JPH0697730B2 - 電子同調式ｆｍ受信機 - Google Patents
電子同調式ｆｍ受信機Info
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- JPH0697730B2 JPH0697730B2 JP60092807A JP9280785A JPH0697730B2 JP H0697730 B2 JPH0697730 B2 JP H0697730B2 JP 60092807 A JP60092807 A JP 60092807A JP 9280785 A JP9280785 A JP 9280785A JP H0697730 B2 JPH0697730 B2 JP H0697730B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電子同調式FM受信機に関する。
本発明は電子同調式FM受信機に関し、周波数変換回路の
局部発振器の発振周波数を制御する第１の同調制御電圧
発生回路と共に、この第１の同調制御電圧発生回路より
の同調制御電圧を、周波数検波回路の検波出力に応じて
変化させて高周波増幅回路の同調回路に供給し、その同
調周波数が高周波受信周波数に略追従するように制御す
る第２の同調制御電圧発生回路を設けることにより、高
周波受信信号の高周波増幅回路に於ける歪みを減少させ
るようにしたものである。
局部発振器の発振周波数を制御する第１の同調制御電圧
発生回路と共に、この第１の同調制御電圧発生回路より
の同調制御電圧を、周波数検波回路の検波出力に応じて
変化させて高周波増幅回路の同調回路に供給し、その同
調周波数が高周波受信周波数に略追従するように制御す
る第２の同調制御電圧発生回路を設けることにより、高
周波受信信号の高周波増幅回路に於ける歪みを減少させ
るようにしたものである。
〔従来の技術〕 以下に第７図を参照して、従来の電子同調式FMラジオ受
信機について説明する。アンテナ（１）よりの受信信号
は高周波増幅回路RAに供給される。この高周波増幅回路
RAは高周波増幅器（３）及びその前後の高周波同調回路
（２），（４）から構成されている。高周波同調回路
（２），（４）は夫々例えば複同調回路を構成してお
り、夫々一対の電磁結合されたコイルL1,L2と、これに
夫々並列接続されたコンデンサＣ及び一対の電圧制御型
可変容量素子（バラクタダイオード）VCの直列回路とか
ら構成されている。高周波増幅回路RAよりの高周波信号
は、周波数変換回路（５）を構成する混合回路（６）に
供給される。混合回路（６）より得られた中間周波信号
は中間周波増幅回路（８）を介して周波数検波回路
（９）に供給される。（10）は周波数検波出力の得られ
る出力端子である。（７）は周波数変換回路（５）を構
成する局部発振器で、コイルＬと、これに夫々並列接続
されたコンデンサＣ及び一対の電圧制御型可変容量素子
（バラクタダイオード）VCの直列回路とから構成された
共振回路（7A）を備えている。
信機について説明する。アンテナ（１）よりの受信信号
は高周波増幅回路RAに供給される。この高周波増幅回路
RAは高周波増幅器（３）及びその前後の高周波同調回路
（２），（４）から構成されている。高周波同調回路
（２），（４）は夫々例えば複同調回路を構成してお
り、夫々一対の電磁結合されたコイルL1,L2と、これに
夫々並列接続されたコンデンサＣ及び一対の電圧制御型
可変容量素子（バラクタダイオード）VCの直列回路とか
ら構成されている。高周波増幅回路RAよりの高周波信号
は、周波数変換回路（５）を構成する混合回路（６）に
供給される。混合回路（６）より得られた中間周波信号
は中間周波増幅回路（８）を介して周波数検波回路
（９）に供給される。（10）は周波数検波出力の得られ
る出力端子である。（７）は周波数変換回路（５）を構
成する局部発振器で、コイルＬと、これに夫々並列接続
されたコンデンサＣ及び一対の電圧制御型可変容量素子
（バラクタダイオード）VCの直列回路とから構成された
共振回路（7A）を備えている。
（11）は同調制御電圧発生回路としてのPLLで、基準発
振器（12）、位相比較器（13）、プログラマブル分周器
（14）及びローパスフィルタ（15）を有している。そし
て、局部発振器（７）よりの発振信号がプログラマブル
分周器（14）に供給されて1/Nに分周され、この分周さ
れた信号と基準発振器（12）よりの基準信号とが位相比
較器（13）に供給されて位相比較され、その比較出力が
ローパスフィルタ（15）に供給される。
振器（12）、位相比較器（13）、プログラマブル分周器
（14）及びローパスフィルタ（15）を有している。そし
て、局部発振器（７）よりの発振信号がプログラマブル
分周器（14）に供給されて1/Nに分周され、この分周さ
れた信号と基準発振器（12）よりの基準信号とが位相比
較器（13）に供給されて位相比較され、その比較出力が
ローパスフィルタ（15）に供給される。
そして、このローパスフィルタ（15）より得られた同調
制御電圧が局部発振器（７）の共振回路（7A）の各電圧
制御型可変容量素子VCのカソードに供給される。更に、
この同調制御電圧が高周波増幅回路RAの各高周波同調回
路（２），（４）の各電圧制御型可変容量素子VCの各カ
ソードにも供給されている。
制御電圧が局部発振器（７）の共振回路（7A）の各電圧
制御型可変容量素子VCのカソードに供給される。更に、
この同調制御電圧が高周波増幅回路RAの各高周波同調回
路（２），（４）の各電圧制御型可変容量素子VCの各カ
ソードにも供給されている。
斯る電子同調式FMラジオ受信機においては、PLL（11）
のプログラマブル分周器（14）の分周比を選択すること
によって、選局周波数が決定される。即ちプログラマブ
ル分周器（14）の分周比の変更によって、局部発振器
（７）の発振周波数が変更せしめられると共に、高周波
増幅回路RAの高周波同調回路（２），（４）の通過帯域
中心周波数が選局周波数に略一致するように変更せしめ
られる。
のプログラマブル分周器（14）の分周比を選択すること
によって、選局周波数が決定される。即ちプログラマブ
ル分周器（14）の分周比の変更によって、局部発振器
（７）の発振周波数が変更せしめられると共に、高周波
増幅回路RAの高周波同調回路（２），（４）の通過帯域
中心周波数が選局周波数に略一致するように変更せしめ
られる。
上述した従来の電子同調式FMラジオ受信機においては、
高周波増幅回路RAの高周波同調回路（２），（４）の通
過帯域中心周波数は、選局周波数、即ち高周波受信信号
の搬送波周波数に略一致するように変化する。即ち、第
８図に図示のように、曲線にて示す高周波増幅回路
（２），（４）の周波数特性に対し、搬送波周波数f0が
その通過帯域中心周波数と一致している。そして、この
搬送波信号が変調信号（オーディオ信号）によって周波
数変調されているため、高周波増幅回路RAに供給される
高周波受信信号は周波数f0を中心として時々刻々変化す
る。例えばその瞬時周波数がf0−Δｆの場合、高周波増
幅回路RAに於けるレスポンスは図示のように周波数がf0
の場合に比べて低下すると共に、Δｆの値の如何によっ
て高周波受信信号は、その位相が区々に変化することに
よって、歪を受けることになる。
高周波増幅回路RAの高周波同調回路（２），（４）の通
過帯域中心周波数は、選局周波数、即ち高周波受信信号
の搬送波周波数に略一致するように変化する。即ち、第
８図に図示のように、曲線にて示す高周波増幅回路
（２），（４）の周波数特性に対し、搬送波周波数f0が
その通過帯域中心周波数と一致している。そして、この
搬送波信号が変調信号（オーディオ信号）によって周波
数変調されているため、高周波増幅回路RAに供給される
高周波受信信号は周波数f0を中心として時々刻々変化す
る。例えばその瞬時周波数がf0−Δｆの場合、高周波増
幅回路RAに於けるレスポンスは図示のように周波数がf0
の場合に比べて低下すると共に、Δｆの値の如何によっ
て高周波受信信号は、その位相が区々に変化することに
よって、歪を受けることになる。
斯る点に鑑み本発明は電子同調式FM受信機において、高
周波増幅回路において高周波受信信号が歪を受けにくい
ものを提案しようとするものである。
周波増幅回路において高周波受信信号が歪を受けにくい
ものを提案しようとするものである。
本発明による電子同調式FM受信機は、同調回路（２），
（４）を備える高周波増幅回路RAと、その高周波増幅回
路RAよりの受信信号が供給される周波数変換回路（５）
と、その周波数変換回路（５）よりの中間周波信号が供
給される中間周波増幅回路（８）と、その中間周波数増
幅回路（８）よりの中間周波数信号が供給される周波数
検波回路（９）と、周波数変換回路（５）の局部発振器
（７）に同調制御電圧を供給して、その発振周波数を制
御する第１の同調制御電圧発生回路（11）とを有する電
子同調式FM受信機において、第１の同調制御電圧発生回
路（11）よりの同調制御電圧に応じて、周波数検波回路
（９）の検波出力をオフセットすると共に、そのオフセ
ット出力と第１の同調制御電圧発生回路（11）よりの同
調制御電圧との比較出力を高周波増幅回路RAの同調回路
（２），（４）に供給して、その同調周波数を制御する
第２の同調制御電圧発生回路（25）を設けたことを特徴
とするものである。
（４）を備える高周波増幅回路RAと、その高周波増幅回
路RAよりの受信信号が供給される周波数変換回路（５）
と、その周波数変換回路（５）よりの中間周波信号が供
給される中間周波増幅回路（８）と、その中間周波数増
幅回路（８）よりの中間周波数信号が供給される周波数
検波回路（９）と、周波数変換回路（５）の局部発振器
（７）に同調制御電圧を供給して、その発振周波数を制
御する第１の同調制御電圧発生回路（11）とを有する電
子同調式FM受信機において、第１の同調制御電圧発生回
路（11）よりの同調制御電圧に応じて、周波数検波回路
（９）の検波出力をオフセットすると共に、そのオフセ
ット出力と第１の同調制御電圧発生回路（11）よりの同
調制御電圧との比較出力を高周波増幅回路RAの同調回路
（２），（４）に供給して、その同調周波数を制御する
第２の同調制御電圧発生回路（25）を設けたことを特徴
とするものである。
斯る本発明によれば、第２の同調制御電圧発生回路（2
5）により、高周波増幅回路RAの同調回路（２），
（４）の通過帯域中心周波数が高周波受信信号の周波数
に略追従するので、高周波増幅回路RAの出力の振幅特性
が略平坦になると共に、位相特性が略平坦となって、高
周波受信信号の高周波増幅回路RAに於ける歪が減少す
る。
5）により、高周波増幅回路RAの同調回路（２），
（４）の通過帯域中心周波数が高周波受信信号の周波数
に略追従するので、高周波増幅回路RAの出力の振幅特性
が略平坦になると共に、位相特性が略平坦となって、高
周波受信信号の高周波増幅回路RAに於ける歪が減少す
る。
以下に第１図を参照して、本発明の一実施例を説明す
る。第１図は電子同調式FMラジオ受信機を示し、アンテ
ナ（１）よりの高周波受信信号は、高周波増幅回路RAに
供給される。この高周波増幅回路RAは高周波増幅器
（３）と、その前段及び後段に設けられた高周波同調回
路（２），（４）とから構成されている。高周波同調回
路（２），（４）は夫々例えば複同調回路にて構成さ
れ、電磁結合されたコイルL1,L2と、これに夫々並列接
続されたコンデンサＣ及び一対の電圧制御型可変容量素
子（バラクタダイオード）VCの直列回路とから構成され
ている。高周波増幅回路RAの出力は、周波数変換回路
（５）を構成する混合回路（６）に供給され、これより
得られた中間周波信号は中間周波増幅回路（８）を介し
て周波数検波回路（９）に供給され、出力端子（10）に
検波出力が得られる。（７）は周波数変換回路（５）を
構成する局部発振器であって、コイルＬと、これに並列
接続されたコンデンサＣ及び一対の電圧制御型可変容量
素子（バラクタダイオード）VCの直列回路とから成る共
振回路（7A）を備えている。
る。第１図は電子同調式FMラジオ受信機を示し、アンテ
ナ（１）よりの高周波受信信号は、高周波増幅回路RAに
供給される。この高周波増幅回路RAは高周波増幅器
（３）と、その前段及び後段に設けられた高周波同調回
路（２），（４）とから構成されている。高周波同調回
路（２），（４）は夫々例えば複同調回路にて構成さ
れ、電磁結合されたコイルL1,L2と、これに夫々並列接
続されたコンデンサＣ及び一対の電圧制御型可変容量素
子（バラクタダイオード）VCの直列回路とから構成され
ている。高周波増幅回路RAの出力は、周波数変換回路
（５）を構成する混合回路（６）に供給され、これより
得られた中間周波信号は中間周波増幅回路（８）を介し
て周波数検波回路（９）に供給され、出力端子（10）に
検波出力が得られる。（７）は周波数変換回路（５）を
構成する局部発振器であって、コイルＬと、これに並列
接続されたコンデンサＣ及び一対の電圧制御型可変容量
素子（バラクタダイオード）VCの直列回路とから成る共
振回路（7A）を備えている。
（11）は第１の同調制御電圧発生回路としてのPLLであ
って、基準発振器（12）、位相比較器（13）、プログラ
マブル分周器（14）、ローパスフィルム（15）を有して
いる。局部発振器（７）よりの局部発振信号が分周器
（14）に供給され1/Nにて分周され、この分周出力と基
準発振器（12）よりの基準発振信号とが位相比較器（1
3）に供給されて位相比較され、その比較出力がローパ
スフィルタ（15）に供給される。このローパスフィルタ
（15）より得られた同調制御電圧は、局部発振器（７）
の共振回路（7A）の各電圧制御可変容量素子VCのカソー
ドに供給される。
って、基準発振器（12）、位相比較器（13）、プログラ
マブル分周器（14）、ローパスフィルム（15）を有して
いる。局部発振器（７）よりの局部発振信号が分周器
（14）に供給され1/Nにて分周され、この分周出力と基
準発振器（12）よりの基準発振信号とが位相比較器（1
3）に供給されて位相比較され、その比較出力がローパ
スフィルタ（15）に供給される。このローパスフィルタ
（15）より得られた同調制御電圧は、局部発振器（７）
の共振回路（7A）の各電圧制御可変容量素子VCのカソー
ドに供給される。
（25）は同調制御電圧発生回路であり、以下にこれにつ
いて説明する。PLL（11）よりの第１の同調制御電圧
が、バッファ増幅器（17）を介して抵抗器（18）及び
（19）の直列回路の両端に印加される。抵抗器（18），
（19）の接続中点より得られた電圧が、演算増幅器（1
6）の非反転入力端子に供給される。演算増幅器（16）
の出力端子及び反転入力端子間に抵抗器（20）が接続さ
れている。
いて説明する。PLL（11）よりの第１の同調制御電圧
が、バッファ増幅器（17）を介して抵抗器（18）及び
（19）の直列回路の両端に印加される。抵抗器（18），
（19）の接続中点より得られた電圧が、演算増幅器（1
6）の非反転入力端子に供給される。演算増幅器（16）
の出力端子及び反転入力端子間に抵抗器（20）が接続さ
れている。
周波数検波回路（９）の検波出力、即ちオーディオ信号
が演算増幅器（21）の非反転入力端子に供給される。演
算増幅器（21）の出力端子及び反転入力端子間には抵抗
器（22）が接続される。そして、演算増幅器（21）の出
力端子が抵抗器（23）を通じて演算増幅器（16）の反転
入力端子に接続される。バッファ増幅器（17）の出力は
ウィンドコンパレータ（24）に供給されて例えば５個の
基準電圧と比較され、その５個の基準電圧の間のいずれ
の領域に入っているかによって、４種類の比較出力を発
生する。演算増幅器（21）の反転入力端子は、夫々オン
オフスイッチS1〜S4、抵抗器R1〜R4及び直流電源E1〜E4
の直列回路を夫々通じて接地される。
が演算増幅器（21）の非反転入力端子に供給される。演
算増幅器（21）の出力端子及び反転入力端子間には抵抗
器（22）が接続される。そして、演算増幅器（21）の出
力端子が抵抗器（23）を通じて演算増幅器（16）の反転
入力端子に接続される。バッファ増幅器（17）の出力は
ウィンドコンパレータ（24）に供給されて例えば５個の
基準電圧と比較され、その５個の基準電圧の間のいずれ
の領域に入っているかによって、４種類の比較出力を発
生する。演算増幅器（21）の反転入力端子は、夫々オン
オフスイッチS1〜S4、抵抗器R1〜R4及び直流電源E1〜E4
の直列回路を夫々通じて接地される。
そして、演算増幅器（16）よりの同調制御電圧が高周波
増幅回路RAの各高周波同調回路（２），（４）の各電圧
制御型可変容量素子VCのカソードに供給される。
増幅回路RAの各高周波同調回路（２），（４）の各電圧
制御型可変容量素子VCのカソードに供給される。
次に、この電子同調式FMラジオ受信機の動作を説明す
る。PLL（11）のプログラマブル分周器（14）の分周比
を可変することにより、選局を行うことができる。即
ち、プログラマブル分周器（14）の分周比が変化するこ
とによって、局部発振器（７）の局部発振周波数が変化
すると共に、高周波増幅回路RAの各高周波同調回路
（２），（４）の帯域通過中心周波数が選局周波数、即
ち高周波受信信号の搬送波周波数に略一致するようにト
ラッキングがとられる。
る。PLL（11）のプログラマブル分周器（14）の分周比
を可変することにより、選局を行うことができる。即
ち、プログラマブル分周器（14）の分周比が変化するこ
とによって、局部発振器（７）の局部発振周波数が変化
すると共に、高周波増幅回路RAの各高周波同調回路
（２），（４）の帯域通過中心周波数が選局周波数、即
ち高周波受信信号の搬送波周波数に略一致するようにト
ラッキングがとられる。
ところで、電圧制御型可変容量素子（バラクタダイオー
ド）の容量及び制御電圧の関係は非直線で、これを用い
た同調回路の場合、同調周波数が高くなるにつれて、同
一周波数偏位を得るための制御電圧偏位は大となる。即
ち、制御電圧は同調周波数の２〜３乗に比例する。そこ
で、この点を考慮して、演算増幅器（21）の利得を、次
のように折れ線近似によって変更する。即ち、バッファ
増幅器（17）よりの同調制御電圧をウィンドコンパレー
タ（20）に供給して、例えば５個の基準電圧Va,Vb,Vc,V
d,Ve（但しVa＜Vb＜Vc＜Vd＜Ve）と比較する。そして、
同調制御電圧がこれら基準電圧Va〜Veの間の４つの領域
のいずれかにあるによって、スイッチS1〜S4を選択的に
オンにして、演算増幅器（21）の利得を抵抗器R1〜R4の
抵抗値の如何によって変更し、これによって検波回路
（９）の検波出力電圧を補正して、同調回路（２），
（４）の同調周波数と制御電圧との関係を、上述の特性
に合わせるようにする。
ド）の容量及び制御電圧の関係は非直線で、これを用い
た同調回路の場合、同調周波数が高くなるにつれて、同
一周波数偏位を得るための制御電圧偏位は大となる。即
ち、制御電圧は同調周波数の２〜３乗に比例する。そこ
で、この点を考慮して、演算増幅器（21）の利得を、次
のように折れ線近似によって変更する。即ち、バッファ
増幅器（17）よりの同調制御電圧をウィンドコンパレー
タ（20）に供給して、例えば５個の基準電圧Va,Vb,Vc,V
d,Ve（但しVa＜Vb＜Vc＜Vd＜Ve）と比較する。そして、
同調制御電圧がこれら基準電圧Va〜Veの間の４つの領域
のいずれかにあるによって、スイッチS1〜S4を選択的に
オンにして、演算増幅器（21）の利得を抵抗器R1〜R4の
抵抗値の如何によって変更し、これによって検波回路
（９）の検波出力電圧を補正して、同調回路（２），
（４）の同調周波数と制御電圧との関係を、上述の特性
に合わせるようにする。
更に、受信周波数帯域（例えば76MHz〜90MHz）内に於い
て、高周波同調回路（２），（４）の通過帯域中心周波
数（同調周波数）が選局周波数（高周波受信搬送波周波
数）に略一致するように、バッファ増幅器（17）よりの
同調制御電圧を、その電圧に応じて直流電源E1〜E4を切
換えて、演算増幅器（21）のオフセット電圧を変更する
ことによって、補正する。
て、高周波同調回路（２），（４）の通過帯域中心周波
数（同調周波数）が選局周波数（高周波受信搬送波周波
数）に略一致するように、バッファ増幅器（17）よりの
同調制御電圧を、その電圧に応じて直流電源E1〜E4を切
換えて、演算増幅器（21）のオフセット電圧を変更する
ことによって、補正する。
尚、演算増幅器（21）の非反転入力端子に供給される周
波数検波出力電圧をV4、演算増幅器（21）の出力電圧を
V3、バッファ増幅器（17）の出力電圧をV1、演算増幅器
（16）の出力電圧をV2とする。そして、V3＝０のとき、
V2＝V1となるように、演算増幅器（16）の利得を制御す
る。
波数検波出力電圧をV4、演算増幅器（21）の出力電圧を
V3、バッファ増幅器（17）の出力電圧をV1、演算増幅器
（16）の出力電圧をV2とする。そして、V3＝０のとき、
V2＝V1となるように、演算増幅器（16）の利得を制御す
る。
そして、PLL（11）よりの同調制御電圧を直接各高周波
同調回路（２），（４）の各電圧制御型可変容量素子VC
に供給した場合に於ける、トラッキングエラーの周波数
特性が第４図の破線に示す如く、例えば下に凸の特性を
有するものとすると、各同調回路（２），（４）の各電
圧制御型可変容量素子VCに供給する制御電圧は、これの
逆特性のものであればよいことになる。そこで、高周波
受信周波数範囲を周波数fa〜feの間とし、その間を４等
分して両端を含めた基準周波数fa,fb,fc,fd,feを設定
し、その各領域における略平均の制御電圧Ｖα,Vβ,V
γ,Vδを上述の直流電源E1〜E4で得る。即ち、第４図に
実線にて示す周波数特性を有する電圧が演算増幅器（2
1）の出力側の電圧V3となる。
同調回路（２），（４）の各電圧制御型可変容量素子VC
に供給した場合に於ける、トラッキングエラーの周波数
特性が第４図の破線に示す如く、例えば下に凸の特性を
有するものとすると、各同調回路（２），（４）の各電
圧制御型可変容量素子VCに供給する制御電圧は、これの
逆特性のものであればよいことになる。そこで、高周波
受信周波数範囲を周波数fa〜feの間とし、その間を４等
分して両端を含めた基準周波数fa,fb,fc,fd,feを設定
し、その各領域における略平均の制御電圧Ｖα,Vβ,V
γ,Vδを上述の直流電源E1〜E4で得る。即ち、第４図に
実線にて示す周波数特性を有する電圧が演算増幅器（2
1）の出力側の電圧V3となる。
又、抵抗器R1〜R4によって演算増幅器（21）の利得を上
述の各周波数fa〜fe間の各領域において異ならしめて、
同調回路（２），（４）の各電圧制御型可変容量素子VC
に供給する制御電圧の勾配を異ならしめ、第５図に示す
ごとき周波数特性の同調制御電圧V2を演算増幅器（16）
の出力端子に得て、各同調回路（２），（４）の各電圧
制御型可変容量素子VCの各カソードに供給する。
述の各周波数fa〜fe間の各領域において異ならしめて、
同調回路（２），（４）の各電圧制御型可変容量素子VC
に供給する制御電圧の勾配を異ならしめ、第５図に示す
ごとき周波数特性の同調制御電圧V2を演算増幅器（16）
の出力端子に得て、各同調回路（２），（４）の各電圧
制御型可変容量素子VCの各カソードに供給する。
尚、各スイッチを省略し、各抵抗器の代りにFET等の１
個の可変抵抗素子を用いると共に、各直流電源の代りに
１個の可変直流電源を用いて、演算増幅器（21）の利得
及びオフセットを夫々連続可変するようにすることもで
きる。
個の可変抵抗素子を用いると共に、各直流電源の代りに
１個の可変直流電源を用いて、演算増幅器（21）の利得
及びオフセットを夫々連続可変するようにすることもで
きる。
かくして、第２図に示す如く、高周波増幅回路RAに供給
される高周波受信信号の受信周波数f0−Δｆに応じて、
同調回路（２），（４）の通過帯域中心周波数（同調周
波数）がこの周波数f0−Δｆと略一致するように変化す
る。このため第３図Ａに示す如く、高周波受信周波数に
対する振幅特性は最大周波数偏位を±Δｆとするとき、
f0−Δｆ及びf0＋Δｆ間の範囲で略平坦となる。又、第
３図Ｂに示す如く、高周波受信信号の位相特性もf0−Δ
ｆ及びf0＋Δｆ間の範囲で略平坦となり、これにより高
周波受信信号の高周波増幅回路RAに於ける歪が大幅に減
少する。
される高周波受信信号の受信周波数f0−Δｆに応じて、
同調回路（２），（４）の通過帯域中心周波数（同調周
波数）がこの周波数f0−Δｆと略一致するように変化す
る。このため第３図Ａに示す如く、高周波受信周波数に
対する振幅特性は最大周波数偏位を±Δｆとするとき、
f0−Δｆ及びf0＋Δｆ間の範囲で略平坦となる。又、第
３図Ｂに示す如く、高周波受信信号の位相特性もf0−Δ
ｆ及びf0＋Δｆ間の範囲で略平坦となり、これにより高
周波受信信号の高周波増幅回路RAに於ける歪が大幅に減
少する。
又、演算増幅器（21）のオフセット電圧を、上述のよう
にPLL（11）よりの同調制御電圧の値に応じて変化させ
るので、高周波増幅回路RAの高周波同調回路（２），
（４）は確実にトラッキングをとることができる。
にPLL（11）よりの同調制御電圧の値に応じて変化させ
るので、高周波増幅回路RAの高周波同調回路（２），
（４）は確実にトラッキングをとることができる。
上述においては、演算増幅器（21）の反転入力端子及び
接地間に、オンオフスイッチ、抵抗器及び直流電源から
成る直列回路を４つ並列接続して、演算増幅器（21）の
オフセット電圧と利得の両者を同時に切り換えるように
したが、第６図に示すごとく２段の演算増幅器（21
A），（21B）を設け、夫々の出力端子及び反転入力端子
間に抵抗器（22A），（22B）を接続し、一方の演算増幅
器（21A）の反転入力端子及び接地間に、オンオフスイ
ッチS11〜S14及び抵抗器R1〜R4の各直列回路を並列接続
し、他方の演算増幅器（21B）の反転入力端子及び接地
間に、抵抗器R0を介してオンオフスイッチS21〜S24及び
直流電源E1〜E4の各直列回路を並列接続するように構成
することもでき、この場合も第１図と同様に動作する。
接地間に、オンオフスイッチ、抵抗器及び直流電源から
成る直列回路を４つ並列接続して、演算増幅器（21）の
オフセット電圧と利得の両者を同時に切り換えるように
したが、第６図に示すごとく２段の演算増幅器（21
A），（21B）を設け、夫々の出力端子及び反転入力端子
間に抵抗器（22A），（22B）を接続し、一方の演算増幅
器（21A）の反転入力端子及び接地間に、オンオフスイ
ッチS11〜S14及び抵抗器R1〜R4の各直列回路を並列接続
し、他方の演算増幅器（21B）の反転入力端子及び接地
間に、抵抗器R0を介してオンオフスイッチS21〜S24及び
直流電源E1〜E4の各直列回路を並列接続するように構成
することもでき、この場合も第１図と同様に動作する。
上述せる本発明によれば、高周波増幅回路の高周波同調
回路の同調周波数が高周波受信周波数、即ち、被周波数
変調信号の中心周波数にリアルタイムで略追従するよう
にしたので、高周波受信信号の高周波増幅回路における
歪が減少する。
回路の同調周波数が高周波受信周波数、即ち、被周波数
変調信号の中心周波数にリアルタイムで略追従するよう
にしたので、高周波受信信号の高周波増幅回路における
歪が減少する。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は高周
波同調回路の周波数特性と高周波受信信号の周波数関数
を示す特性曲線図、第３図は高周波同調回路における振
幅周波数特性及び位相周波数特性を示す特性曲線図、第
４図は演算増幅器（21）の出力電圧の周波数特性を示す
特性曲線図、第５図は高周波同調回路の各電圧制御型可
変容量素子に供給される同調制御電圧の周波数特性を示
す特性曲線図、第６図は本発明の他の実施例の一部を示
す回路図、第７図は従来例の回路図、第８図は従来例の
高周波同調回路の周波数特性及び高周波受信周波数の関
係を示す特性曲線図である。 RAは高周波増幅回路、（２），（４）は高周波同調回
路、（３）は高周波増幅器、（５）は周波数変換回路、
（６）は周波数混合器、（７）は局部発振器、（８）は
中間周波増幅回路、（９）は周波数検波回路、（11）は
第１の同調制御電圧発生回路としてのPLL、（25）は第
２の同調制御電圧発生回路である。
波同調回路の周波数特性と高周波受信信号の周波数関数
を示す特性曲線図、第３図は高周波同調回路における振
幅周波数特性及び位相周波数特性を示す特性曲線図、第
４図は演算増幅器（21）の出力電圧の周波数特性を示す
特性曲線図、第５図は高周波同調回路の各電圧制御型可
変容量素子に供給される同調制御電圧の周波数特性を示
す特性曲線図、第６図は本発明の他の実施例の一部を示
す回路図、第７図は従来例の回路図、第８図は従来例の
高周波同調回路の周波数特性及び高周波受信周波数の関
係を示す特性曲線図である。 RAは高周波増幅回路、（２），（４）は高周波同調回
路、（３）は高周波増幅器、（５）は周波数変換回路、
（６）は周波数混合器、（７）は局部発振器、（８）は
中間周波増幅回路、（９）は周波数検波回路、（11）は
第１の同調制御電圧発生回路としてのPLL、（25）は第
２の同調制御電圧発生回路である。
Claims (1)
- 【請求項１】同調回路を備える高周波増幅回路と、該高
周波増幅回路よりの受信信号が供給される周波数変換回
路と、該周波数変換回路よりの中間周波信号が供給され
る中間周波増幅回路と、該中間周波増幅回路よりの中間
周波信号が供給される周波数検波回路と、上記周波数変
換回路の局部発振器に同調制御電圧を供給して、その発
振周波数を制御する第１の同調制御電圧発生回路とを有
する電子同調式FM受信機において、 上記第１の同調制御電圧発生回路よりの同調制御電圧に
応じて、上記周波数検波回路の検波出力をオフセットす
ると共に、該オフセット出力と上記第１の同調制御電圧
発生回路よりの同調制御電圧との比較出力を上記高周波
増幅回路の同調回路に供給して、その同調周波数を制御
する第２の同調制御電圧発生回路を設けたことを特徴と
する電子同調式FM受信機。
Priority Applications (8)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60092807A JPH0697730B2 (ja) | 1985-04-30 | 1985-04-30 | 電子同調式ｆｍ受信機 |
| PCT/JP1986/000217 WO1986006565A1 (fr) | 1985-04-30 | 1986-04-28 | Recepteur fm a syntonisation electronique |
| AU57708/86A AU590763B2 (en) | 1985-04-30 | 1986-04-28 | Electronically tunable fm receiver |
| EP86902519A EP0221189B1 (en) | 1985-04-30 | 1986-04-28 | Electronically tunable fm receiver |
| DE8686902519T DE3679775D1 (de) | 1985-04-30 | 1986-04-28 | Elektronisch synchronisierbarer fm-empfaenger. |
| US07/012,669 US4748683A (en) | 1985-04-30 | 1986-04-28 | Electronic tuning type FM receiver |
| CN198686103137A CN86103137A (zh) | 1985-04-30 | 1986-04-30 | 电子调谐式fm接收机 |
| KR86700941A KR0141704B1 (en) | 1985-04-30 | 1986-12-27 | Electronically tunable fm receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60092807A JPH0697730B2 (ja) | 1985-04-30 | 1985-04-30 | 電子同調式ｆｍ受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61251313A JPS61251313A (ja) | 1986-11-08 |
| JPH0697730B2 true JPH0697730B2 (ja) | 1994-11-30 |
Family
ID=14064681
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60092807A Expired - Fee Related JPH0697730B2 (ja) | 1985-04-30 | 1985-04-30 | 電子同調式ｆｍ受信機 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4748683A (ja) |
| EP (1) | EP0221189B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0697730B2 (ja) |
| KR (1) | KR0141704B1 (ja) |
| CN (1) | CN86103137A (ja) |
| AU (1) | AU590763B2 (ja) |
| DE (1) | DE3679775D1 (ja) |
| WO (1) | WO1986006565A1 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63146521A (ja) * | 1986-12-09 | 1988-06-18 | Harada Kogyo Kk | 自動車用アンテナ装置 |
| JPH0263313A (ja) * | 1988-08-30 | 1990-03-02 | Toko Inc | 電流制御型可変インダクタを用いた同調回路及び受信機 |
| US5140703A (en) * | 1988-10-14 | 1992-08-18 | Payne Christopher P | Modulation distortion analyzer |
| JP3070610B2 (ja) * | 1989-07-28 | 2000-07-31 | 株式会社日立製作所 | 光チューニング方法及び光チューニング装置並びに光周波数多重伝送装置 |
| US5280638A (en) * | 1991-09-06 | 1994-01-18 | Ford Motor Company | RF filter self-alignment for multiband radio receiver |
| CN1050948C (zh) * | 1995-07-11 | 2000-03-29 | 俞强 | 一种组合通信的方法及装置 |
| KR100283619B1 (ko) * | 1998-12-03 | 2001-03-02 | 정선종 | 연속-시간 필터를 위한 주파수 튜닝 회로 |
| DE19918057C2 (de) | 1999-04-21 | 2002-11-07 | Infineon Technologies Ag | Vorrichtung zur Einstellung der Abstimmspannung von Abstimmschwingkreisen |
| US7236756B2 (en) * | 2002-12-13 | 2007-06-26 | Freescale Semiconductors, Inc. | Tuning signal generator and method thereof |
| JP4667231B2 (ja) * | 2005-12-22 | 2011-04-06 | Ｏｋｉセミコンダクタ株式会社 | 信号検出回路 |
| KR20090110669A (ko) * | 2008-04-18 | 2009-10-22 | 주식회사 에이디알에프코리아 | 중계기용 가변형 이득 평탄도 보상 회로, 중계기용 가변형이득 평탄도 보상 장치 및 그 방법 |
| JP2011066733A (ja) * | 2009-09-18 | 2011-03-31 | Mitsumi Electric Co Ltd | スーパーヘテロダイン方式の受信装置及び受信方法、並びに受信装置用半導体集積回路 |
| JP5606364B2 (ja) * | 2011-03-09 | 2014-10-15 | パナソニック株式会社 | 無線装置 |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5340404B2 (ja) * | 1973-11-28 | 1978-10-27 | ||
| JPS588617B2 (ja) * | 1975-03-13 | 1983-02-16 | ソニー株式会社 | ジユシンキ |
| US4422096A (en) * | 1975-11-14 | 1983-12-20 | Rca Corporation | Television frequency synthesizer for nonstandard frequency carriers |
| JPS5810015B2 (ja) * | 1975-12-24 | 1983-02-23 | ソニー株式会社 | センキヨクソウチ |
| US4184121A (en) * | 1976-08-30 | 1980-01-15 | Zenith Radio Corporation | Wide window tuning system |
| JPS54114915A (en) * | 1978-02-28 | 1979-09-07 | Sanshin Denki Kk | Radio receiver channel selector |
| JPS593891B2 (ja) * | 1979-01-17 | 1984-01-26 | ソニー株式会社 | 受信検出回路 |
| JPS616649Y2 (ja) * | 1979-07-13 | 1986-02-28 | ||
| JPS5824226A (ja) * | 1981-08-06 | 1983-02-14 | Hitachi Ltd | 選局装置 |
| US4476583A (en) * | 1983-02-28 | 1984-10-09 | Rca Corporation | Electronic tracking for tuners |
| JPS6014527U (ja) * | 1983-07-08 | 1985-01-31 | 日本ビクター株式会社 | 電子同調チユ−ナ |
-
1985
- 1985-04-30 JP JP60092807A patent/JPH0697730B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1986
- 1986-04-28 US US07/012,669 patent/US4748683A/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-04-28 DE DE8686902519T patent/DE3679775D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1986-04-28 EP EP86902519A patent/EP0221189B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-04-28 WO PCT/JP1986/000217 patent/WO1986006565A1/ja active IP Right Grant
- 1986-04-28 AU AU57708/86A patent/AU590763B2/en not_active Ceased
- 1986-04-30 CN CN198686103137A patent/CN86103137A/zh active Pending
- 1986-12-27 KR KR86700941A patent/KR0141704B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| AU5770886A (en) | 1986-11-18 |
| JPS61251313A (ja) | 1986-11-08 |
| US4748683A (en) | 1988-05-31 |
| WO1986006565A1 (fr) | 1986-11-06 |
| CN86103137A (zh) | 1986-10-29 |
| KR880700544A (ko) | 1988-03-15 |
| AU590763B2 (en) | 1989-11-16 |
| DE3679775D1 (de) | 1991-07-18 |
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| EP0221189A4 (en) | 1987-09-02 |
| KR0141704B1 (en) | 1998-07-15 |
| EP0221189A1 (en) | 1987-05-13 |
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |