、この状態で書き込みキー(2!9と、チャン
ネルキー(ハ)をオンすると、インクリメント又はデク
リメントされた分周数データがアドレスデコーダ(ホ)
で指定されたアドレスのプリセットメモリーaDに記憶
される。
、チャンネルキーQつオフ時には、プログラマブルデバ
イダ(16)にセットする分周数データを、それぞれ、
インクリメント(+1)、デクリメント(−1)するも
のであり、この状態で書き込みキー(2!9と、チャン
ネルキー(ハ)をオンすると、インクリメント又はデク
リメントされた分周数データがアドレスデコーダ(ホ)
で指定されたアドレスのプリセットメモリーaDに記憶
される。
以下、本発明の動作を図面に基づいて説明する。
先ず、チャンネルキー(ハ)をオンすると、指定された
グリセノドメモリー〇ηの内容がプログラマブルデバイ
ダθQにセントされ、同時に制御回路(21)から−ス
イッチ(22)にスイッチ切換信号(P/S )が加え
られ、第1図の点P側へ回路が接続されて、PLLルー
プが形成される。
グリセノドメモリー〇ηの内容がプログラマブルデバイ
ダθQにセントされ、同時に制御回路(21)から−ス
イッチ(22)にスイッチ切換信号(P/S )が加え
られ、第1図の点P側へ回路が接続されて、PLLルー
プが形成される。
このため、局部発振周波数は、分周回路(151とプロ
グラマブルデバイダ(1G)により分周され、位相検出
回路(18)の第1入力端子に加えられる。他方、位(
11検出回路(181の第2入力端子には、基準周波数
発生回路((特の基準周波数が加えられ、両人力信号の
位m及び周波数の比較が行われる。
グラマブルデバイダ(1G)により分周され、位相検出
回路(18)の第1入力端子に加えられる。他方、位(
11検出回路(181の第2入力端子には、基準周波数
発生回路((特の基準周波数が加えられ、両人力信号の
位m及び周波数の比較が行われる。
、ロ66体的には、第2図のタイミングヂャートに示(
ように、分周された局部発振周波数(fp)が基準周波
数(fo)よりも位相が進んでいる場合は、f\Y相(
α出回路(へ)の第1出力信号(Ulが″Lルベルを発
生し、位相が遅れている場合は、第2出力信!j(1)
lがTI”レベルを発生する。従って、位相が一致する
と、第1出力信号(Uが”H″レベル第2出力信号σ)
)が”L 11レベルとなる。
ように、分周された局部発振周波数(fp)が基準周波
数(fo)よりも位相が進んでいる場合は、f\Y相(
α出回路(へ)の第1出力信号(Ulが″Lルベルを発
生し、位相が遅れている場合は、第2出力信!j(1)
lがTI”レベルを発生する。従って、位相が一致する
と、第1出力信号(Uが”H″レベル第2出力信号σ)
)が”L 11レベルとなる。
そして、位相検出回路Q8)の第1出力信号(Ul及び
第2出力信号[F]に応じて第2チヤージポンプC41
++は3値のデジタル値を発生し、このデジタル値が低
域通過フィルタ01)により、D/A変換されて、直流
電圧として、局部発振回路00)及びラジオ周波増幅回
路(3)のバラクタに印加される。このjff流′醒圧
のレベルにより、局部発振周波数が決定される。
第2出力信号[F]に応じて第2チヤージポンプC41
++は3値のデジタル値を発生し、このデジタル値が低
域通過フィルタ01)により、D/A変換されて、直流
電圧として、局部発振回路00)及びラジオ周波増幅回
路(3)のバラクタに印加される。このjff流′醒圧
のレベルにより、局部発振周波数が決定される。
ここで、第2チヤージポンプCυの具体例をfJ3図妬
示す。図示のように、第2チヤージポンプ(イ)は、P
チャンネルMO8)ランジスタ(P−MO8と略す)と
、nチャンネルMO8)ランジスタ(n−MO8と略す
)で構成されており、位相検出回路Q8の第1出力信号
(Ulが6H″で、第2出7]信号(DIIOJ″−”
L”の場合は、P −MOS及びn −MO8が共にオ
フとなり、出力を”ハイインピーダンス”とし、第1出
力信号(Ul、ff12出力信号(I))が共に”H”
の場合は、P’−MO8がオン、n −MO8がオフと
なり”■(”レベルを、第1出力信号(財)、第2出力
信号(Dが共に、”L″の場合は、P−MO8がオフ、
n−MO8がオンとなり n 、、 I+レベルを出力
する。即ち、第2チヤージポンプ□□□の出力信’f(
C2)は、第2図01に示すように、分1、Jされた局
部発振周波数(fp)が、基準周波数(fo)よりも位
相が遅れている場合は、第1の状態″11″レベル、位
相が進んでいる場合は第2の状態″T、 I+レベル、
位相が一致している場合は、1朽3の状態”ハイインピ
ーダンス”となる。
示す。図示のように、第2チヤージポンプ(イ)は、P
チャンネルMO8)ランジスタ(P−MO8と略す)と
、nチャンネルMO8)ランジスタ(n−MO8と略す
)で構成されており、位相検出回路Q8の第1出力信号
(Ulが6H″で、第2出7]信号(DIIOJ″−”
L”の場合は、P −MOS及びn −MO8が共にオ
フとなり、出力を”ハイインピーダンス”とし、第1出
力信号(Ul、ff12出力信号(I))が共に”H”
の場合は、P’−MO8がオン、n −MO8がオフと
なり”■(”レベルを、第1出力信号(財)、第2出力
信号(Dが共に、”L″の場合は、P−MO8がオフ、
n−MO8がオンとなり n 、、 I+レベルを出力
する。即ち、第2チヤージポンプ□□□の出力信’f(
C2)は、第2図01に示すように、分1、Jされた局
部発振周波数(fp)が、基準周波数(fo)よりも位
相が遅れている場合は、第1の状態″11″レベル、位
相が進んでいる場合は第2の状態″T、 I+レベル、
位相が一致している場合は、1朽3の状態”ハイインピ
ーダンス”となる。
ところで、分周された局部発振周波数(fp)と、基準
周波数(fo)を一致させるためには、前記周波数(f
p)が基準周波数(fO)より位相が進んでいる場合は
、周波数(fp)を下げ、位相が遅れている場合は、周
波数(fp)を上げる必要がある。
周波数(fo)を一致させるためには、前記周波数(f
p)が基準周波数(fO)より位相が進んでいる場合は
、周波数(fp)を下げ、位相が遅れている場合は、周
波数(fp)を上げる必要がある。
従って本実施例においては、第2チヤージボング(21
11の”L”レペルイホ号に対応した直流電圧により、
局、tIS発振周波数をFけ、”H”レベル信号に対応
した直流電圧により局部発振周波数を上げることによっ
て、周波数(fp)とノ、9準周波数(fO)を一致さ
せろことができる。
11の”L”レペルイホ号に対応した直流電圧により、
局、tIS発振周波数をFけ、”H”レベル信号に対応
した直流電圧により局部発振周波数を上げることによっ
て、周波数(fp)とノ、9準周波数(fO)を一致さ
せろことができる。
以上のようなI) L L動作によって、P L Lル
ープは、ロックされ安定状態となって、選局動作は)r
′、了する。尚、この時点で低域通過フィルター〇ll
KはPLL動作により得られた選局電圧が記憶されてい
る。
ープは、ロックされ安定状態となって、選局動作は)r
′、了する。尚、この時点で低域通過フィルター〇ll
KはPLL動作により得られた選局電圧が記憶されてい
る。
ここで、PLLループがロックすると、ロック検出回路
(ハ)から出力信号が発生するが、この状態で放送信号
が有ればIFレベル検出回路C241からSD倍信号発
生する。すると、制御回路(211からはスイッチ@に
スイッチ切換信号(P/S)が加えられて、回路は、S
側に接続され、PLL動作から、Sカーブ追従AFC動
作に切換えられる。
(ハ)から出力信号が発生するが、この状態で放送信号
が有ればIFレベル検出回路C241からSD倍信号発
生する。すると、制御回路(211からはスイッチ@に
スイッチ切換信号(P/S)が加えられて、回路は、S
側に接続され、PLL動作から、Sカーブ追従AFC動
作に切換えられる。
Sカーブ追従AFC動作では、先ず、検波回路(6)の
Sカーブ信号が、直流増幅器a渇で増幅され、第1チヤ
ージポンプ03に加えられる。第1チヤージボング0は
、2値のスレッシュホールドレベル■、い■Il、I(
■、L〉■8.l)を有し、第4図に示すようK、直流
増幅されたSカーブ信号(■、)が第1算レッジ−ホー
ルドレベルV、L、l:す高いf4 合、 F1オペア
ンプ(至)及び第2オペアンプC31)の出力は、共に
”L”となり、P−MO8はオン、n −MO8はオフ
する。従って、第1チヤージポンプQ31はH”レベル
を出力する。又Sカーブ信号(V、)がスレッシ−ボー
ルドレベル(Vsb))−(V+++り(’)間にノ・
ンろ」2!h合は、・151号−ベアング(3(9の出
力は°’ +1 ”であるから、P−MO8はオフ、第
2オペアングぐ)1)の出力はL”であるから、n−M
O8もオフ、よって第1チヤージポンプ(13)の出力
は”ハイインピーダンス”となる。
Sカーブ信号が、直流増幅器a渇で増幅され、第1チヤ
ージポンプ03に加えられる。第1チヤージボング0は
、2値のスレッシュホールドレベル■、い■Il、I(
■、L〉■8.l)を有し、第4図に示すようK、直流
増幅されたSカーブ信号(■、)が第1算レッジ−ホー
ルドレベルV、L、l:す高いf4 合、 F1オペア
ンプ(至)及び第2オペアンプC31)の出力は、共に
”L”となり、P−MO8はオン、n −MO8はオフ
する。従って、第1チヤージポンプQ31はH”レベル
を出力する。又Sカーブ信号(V、)がスレッシ−ボー
ルドレベル(Vsb))−(V+++り(’)間にノ・
ンろ」2!h合は、・151号−ベアング(3(9の出
力は°’ +1 ”であるから、P−MO8はオフ、第
2オペアングぐ)1)の出力はL”であるから、n−M
O8もオフ、よって第1チヤージポンプ(13)の出力
は”ハイインピーダンス”となる。
次にSカーブ信号(V8)が第2スレツシユホールドレ
ベル(V、□)より低い場合、第1オペアンプC30)
及び第2オペアンズ(31)の出力は共に” H′′で
あるから、P −MOSはオフし、n−MO8はオンし
て、第1′f−ヤージボンプ(13)は、″L″レベル
を出力する。
ベル(V、□)より低い場合、第1オペアンプC30)
及び第2オペアンズ(31)の出力は共に” H′′で
あるから、P −MOSはオフし、n−MO8はオンし
て、第1′f−ヤージボンプ(13)は、″L″レベル
を出力する。
このIn子を図示すると、第5図のように1.K、す、
弔5図(イ)は、直流増幅されたSカーブ信号(V、)
を示し、第5図(ロ)は、第1チヤージポンプ0漕の出
力(C6)を示す。第5図(イ)においてA期間はSカ
ーブ信号(V、l)が、■、Lより高い場合の第1オペ
アンプ(至)の出力信号(SL信号)が発生する期間で
あり、C期間は、Sカーブ信号(VR)が、■□より低
い場合の第2オペアンプ(31)の出力信号(SH倍信
号が発生する期間であり、13JIJI間が正同調期間
である。
弔5図(イ)は、直流増幅されたSカーブ信号(V、)
を示し、第5図(ロ)は、第1チヤージポンプ0漕の出
力(C6)を示す。第5図(イ)においてA期間はSカ
ーブ信号(V、l)が、■、Lより高い場合の第1オペ
アンプ(至)の出力信号(SL信号)が発生する期間で
あり、C期間は、Sカーブ信号(VR)が、■□より低
い場合の第2オペアンプ(31)の出力信号(SH倍信
号が発生する期間であり、13JIJI間が正同調期間
である。
図示のように、SL信号は局部発振周波数が正同調範囲
より低くずれた場合に発生し、この場合第5図(ロ)の
ように、第1チヤージポンプ03)は、″H″レベルを
出力する。又、SH倍信号、局部発振周波数が、正同調
範囲より高くずれた場合に発生し、この場合、第1チヤ
ージポンプ03)は、L”レベルを出力し、正同調範囲
においては、第1チヤージポンプ03)の出力は6ノ・
イインピーダンス”となる。
より低くずれた場合に発生し、この場合第5図(ロ)の
ように、第1チヤージポンプ03)は、″H″レベルを
出力する。又、SH倍信号、局部発振周波数が、正同調
範囲より高くずれた場合に発生し、この場合、第1チヤ
ージポンプ03)は、L”レベルを出力し、正同調範囲
においては、第1チヤージポンプ03)の出力は6ノ・
イインピーダンス”となる。
この第1チヤージポンプ(13)の出力信号は、低域通
過フィルタ(11)によって、直流電圧に変換され、こ
の電圧がPLL動作により得られた選局電圧に加算され
て局部発振回路(10)及び、ラジオ周波増幅回路(3
)のバラクタに、印加される。従って第2チヤージポン
プQOの場合と同様、第1チヤージポンプ03)の11
”レベル信号に対応した直流電圧によって、局部発振周
波数を上げ、”L”レベル信号に対応した直流電圧によ
って、局部発振周波数をFrJ’ることにより、受信機
を正しい同調状態にすることができる。
過フィルタ(11)によって、直流電圧に変換され、こ
の電圧がPLL動作により得られた選局電圧に加算され
て局部発振回路(10)及び、ラジオ周波増幅回路(3
)のバラクタに、印加される。従って第2チヤージポン
プQOの場合と同様、第1チヤージポンプ03)の11
”レベル信号に対応した直流電圧によって、局部発振周
波数を上げ、”L”レベル信号に対応した直流電圧によ
って、局部発振周波数をFrJ’ることにより、受信機
を正しい同調状態にすることができる。
即ち、セラミックフィルタにずれがあり、プリセット選
局時のPLLループによる退局動作で、局部発振周波数
が正同調範囲より低い所定の周波数範囲に設定されてし
まった場合は、S T、信号により局部発掘周波数が正
同調範囲に引き込まれ、又、正回訓範囲より高い所定の
周波数範囲に設定されてしまった鳴合は、’S H信号
により局部発振周波数が正同調範囲に引き込まれるので
、正同調範囲で受信が行なわれることとなる。
局時のPLLループによる退局動作で、局部発振周波数
が正同調範囲より低い所定の周波数範囲に設定されてし
まった場合は、S T、信号により局部発掘周波数が正
同調範囲に引き込まれ、又、正回訓範囲より高い所定の
周波数範囲に設定されてしまった鳴合は、’S H信号
により局部発振周波数が正同調範囲に引き込まれるので
、正同調範囲で受信が行なわれることとなる。
ところで、プリセット選局後、中間周波が弱電界の時は
、IFレベル検出回路(ハ)は、出力信号(SD信号)
を発生しないため制御回路(21)は、放送信号が無い
ことを判定して、スイッチ(221によるSノノーブ追
従AFC動作への切換を行わず、F T。
、IFレベル検出回路(ハ)は、出力信号(SD信号)
を発生しないため制御回路(21)は、放送信号が無い
ことを判定して、スイッチ(221によるSノノーブ追
従AFC動作への切換を行わず、F T。
L rub作によって、受信動作を行い、受信の安定性
を確保する。
を確保する。
尚、上記実施例の場合、P L Lループ、Sカーブ追
従AFC動作ループにおいて、低域通過フィルタを共用
したが、本発明の主旨はこれらの構成に限定されない。
従AFC動作ループにおいて、低域通過フィルタを共用
したが、本発明の主旨はこれらの構成に限定されない。
例えば、各々のループに個別に低域通過フィルタを設け
ても、本発明の電子同調方式を実現できる。
ても、本発明の電子同調方式を実現できる。
更に、実施測知おいては、FM受信俵に関して説明した
為、Sカーブ特性を発生させる特別の回路を設ける必要
がなかったが、AM受信機に本発明を利用する時は、A
M中間周波増幅回路と直流増幅回路の間にSカーブ発生
回路が必要となる。
為、Sカーブ特性を発生させる特別の回路を設ける必要
がなかったが、AM受信機に本発明を利用する時は、A
M中間周波増幅回路と直流増幅回路の間にSカーブ発生
回路が必要となる。
本発明によるデジタル式電子同調方式は、上述の如く、
プリセット選局時に、一般的なPLL選局動作に加えて
、Sカーブ追従AFC動作を行なうようにしたので、セ
ラミックフィルタにずれがあっても正同調範囲での受信
が可能となり、同調精度が著しく向上する。又、正同調
範囲での受信が可能となるため、従来の如く、特性の極
めて良いセラミックフィルタを使用しなければならない
という制限から解放される。更に、分周数データとして
も放送周波数に厳密に対応したデータを使用しなくても
済むようになり、このため、プリセノドメモリの容射も
削減できる。
プリセット選局時に、一般的なPLL選局動作に加えて
、Sカーブ追従AFC動作を行なうようにしたので、セ
ラミックフィルタにずれがあっても正同調範囲での受信
が可能となり、同調精度が著しく向上する。又、正同調
範囲での受信が可能となるため、従来の如く、特性の極
めて良いセラミックフィルタを使用しなければならない
という制限から解放される。更に、分周数データとして
も放送周波数に厳密に対応したデータを使用しなくても
済むようになり、このため、プリセノドメモリの容射も
削減できる。
第1図は、本発明の一実施例のブロック図、第2図(イ
)〜(ホ)は、本発明のP L L動作時のタイミング
チャート、第3図は、第1図の第2チヤージポンプC?
f1)の具体回路例、第4図は、第1図の第1チヤーシ
ボ/プ(13)の具体回路例、第5図(イ)(ロ)は、
第1図の説明波形図を示す。 主な図番の説明 (±)・・1・゛M受信機、 (勇・・Sカルブ追fi
t A F CpIJ作ループ、 吋)・P L Lル
ープ、 (6)・・検波回路、(tl)・・局j+l(
全損回路、 (11)・・低域通過フィルタ、(13)
・・・第1チヤージポンプ、(flit・°・プログラ
−2プルデ・;イタ゛、 (18)・・・位相検出回路
、 (2(刀・・・第2チヤージボング。 特許出願人 外1名 第1図 zb ンb 第3図 VnI′1
)〜(ホ)は、本発明のP L L動作時のタイミング
チャート、第3図は、第1図の第2チヤージポンプC?
f1)の具体回路例、第4図は、第1図の第1チヤーシ
ボ/プ(13)の具体回路例、第5図(イ)(ロ)は、
第1図の説明波形図を示す。 主な図番の説明 (±)・・1・゛M受信機、 (勇・・Sカルブ追fi
t A F CpIJ作ループ、 吋)・P L Lル
ープ、 (6)・・検波回路、(tl)・・局j+l(
全損回路、 (11)・・低域通過フィルタ、(13)
・・・第1チヤージポンプ、(flit・°・プログラ
−2プルデ・;イタ゛、 (18)・・・位相検出回路
、 (2(刀・・・第2チヤージボング。 特許出願人 外1名 第1図 zb ンb 第3図 VnI′1
Claims (1)
- (1) 局部発振回路としての電圧制御発振器を含んで
宿成される受信機において、放送周波数に対応する分周
数データが記憶されたプリセットメモリと、プリセット
選局操作時に前記分周数データが設定されるプログラマ
ブルデバイダを備え、前記分周数データに応じた制御電
圧を前記電圧制御発振器に供給するP L Lルーズと
、検波回路からイIPられるSカーブ信号に応じて前記
電圧制御発振器にflt制御制御市川を供給し、正同調
範囲より高い所定の周波数範囲及び正同調範囲より低い
所定の周波数範囲における前記局部発振回路の発振周波
数を正量++L’J範囲に引き込むSカーブ追従自動周
波数補正ループと、前記P J、 LループとSカーブ
追従自動周波数補正ループを切換えるためのスイッチン
グ手段と、放送信号の有無を検出する検出回路とを有し
、プリセット選局時において、前記PLLループが安定
状態となったとき、前記検出回路で放送信号の有ること
が検出された際には、前記スイッチング手段を制御して
、前記P LLループから前記Sカーブ追従自動周波数
補正ループへの切換を行なうようにしたことを特徴とす
るデジタル式電子同調方式。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11521884A JPS6016718A (ja) | 1984-06-04 | 1984-06-04 | デジタル式電子同調方式 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11521884A JPS6016718A (ja) | 1984-06-04 | 1984-06-04 | デジタル式電子同調方式 |
Related Parent Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP13398679A Division JPS5657324A (en) | 1979-10-16 | 1979-10-16 | Digital electronic tuning system |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6016718A true JPS6016718A (ja) | 1985-01-28 |
JPS627729B2 JPS627729B2 (ja) | 1987-02-19 |
Family
ID=14657283
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP11521884A Granted JPS6016718A (ja) | 1984-06-04 | 1984-06-04 | デジタル式電子同調方式 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6016718A (ja) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0273389A2 (en) * | 1986-12-24 | 1988-07-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Channel selection apparatus having automatic frequency compensation for transmission frequency error |
EP0441593A2 (en) * | 1990-02-05 | 1991-08-14 | Sharp Kabushiki Kaisha | Automatic frequency control circuit |
EP0518086A2 (de) * | 1991-06-08 | 1992-12-16 | TEMIC TELEFUNKEN microelectronic GmbH | Empfängeranordnung |
US5289506A (en) * | 1990-02-05 | 1994-02-22 | Sharp Kabushiki Kaisha | Automatic frequency control circuit |
KR100723838B1 (ko) | 2004-12-08 | 2007-05-31 | 한국전자통신연구원 | 주파수 합성 장치 |
-
1984
- 1984-06-04 JP JP11521884A patent/JPS6016718A/ja active Granted
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0273389A2 (en) * | 1986-12-24 | 1988-07-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Channel selection apparatus having automatic frequency compensation for transmission frequency error |
EP0441593A2 (en) * | 1990-02-05 | 1991-08-14 | Sharp Kabushiki Kaisha | Automatic frequency control circuit |
US5289506A (en) * | 1990-02-05 | 1994-02-22 | Sharp Kabushiki Kaisha | Automatic frequency control circuit |
EP0518086A2 (de) * | 1991-06-08 | 1992-12-16 | TEMIC TELEFUNKEN microelectronic GmbH | Empfängeranordnung |
EP0518086A3 (ja) * | 1991-06-08 | 1995-02-15 | Telefunken Electronic Gmbh | |
KR100723838B1 (ko) | 2004-12-08 | 2007-05-31 | 한국전자통신연구원 | 주파수 합성 장치 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS627729B2 (ja) | 1987-02-19 |
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