JP3469851B2 - 同調チューニング共振回路の同調チューニング電圧調整のための装置 - Google Patents
同調チューニング共振回路の同調チューニング電圧調整のための装置Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、同調チューニング
共振回路の同調チューニング電圧調整を調整するための
装置、例えば、放送受信機における同調チューニング電
圧調整のための調整装置に関する。
共振回路の同調チューニング電圧調整を調整するための
装置、例えば、放送受信機における同調チューニング電
圧調整のための調整装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】放送受信機では、共振回路及び他の周波
数選択装置の周波数決定素子が、所望の周波数又は周波
数領域に同調チューニングされる。
数選択装置の周波数決定素子が、所望の周波数又は周波
数領域に同調チューニングされる。
【０００３】集積化ＩＣ放送受信機では共振回路の調整
セッティングが容量ダイオードないしバラクタダイオー
ドのバイアス電圧の変化により行われ、前記ダイオード
の容量が、同調チューニング電圧の増大と共に減少す
る。その種の容量ダイオードは、例えば同調チューニン
グコンデンサのような離散的な素子に比して有する利点
とするところは、作製の際技術的に１つの半導体チップ
上に集積化可能であり、従って、一層より有利なコスト
で作製可能であり、ここで、同時に受信機の小型化が推
進されることである。
セッティングが容量ダイオードないしバラクタダイオー
ドのバイアス電圧の変化により行われ、前記ダイオード
の容量が、同調チューニング電圧の増大と共に減少す
る。その種の容量ダイオードは、例えば同調チューニン
グコンデンサのような離散的な素子に比して有する利点
とするところは、作製の際技術的に１つの半導体チップ
上に集積化可能であり、従って、一層より有利なコスト
で作製可能であり、ここで、同時に受信機の小型化が推
進されることである。
【０００４】放送受信機では、その場合、種々のプログ
ラムの周波数帯域にて種々のプログラムを受信、増幅
し、再生できる。ここで所望の周波数の調整セッティン
グのため同調チューニング共振回路を、使用して、当該
の周波数上にて伝送される所望の受信信号の受信を確保
するものである。このために、発振器回路にて次のよう
な発振器周波数が調整セッティングされ、即ち、所望の
受信周波数に対して固定した所定の周波数だけずれてい
る発振器周波数が調整セッティングされ、この発振器周
波数は、混合器に供給される。発信器周波数及びプレフ
ィルタリングされた受信信号−これは同様に混合器に供
給される−から、中間周波信号が生成される。混合器に
は、前置及び中間共振回路が前置接続されており、この
前置及び中間共振回路は受信周波数に対する周波数フィ
ルタとして用いられる。
ラムの周波数帯域にて種々のプログラムを受信、増幅
し、再生できる。ここで所望の周波数の調整セッティン
グのため同調チューニング共振回路を、使用して、当該
の周波数上にて伝送される所望の受信信号の受信を確保
するものである。このために、発振器回路にて次のよう
な発振器周波数が調整セッティングされ、即ち、所望の
受信周波数に対して固定した所定の周波数だけずれてい
る発振器周波数が調整セッティングされ、この発振器周
波数は、混合器に供給される。発信器周波数及びプレフ
ィルタリングされた受信信号−これは同様に混合器に供
給される−から、中間周波信号が生成される。混合器に
は、前置及び中間共振回路が前置接続されており、この
前置及び中間共振回路は受信周波数に対する周波数フィ
ルタとして用いられる。
【０００５】共振回路の同調チューニングは、従来の通
例のように手動ではなく、従来技術の最近の受信機では
電子的制御により実施される。
例のように手動ではなく、従来技術の最近の受信機では
電子的制御により実施される。
【０００６】図１は、従来技術による受信機を示し、こ
の受信機は共振回路は電子的制御により同調チューニン
グされる。
の受信機は共振回路は電子的制御により同調チューニン
グされる。
【０００７】このために、受信機は、アンテナＡを有
し、該アンテナは、放送信号を受信し、線路を介して第
１共振回路、いわゆる前置回路に送出する。受信信号
は、前置回路ＶＫにより受信周波数に相応してフィルタ
リングされ、次いで、アンプＶに送出される。アンプＶ
はフィルタリングされた受信信号を増幅し、この受信信
号は、第２の後置接続の共振回路である所謂中間回路Ｚ
Ｋにより、再度、受信周波数に相応してフィルタリング
される。前置回路ＶＫ及び中間回路ＺＫにより、フィル
タリングされた受信信号が、混合装置Ｍへ転送され、こ
の混合装置は、フィルタリングされた信号を所望の周波
数領域へフィルタリングするものであり、ここでこのフ
ィルタリングのため電圧制御される発振器共振回路ＶＣ
Ｏにより、所望の受信機周波数に相応する発振器周波数
が調整セッティングされる。混合器Ｍの出力側における
所望の中間周波数ＺＦは、例えば１０，７ＭＨｚであ
る。中間周波数ＺＦは、受信周波数ｆEと発振器周波数
ｆＶＣＯとの差として求められる。
し、該アンテナは、放送信号を受信し、線路を介して第
１共振回路、いわゆる前置回路に送出する。受信信号
は、前置回路ＶＫにより受信周波数に相応してフィルタ
リングされ、次いで、アンプＶに送出される。アンプＶ
はフィルタリングされた受信信号を増幅し、この受信信
号は、第２の後置接続の共振回路である所謂中間回路Ｚ
Ｋにより、再度、受信周波数に相応してフィルタリング
される。前置回路ＶＫ及び中間回路ＺＫにより、フィル
タリングされた受信信号が、混合装置Ｍへ転送され、こ
の混合装置は、フィルタリングされた信号を所望の周波
数領域へフィルタリングするものであり、ここでこのフ
ィルタリングのため電圧制御される発振器共振回路ＶＣ
Ｏにより、所望の受信機周波数に相応する発振器周波数
が調整セッティングされる。混合器Ｍの出力側における
所望の中間周波数ＺＦは、例えば１０，７ＭＨｚであ
る。中間周波数ＺＦは、受信周波数ｆEと発振器周波数
ｆＶＣＯとの差として求められる。
【０００８】ｆＺＦ＝ｆVＣＯ−ｆＥ
受信周波数ｆEは、典型的ＦＭ受信機では８７，５ＭＨ
ｚ〜１０８ＭＨｚである。それに相応して、電圧制御振
動発振器ＶＣＯの発振器周波数は、９８，２ＭＨｚ〜１
１８，７ＭＨｚである、即ち、１０，７ＭＨｚの中間周
波数だけ高められている。
ｚ〜１０８ＭＨｚである。それに相応して、電圧制御振
動発振器ＶＣＯの発振器周波数は、９８，２ＭＨｚ〜１
１８，７ＭＨｚである、即ち、１０，７ＭＨｚの中間周
波数だけ高められている。
【０００９】発振器周波数ｆＶＣＯの調整セッティング
は、制御可能な発振器同調チューニング電圧ＶＴを介し
て行われる。電圧制御発振器ＶＣＯの出力信号は、帰還
結合線路を介して位相制御回路ＰＬＬに供給され、この
位相制御回路は、発振器同調チューニング電圧ＶＴを生
じさせる。発振器同調チューニング電圧ＶＴの上昇と共
に、発振器振動周波数ｆＶＣＯは、図２の特性図に示す
ように上昇する。発振器共振回路ＶＣＯの振動周波数ｆ
ＶＣＯと受信周波数ｆEとの間の周波数間隔△ｆは、理
想的には、中間周波数ｆZF、例えば１０，７ＭＨｚと全
く同じである。理想的な場合には、両特性カーブｆ
ＶＣＯ、ｆＥは、周波数領域全体に対して並行に延びて
いる、換言すれば、共振回路ＶＫ及びＺＫは、理想的に
は次のように調整セッティングされるべきである、即
ち、周波数特性カーブｆＥは、常に中間周波数ｆZFだけ
ずれを以て発振器周波数ｆＶＣＯに並行に延びるように
調整セッティングされるべきである、勿論理論的考察及
び素子トレランスに基づき、その種の理想的な並行の特
性カーブ経過−これは、理想的周波数特性経過とも称さ
れる−は、実現不能である。
は、制御可能な発振器同調チューニング電圧ＶＴを介し
て行われる。電圧制御発振器ＶＣＯの出力信号は、帰還
結合線路を介して位相制御回路ＰＬＬに供給され、この
位相制御回路は、発振器同調チューニング電圧ＶＴを生
じさせる。発振器同調チューニング電圧ＶＴの上昇と共
に、発振器振動周波数ｆＶＣＯは、図２の特性図に示す
ように上昇する。発振器共振回路ＶＣＯの振動周波数ｆ
ＶＣＯと受信周波数ｆEとの間の周波数間隔△ｆは、理
想的には、中間周波数ｆZF、例えば１０，７ＭＨｚと全
く同じである。理想的な場合には、両特性カーブｆ
ＶＣＯ、ｆＥは、周波数領域全体に対して並行に延びて
いる、換言すれば、共振回路ＶＫ及びＺＫは、理想的に
は次のように調整セッティングされるべきである、即
ち、周波数特性カーブｆＥは、常に中間周波数ｆZFだけ
ずれを以て発振器周波数ｆＶＣＯに並行に延びるように
調整セッティングされるべきである、勿論理論的考察及
び素子トレランスに基づき、その種の理想的な並行の特
性カーブ経過−これは、理想的周波数特性経過とも称さ
れる−は、実現不能である。
【００１０】公知の受信機の場合、同調チューニング共
振回路の反復調節マッチング操作により、発振器同調チ
ューニング電圧ＶＴの増幅のため直線的係数の計算を介
して理想的な同期、同調チューニング動作経過ｓに接近
させることが試みられる。
振回路の反復調節マッチング操作により、発振器同調チ
ューニング電圧ＶＴの増幅のため直線的係数の計算を介
して理想的な同期、同調チューニング動作経過ｓに接近
させることが試みられる。
【００１１】このために、発振器同調チューニング電圧
ＶＴは、前置回路ＶＫ及び中間周波回路ＺＫの同調チュ
ーニングのため、第１の直線的アンプ増幅回路Ｖ１及び
第２の直線的アンプ増幅回路Ｖ２に供給される。ここで
前置回路の同調チューニング電圧ＶＴＶＫは、下式に従
って形成される。
ＶＴは、前置回路ＶＫ及び中間周波回路ＺＫの同調チュ
ーニングのため、第１の直線的アンプ増幅回路Ｖ１及び
第２の直線的アンプ増幅回路Ｖ２に供給される。ここで
前置回路の同調チューニング電圧ＶＴＶＫは、下式に従
って形成される。
【００１２】ＶＴＶＫ＝Ｙ１・ＶＴ＋Ｘ1
中間回路に対する同調チューニング電圧は、下式に従っ
て計算される。
て計算される。
【００１３】ＶＴＺＫ＝Ｙ２・ＶＴ＋Ｘ２
乗算係数Ｙと加算係数Ｘは、受信機の作製の際及び投入
の際、一度混合器の出力電圧の最大調節により求めら
れ、記憶される。
の際、一度混合器の出力電圧の最大調節により求めら
れ、記憶される。
【００１４】図３は、印加される同調チューニング電圧
ＶＴに依存しての同調チューニング共振回路の容量ダイ
オードの容量特性経過を示す。容量ダイオードないし容
量バラクタダイオードは、半導体ダイオードであり、こ
の半導体ダイオードは、超階段型（hyperabrupt）ＰＮ
接合部又は金属半導体接合部からなり、これは逆方向に
バイアスされ、ここで、障壁層容量の電圧依存関係性が
利用される。図３から明らかなように、バラクタダイオ
ードの容量は、同調チューニング電圧の増大と共に非直
線的に低下する。容量バラクタダイオードは、低い同調
チューニング電圧ＶＴの場合のほうが、高い同調チュー
ニング電圧の場合におけるより敏感ないし高感度であ
る。電圧変化△Ｕのもとで、容量の変化△Ｃ１が、比較
的に高い同調チューニング電圧の場合における容量変化
△Ｃ２より大である。
ＶＴに依存しての同調チューニング共振回路の容量ダイ
オードの容量特性経過を示す。容量ダイオードないし容
量バラクタダイオードは、半導体ダイオードであり、こ
の半導体ダイオードは、超階段型（hyperabrupt）ＰＮ
接合部又は金属半導体接合部からなり、これは逆方向に
バイアスされ、ここで、障壁層容量の電圧依存関係性が
利用される。図３から明らかなように、バラクタダイオ
ードの容量は、同調チューニング電圧の増大と共に非直
線的に低下する。容量バラクタダイオードは、低い同調
チューニング電圧ＶＴの場合のほうが、高い同調チュー
ニング電圧の場合におけるより敏感ないし高感度であ
る。電圧変化△Ｕのもとで、容量の変化△Ｃ１が、比較
的に高い同調チューニング電圧の場合における容量変化
△Ｃ２より大である。
【００１５】従来の調整装置では、例えば、前置回路Ｖ
Ｋに対して同調チューニング電圧は、同調チューニング
電圧ＶＴと直線的関係性がある。
Ｋに対して同調チューニング電圧は、同調チューニング
電圧ＶＴと直線的関係性がある。
【００１６】図４は、発振器同調チューニング電圧ＶＴ
に依存してのバラクタダイオードの容量の関係性を示
す。図４の下方の特性図から明らかなように、前置回路
ＶＫに対してアンプ調整回路Ｖ１により生ぜしめられる
同調チューニング電圧ＶＴＶＫは、同調チューニング電
圧ＶＴの増大と共に直線的に低下し、その結果電圧変化
△ＶＴ１により容量変化△Ｃ１が生ぜしめられ、電圧変
化△ＶＴ２により容量変化△Ｃ２が生ぜしめられる。電
圧変化△ＶＴ２が電圧変化△ＶＴ１に等しい場合、図４
から明らかなように、高い同調チューニング電圧ＶＴの
際の容量変化△Ｃ１が低い同調チューニング電圧ＶＴの
際の容量変化△Ｃ２より大である。同調チューニング電
圧ＶＴがマイクロプロセッサＭＰにより調整セッティン
グされるので、最小の電圧変化△ＶＴは１ビットに相応
する。図４から明らかなように、最小の単位、即ち、１
ビットだけのマイクロプロセッサの制御信号の変化によ
り、直線的アンプ特性カーブのどの点に位置するかに応
じて制御回路にて種々の容量変化、従って、周波数変化
が生ぜしめられる。バラクタダイオードの非直線性の容
量特性経過により、図４に示す直線的調節マッチングプ
ロセスにて誤りが生ぜしめられる。それというのは、増
幅領域全体に亘っての制御信号の信号分解能が一定であ
るからである。
に依存してのバラクタダイオードの容量の関係性を示
す。図４の下方の特性図から明らかなように、前置回路
ＶＫに対してアンプ調整回路Ｖ１により生ぜしめられる
同調チューニング電圧ＶＴＶＫは、同調チューニング電
圧ＶＴの増大と共に直線的に低下し、その結果電圧変化
△ＶＴ１により容量変化△Ｃ１が生ぜしめられ、電圧変
化△ＶＴ２により容量変化△Ｃ２が生ぜしめられる。電
圧変化△ＶＴ２が電圧変化△ＶＴ１に等しい場合、図４
から明らかなように、高い同調チューニング電圧ＶＴの
際の容量変化△Ｃ１が低い同調チューニング電圧ＶＴの
際の容量変化△Ｃ２より大である。同調チューニング電
圧ＶＴがマイクロプロセッサＭＰにより調整セッティン
グされるので、最小の電圧変化△ＶＴは１ビットに相応
する。図４から明らかなように、最小の単位、即ち、１
ビットだけのマイクロプロセッサの制御信号の変化によ
り、直線的アンプ特性カーブのどの点に位置するかに応
じて制御回路にて種々の容量変化、従って、周波数変化
が生ぜしめられる。バラクタダイオードの非直線性の容
量特性経過により、図４に示す直線的調節マッチングプ
ロセスにて誤りが生ぜしめられる。それというのは、増
幅領域全体に亘っての制御信号の信号分解能が一定であ
るからである。
【００１７】従って、同調チューニング共振回路内での
同調チューニング素子の非直線性により、共振回路の同
調チューニングの際誤りが生ぜしめられ、それにより、
同期、同調チューニング動作が劣化する。
同調チューニング素子の非直線性により、共振回路の同
調チューニングの際誤りが生ぜしめられ、それにより、
同期、同調チューニング動作が劣化する。
【００１８】前記の問題は、調整量に関して非直線性特
性経過を有する同調チューニング素子により調節される
すべての共振回路において生起する。
性経過を有する同調チューニング素子により調節される
すべての共振回路において生起する。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の課題
とするところは、同調チューニング素子の非直線性が補
償されるようにした同調チューニング共振回路の調整の
ための調整装置を提供することにある。
とするところは、同調チューニング素子の非直線性が補
償されるようにした同調チューニング共振回路の調整の
ための調整装置を提供することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、前記課
題は請求項１に記載された調整装置の構成要件により解
決される。
題は請求項１に記載された調整装置の構成要件により解
決される。
【００２１】本発明の有利な実施形態が引用請求項に記
載されている。
載されている。
【００２２】本発明による調整装置では、増幅装置が設
けられており、該増幅装置は、位相制御回路により送出
される発振器同調チューニング電圧を非直線的につぎの
ような同調チューニング電圧に増幅し、即ち、それの増
幅がデジタル増幅制御信号により調整可能である同調チ
ューニング電圧に増幅し、ここで調整装置の信号分解能
は、信号分解能が増幅の減少と共に増大する。
けられており、該増幅装置は、位相制御回路により送出
される発振器同調チューニング電圧を非直線的につぎの
ような同調チューニング電圧に増幅し、即ち、それの増
幅がデジタル増幅制御信号により調整可能である同調チ
ューニング電圧に増幅し、ここで調整装置の信号分解能
は、信号分解能が増幅の減少と共に増大する。
【００２３】本発明の更なる有利な実施形態によれば、
オフセット装置が設けられており、該オフセット装置
は、基準電圧をオフセット電圧に対して直線的に増幅す
るものであり、他方のＤ／Ａ変換器を有しているのであ
る。
オフセット装置が設けられており、該オフセット装置
は、基準電圧をオフセット電圧に対して直線的に増幅す
るものであり、他方のＤ／Ａ変換器を有しているのであ
る。
【００２４】本発明の有利な発展形態によれば、同調チ
ューニング電圧は、オフセット電圧によりシフト可能で
あるのである。
ューニング電圧は、オフセット電圧によりシフト可能で
あるのである。
【００２５】本発明の調整装置の更なる有利な実施形態
では、加算装置が設けられており、該加算装置はオフセ
ット電圧と同調チューニング電圧とを加算して同調チュ
ーニング和電圧を形成し、該同調チューニング和電圧に
より、同調チューニング共振回路が同調チューニングさ
れる。
では、加算装置が設けられており、該加算装置はオフセ
ット電圧と同調チューニング電圧とを加算して同調チュ
ーニング和電圧を形成し、該同調チューニング和電圧に
より、同調チューニング共振回路が同調チューニングさ
れる。
【００２６】本発明の調整装置の更なる有利な発展形態
では、デジタル増幅制御信号及びデジタルオフセット制
御信号がマイクロプロセッサにより生ぜしめられる。
では、デジタル増幅制御信号及びデジタルオフセット制
御信号がマイクロプロセッサにより生ぜしめられる。
【００２７】なおまた、本発明の調整装置の更なる有利
な発展形態ではマイクロプロセッサは信号測定装置から
測定信号を受け取る。
な発展形態ではマイクロプロセッサは信号測定装置から
測定信号を受け取る。
【００２８】更に本発明の調整装置の更なる有利な発展
形態では信号測定装置は、同調チューニング共振回路に
後置接続された混合器の出力信号振幅を検出する。
形態では信号測定装置は、同調チューニング共振回路に
後置接続された混合器の出力信号振幅を検出する。
【００２９】本発明の有利な発展形態では、マイクロプ
ロセッサは、デジタル増幅制御信号及びデジタルオフセ
ット制御信号を次のように調整セッティングする、即
ち、混合器の出力信号振幅が最大になるように調整セッ
ティングする。
ロセッサは、デジタル増幅制御信号及びデジタルオフセ
ット制御信号を次のように調整セッティングする、即
ち、混合器の出力信号振幅が最大になるように調整セッ
ティングする。
【００３０】本発明の実施形態によれば、発振器同調チ
ューニング電圧が電圧−電流変換器により同調チューニ
ング電流に変換され、前記同調チューニング電流は、電
流増幅装置により増幅されるのである。
ューニング電圧が電圧−電流変換器により同調チューニ
ング電流に変換され、前記同調チューニング電流は、電
流増幅装置により増幅されるのである。
【００３１】更に本発明の実施形態によれば、基準電圧
は、電圧／電流変換器により定電流に変換され、この定
電流は、電流増幅装置により増幅されるものである。
は、電圧／電流変換器により定電流に変換され、この定
電流は、電流増幅装置により増幅されるものである。
【００３２】なおさらに本発明の実施形態によれば、増
幅された同調チューニング電流及び増幅された定電流が
加算和電流ノードにて和電流に加算されるように構成さ
れているのである。
幅された同調チューニング電流及び増幅された定電流が
加算和電流ノードにて和電流に加算されるように構成さ
れているのである。
【００３３】なお亦さらに本発明の実施形態によれば、
和電流が電流／電圧変換器により同調チューニング電圧
に変換されるように構成されているのである。
和電流が電流／電圧変換器により同調チューニング電圧
に変換されるように構成されているのである。
【００３４】また、本発明の更なる有利な発展形態によ
れば同調チューニング電圧により振幅回路における容量
バラクタダイオードの容量が投入されるように構成され
るのである。
れば同調チューニング電圧により振幅回路における容量
バラクタダイオードの容量が投入されるように構成され
るのである。
【００３５】同調チューニング共振回路に対する同調チ
ューニング方法は下記の方法ステップを有する、即ち、
位相制御回路により、オフセット同調チューニング電圧
を生成する、非直線性の増幅を有するアンプ装置により
発振器同調チューニング電圧を増幅する。
ューニング方法は下記の方法ステップを有する、即ち、
位相制御回路により、オフセット同調チューニング電圧
を生成する、非直線性の増幅を有するアンプ装置により
発振器同調チューニング電圧を増幅する。
【００３６】増幅された発振器同調チューニング電圧に
より同調チューニング共振回路を同調チューニングす
る。
より同調チューニング共振回路を同調チューニングす
る。
【００３７】同調チューニング回路の出力信号を発振器
混合周波信号と混合する。
混合周波信号と混合する。
【００３８】混合器により生ぜしめられた混合信号の出
力信号振幅を測定する。
力信号振幅を測定する。
【００３９】測定された出力信号振幅が最大になるま
で、制御装置により増幅を変化させるという方法ステッ
プを有するのである。
で、制御装置により増幅を変化させるという方法ステッ
プを有するのである。
【００４０】
【実施例】図５は、同調チューニング共振回路に対する
同調チューニング電圧の調整のための調整装置を有する
受信機を示してある。
同調チューニング電圧の調整のための調整装置を有する
受信機を示してある。
【００４１】以降、本発明の調整装置及び調整方法の有
利な実施形態について説明する。
利な実施形態について説明する。
【００４２】信号受信機は、アンテナ１を有し、該アン
テナは、高周波入力信号を高周波線路２を介して第１の
共振回路３に供給する。第１の共振回路３は、受信され
た信号を所望の受信周波数に相応してフィルタリングす
る所謂前置回路である。前置回路３は、線路４を介して
アンプ５に接続されており、該アンプ５は、フィルタリ
ングされた信号を増幅し、線路６を介して更なる共振回
路７に送出する。共振回路７は、所謂中間回路であり、
この中間回路は受信された入力信号をさらに所望の受信
周波数に相応してフィルタリングし、線路８を介して混
合器９に送出する。混合器９は、線路８上に現れる信号
を発振器混合信号と混合し、この発振器混合信号は、線
路１０を介して電圧制御発振器１１から送出される。電
圧制御発振器１１は、線路１２を介して発振器同調チュ
ーニング電圧ＶＴを受け取り、この発振器同調チューニ
ング電圧ＶＴは位相制御回路１３により生成される。こ
のために位相制御回路に帰還結合線路１４を介して電圧
制御発振器１１により生ぜしめられた発振器信号が供給
される。位相制御回路１３により生ぜしめられた発振器
同調チューニング電圧ＶＴは、ノード点１５にて分岐さ
れ、線路１６を介して両同調チューニング共振回路３，
７の同調チューニング電圧の調整セッティングのための
調整装置１７に供給される。調整装置１７は、第１同調
チューニング線路１８を介して、前置回路３に接続さ
れ、第２同調チューニング線路１９を介して中間回路７
に接続されている。測定信号受信線路２０を介して測定
装置２１から測定信号を受け取り、この測定装置２１は
例えばデジタルボルトメータである。混合器９は、線路
８及び１０上に現れる信号を乗算することにより混合す
る。混合器９の混合信号は、線路２２を介して送出され
る。測定点２３にて混合信号が取出され、測定線路２４
を介して測定装置２１に供給される。測定装置２１は、
測定混合器９の出力混合信号の信号振幅ないし電界強度
を測定する。検出された振幅は、線路２０を介して調整
装置１７に供給される。
テナは、高周波入力信号を高周波線路２を介して第１の
共振回路３に供給する。第１の共振回路３は、受信され
た信号を所望の受信周波数に相応してフィルタリングす
る所謂前置回路である。前置回路３は、線路４を介して
アンプ５に接続されており、該アンプ５は、フィルタリ
ングされた信号を増幅し、線路６を介して更なる共振回
路７に送出する。共振回路７は、所謂中間回路であり、
この中間回路は受信された入力信号をさらに所望の受信
周波数に相応してフィルタリングし、線路８を介して混
合器９に送出する。混合器９は、線路８上に現れる信号
を発振器混合信号と混合し、この発振器混合信号は、線
路１０を介して電圧制御発振器１１から送出される。電
圧制御発振器１１は、線路１２を介して発振器同調チュ
ーニング電圧ＶＴを受け取り、この発振器同調チューニ
ング電圧ＶＴは位相制御回路１３により生成される。こ
のために位相制御回路に帰還結合線路１４を介して電圧
制御発振器１１により生ぜしめられた発振器信号が供給
される。位相制御回路１３により生ぜしめられた発振器
同調チューニング電圧ＶＴは、ノード点１５にて分岐さ
れ、線路１６を介して両同調チューニング共振回路３，
７の同調チューニング電圧の調整セッティングのための
調整装置１７に供給される。調整装置１７は、第１同調
チューニング線路１８を介して、前置回路３に接続さ
れ、第２同調チューニング線路１９を介して中間回路７
に接続されている。測定信号受信線路２０を介して測定
装置２１から測定信号を受け取り、この測定装置２１は
例えばデジタルボルトメータである。混合器９は、線路
８及び１０上に現れる信号を乗算することにより混合す
る。混合器９の混合信号は、線路２２を介して送出され
る。測定点２３にて混合信号が取出され、測定線路２４
を介して測定装置２１に供給される。測定装置２１は、
測定混合器９の出力混合信号の信号振幅ないし電界強度
を測定する。検出された振幅は、線路２０を介して調整
装置１７に供給される。
【００４３】図６は、図５に示す、両同調チューニング
共振回路３，７の調整セッティングのための調整装置１
７の構成を示す。調整装置は、線路１６を介して発振器
同調チューニング電圧ＶＴを受け取り、該発振器同調チ
ューニング電圧ＶＴは、位相制御回路１３により生ぜし
められる。線路１６は、調整装置内で、分岐点２５に
て、線路２６と線路２７となって分岐する。調整装置１
７は、線路２６に加わる発振器同調チューニング電圧の
増幅のための第１のデジタル増幅装置２８及び線路２７
に加わる発振器同調チューニング電圧の増幅のための第
２のデジタル制御可能増幅装置２９を有する。第１のデ
ジタル増幅装置２８は、デジタル制御線路３０，３１を
介してマイクロプロセッサ３２により制御される。マイ
クロプロセッサ３２は、さらにデジタル制御線路３３，
３４を介して第２の制御可能増幅装置２９を制御する。
第１の増幅装置２８は、同調チューニング制御線路１８
を介して同調チューニング制御信号を第１の同調チュー
ニング共振回路３に送出する。第２の増幅装置２９は、
同調チューニング制御線路１９を介して同調チューニン
グ制御信号を第２の同調チューニング共振回路７に送出
する。線路３０，３１，３２，３３，３４に現れるデジ
タル制御信号は、マイクロプロセッサ３２により、線路
２０に加わる測定信号に依存して生ぜしめられる。両増
幅装置２８，２９の内部構成は、殆ど同じものであり、
以下図７を参照して説明する。
共振回路３，７の調整セッティングのための調整装置１
７の構成を示す。調整装置は、線路１６を介して発振器
同調チューニング電圧ＶＴを受け取り、該発振器同調チ
ューニング電圧ＶＴは、位相制御回路１３により生ぜし
められる。線路１６は、調整装置内で、分岐点２５に
て、線路２６と線路２７となって分岐する。調整装置１
７は、線路２６に加わる発振器同調チューニング電圧の
増幅のための第１のデジタル増幅装置２８及び線路２７
に加わる発振器同調チューニング電圧の増幅のための第
２のデジタル制御可能増幅装置２９を有する。第１のデ
ジタル増幅装置２８は、デジタル制御線路３０，３１を
介してマイクロプロセッサ３２により制御される。マイ
クロプロセッサ３２は、さらにデジタル制御線路３３，
３４を介して第２の制御可能増幅装置２９を制御する。
第１の増幅装置２８は、同調チューニング制御線路１８
を介して同調チューニング制御信号を第１の同調チュー
ニング共振回路３に送出する。第２の増幅装置２９は、
同調チューニング制御線路１９を介して同調チューニン
グ制御信号を第２の同調チューニング共振回路７に送出
する。線路３０，３１，３２，３３，３４に現れるデジ
タル制御信号は、マイクロプロセッサ３２により、線路
２０に加わる測定信号に依存して生ぜしめられる。両増
幅装置２８，２９の内部構成は、殆ど同じものであり、
以下図７を参照して説明する。
【００４４】図７は、図６に示すような増幅装置２８の
構成を示す。第１のデジタル制御線路３０は、デジタル
可制御電流アンプ３５を制御する。デジタル制御線路３
１は、更なるデジタル可制御電流アンプ３６を制御す
る。線路２６に加わる発振器制御電圧ＶＴは、電圧／電
流変換器３７により同調チューニング電流に変換され、
この同調チューニング電流は、線路３８を介して電流ア
ンプ３５に供給される。電流アンプ３５は、線路３８を
介して供給される電流をデジタル調整可能な増幅Ｇによ
り増幅し、増幅電流を線路３９を介して送出する。
構成を示す。第１のデジタル制御線路３０は、デジタル
可制御電流アンプ３５を制御する。デジタル制御線路３
１は、更なるデジタル可制御電流アンプ３６を制御す
る。線路２６に加わる発振器制御電圧ＶＴは、電圧／電
流変換器３７により同調チューニング電流に変換され、
この同調チューニング電流は、線路３８を介して電流ア
ンプ３５に供給される。電流アンプ３５は、線路３８を
介して供給される電流をデジタル調整可能な増幅Ｇによ
り増幅し、増幅電流を線路３９を介して送出する。
【００４５】基準電圧源４０により生ぜしめられた定電
圧は、電圧／電流変換器４１により定電流IＣＯＮＳＴ
に変換され、この定電流は、線路４２を介して電流増幅
装置３６に供給される。増幅装置３６は線路３１にて受
信されたデジタル制御信号に依存して線路３１にて受信
された定電流を直線的に増幅し、これを線路４３を介し
て送出する。線路３９，４３に現れる増幅された電流
は、加算ノード点４４にて加算され、線路４５を介して
電流電圧変換器４６に供給される。電流電圧変換器４６
は、受信された和電流を前置回路に対する同調チューニ
ング制御電圧に変換する。
圧は、電圧／電流変換器４１により定電流IＣＯＮＳＴ
に変換され、この定電流は、線路４２を介して電流増幅
装置３６に供給される。増幅装置３６は線路３１にて受
信されたデジタル制御信号に依存して線路３１にて受信
された定電流を直線的に増幅し、これを線路４３を介し
て送出する。線路３９，４３に現れる増幅された電流
は、加算ノード点４４にて加算され、線路４５を介して
電流電圧変換器４６に供給される。電流電圧変換器４６
は、受信された和電流を前置回路に対する同調チューニ
ング制御電圧に変換する。
【００４６】電流増幅装置３６は、一定のオフセット電
流ＩＯＦＦＳＥＴを生じさせ、このオフセット電流は、
加算点４４にて増幅された同調チューニング電流に加算
される。
流ＩＯＦＦＳＥＴを生じさせ、このオフセット電流は、
加算点４４にて増幅された同調チューニング電流に加算
される。
【００４７】図８は、図７に示す電流アンプの詳細図で
ある。同調チューニング電流Ｉｒは、線路３８を介して
オペアンプ４７の非反転入力側に供給される。ここで、
抵抗Ｒ４８にて電圧降下が生じる。オペアンプ４７は、
線路４９を介して電圧／電流変換器５０に接続されてい
る。オペアンプ４７の出力線路４９の分岐点５１にて分
岐され、オペアンプの出力側は、帰還結合線路５２−こ
の中には抵抗５３が設けられている−を介してオペアン
プ４７の反転入力側へ帰還結合されている。電圧／電流
変換器５０は、線路５４を介してＤ／Ａ変換器ＤＡＵ５
５に接続されている。Ｄ／Ａ変換器ＤＡＵ５５は、例え
ば、７ビットＤＡＣであり、これはデジタル制御線路３
０を介して供給される７ビット−制御信号をアナログ信
号に変換する。変換された電圧は、線路５６を介してオ
ペアンプ４７の反転入力側へ印加される。
ある。同調チューニング電流Ｉｒは、線路３８を介して
オペアンプ４７の非反転入力側に供給される。ここで、
抵抗Ｒ４８にて電圧降下が生じる。オペアンプ４７は、
線路４９を介して電圧／電流変換器５０に接続されてい
る。オペアンプ４７の出力線路４９の分岐点５１にて分
岐され、オペアンプの出力側は、帰還結合線路５２−こ
の中には抵抗５３が設けられている−を介してオペアン
プ４７の反転入力側へ帰還結合されている。電圧／電流
変換器５０は、線路５４を介してＤ／Ａ変換器ＤＡＵ５
５に接続されている。Ｄ／Ａ変換器ＤＡＵ５５は、例え
ば、７ビットＤＡＣであり、これはデジタル制御線路３
０を介して供給される７ビット−制御信号をアナログ信
号に変換する。変換された電圧は、線路５６を介してオ
ペアンプ４７の反転入力側へ印加される。
【００４８】図９は、図７に示す第２アンプ３６の詳細
を示す。デジタル的に制御可能アンプ３６は、図６に示
すマイクロプロセッサ３２によりデジタル線路３１を介
して制御される。マイクロプロセッサ３２のデジタル制
御信号は、Ｄ／Ａ変換器５６に供給される。Ｄ／Ａ変換
器５６は、例えば、同様に７ビット制御信号の変換のた
めの７ビットＤＡＣである。Ｄ／Ａ変換器５６は、図７
に示すように入力側が線路４２を介して電圧／電流変換
器４１に接続されている。Ｄ／Ａ変換器５６の出力側
は、線路５８を介してオペアンプ５７の非反転入力側に
供給される。オペアンプ５７は出力側が電流線路５９を
介して、カレントミラー回路６０と接続されている。カ
レントミラー回路６０は、線路６１及び抵抗６２を介し
てアースされている。線路６１は、分岐点６３にて分岐
され、抵抗６２に加わる電圧が帰還結合線路６４を介し
てオペアンプ５７の反転入力側へ帰還結合される。カレ
ントミラー回路６０は、線路４３を介してオフセット電
流Ｉoffsetを加算点４４に送出し、この加算点４４は、
図７に示されている。オペアンプ５７及びカレントミラ
ー６０は、抵抗６２と共に電圧／電流変換器６５を形成
する。
を示す。デジタル的に制御可能アンプ３６は、図６に示
すマイクロプロセッサ３２によりデジタル線路３１を介
して制御される。マイクロプロセッサ３２のデジタル制
御信号は、Ｄ／Ａ変換器５６に供給される。Ｄ／Ａ変換
器５６は、例えば、同様に７ビット制御信号の変換のた
めの７ビットＤＡＣである。Ｄ／Ａ変換器５６は、図７
に示すように入力側が線路４２を介して電圧／電流変換
器４１に接続されている。Ｄ／Ａ変換器５６の出力側
は、線路５８を介してオペアンプ５７の非反転入力側に
供給される。オペアンプ５７は出力側が電流線路５９を
介して、カレントミラー回路６０と接続されている。カ
レントミラー回路６０は、線路６１及び抵抗６２を介し
てアースされている。線路６１は、分岐点６３にて分岐
され、抵抗６２に加わる電圧が帰還結合線路６４を介し
てオペアンプ５７の反転入力側へ帰還結合される。カレ
ントミラー回路６０は、線路４３を介してオフセット電
流Ｉoffsetを加算点４４に送出し、この加算点４４は、
図７に示されている。オペアンプ５７及びカレントミラ
ー６０は、抵抗６２と共に電圧／電流変換器６５を形成
する。
【００４９】図１０は、図８中ＤＡＵ５５として、そし
て、図９中ＤＡＵ５６として示されている７ビットＤ／
Ａ変換器を示す。図１０中の７ビットＤ／Ａ変換器は、
オペアンプ７０を有する。Ｄ／Ａ変換器はアナログ電圧
入力側７１とアナログ電圧出力側７２を有する。Ｄ／Ａ
変換器は内部に、７つの内部のスイッチング回路素子７
３〜７９を有し、該７つのスイッチング回路素子７３〜
７９により電流源８０〜８７が、図示の抵抗値Ｒを有す
る抵抗ネットワークにスイッチング可能である。図示の
内部のスイッチは、例えば、図６における７ビット制御
線路３０〜３４により制御される。
て、図９中ＤＡＵ５６として示されている７ビットＤ／
Ａ変換器を示す。図１０中の７ビットＤ／Ａ変換器は、
オペアンプ７０を有する。Ｄ／Ａ変換器はアナログ電圧
入力側７１とアナログ電圧出力側７２を有する。Ｄ／Ａ
変換器は内部に、７つの内部のスイッチング回路素子７
３〜７９を有し、該７つのスイッチング回路素子７３〜
７９により電流源８０〜８７が、図示の抵抗値Ｒを有す
る抵抗ネットワークにスイッチング可能である。図示の
内部のスイッチは、例えば、図６における７ビット制御
線路３０〜３４により制御される。
【００５０】出力端子７２に現れるアナログ出力電圧
は、入力端子７１に加わるアナログ入力電流に対して下
記の関係式に従って増幅される。
は、入力端子７１に加わるアナログ入力電流に対して下
記の関係式に従って増幅される。
【００５１】
ＵAUS＝ＵIN（ＡＯ＋２Ａ１＋４Ａ２＋８Ａ３＋１６Ａ
４＋３２Ａ５＋６４Ａ６）／１２８ 図７における電流増幅装置３５の詳細を図８に示す。電
流増幅装置３５は、有利な実施形態ではＤ／Ａ変換器５
５として、図１０に示す７ビット−ＤＡＣを有する。そ
れに相応して増幅Ｇが下記のように得られ、該増幅Ｇを
以て、線路３８上での同調チューニング電流ＩTが線路
３９上での増幅された電流ＩＧに増幅される。
４＋３２Ａ５＋６４Ａ６）／１２８ 図７における電流増幅装置３５の詳細を図８に示す。電
流増幅装置３５は、有利な実施形態ではＤ／Ａ変換器５
５として、図１０に示す７ビット−ＤＡＣを有する。そ
れに相応して増幅Ｇが下記のように得られ、該増幅Ｇを
以て、線路３８上での同調チューニング電流ＩTが線路
３９上での増幅された電流ＩＧに増幅される。
【００５２】
Ｇ＝ＩＧ／ＩＴ＝１２８／（６４＋ｎ）、但しｎ＝０…
１２７ 図７に示すオフセット−電流アンプ３６の詳細を図９に
示す。有利な実施形態によれば、オフセット電流アンプ
３６のＤ／Ａ変換器５６は、図１０に示すような７ビッ
トＤ／Ａ変換器である。それに相応してオフセット電流
アンプ３６の電流増幅が次のように求まる； オフセット−電流増幅＝ＩＯＦＦＳＥＴ／I
ＫＯＮＳＴＡＮＴ＝ｎ／１２７ 但し、ｎ＝０…１２７ 図５に示す同調チューニング共振回路３に対する同調チ
ューニング電圧ＶＴＶＫは、図７から明らかなように、
線路に加わる発振器同調チューニング電圧ＶＴとオフセ
ット電圧とに依存する。電圧／電流変換器３７，４１が
１の増幅を有し、電圧／電流変換器４６が同様に増幅１
を有するものと仮定すると、同調チューニング共振回路
３ないし前置回路３に対する同調チューニング電圧は下
記のように求められる。
１２７ 図７に示すオフセット−電流アンプ３６の詳細を図９に
示す。有利な実施形態によれば、オフセット電流アンプ
３６のＤ／Ａ変換器５６は、図１０に示すような７ビッ
トＤ／Ａ変換器である。それに相応してオフセット電流
アンプ３６の電流増幅が次のように求まる； オフセット−電流増幅＝ＩＯＦＦＳＥＴ／I
ＫＯＮＳＴＡＮＴ＝ｎ／１２７ 但し、ｎ＝０…１２７ 図５に示す同調チューニング共振回路３に対する同調チ
ューニング電圧ＶＴＶＫは、図７から明らかなように、
線路に加わる発振器同調チューニング電圧ＶＴとオフセ
ット電圧とに依存する。電圧／電流変換器３７，４１が
１の増幅を有し、電圧／電流変換器４６が同様に増幅１
を有するものと仮定すると、同調チューニング共振回路
３ないし前置回路３に対する同調チューニング電圧は下
記のように求められる。
【００５３】
ＶＴＶＫ＝ＶＴ・Ｇ＋ＶＯＦＦＳＥＴ， 但し
Ｇ＝１２８／（６４＋ｎ）, ＶＯＦＦＳＥＴ＝Ｖ
ＲＥＦ・ｎ／１２７ 図１１は、従来技術による従来の直線的増幅特性経過に
比しての本発明の同調チューニング共振回路３，７の同
調チューニング電圧の調整のための調整装置２８，２９
の典型的増幅特性経過を示す。増幅はマイクロプロセッ
サ３２の７ビットデジタル制御信号との依存関係性で示
してある。７ビット制御信号は、１２８の離散値をとり
得る。０のデジタル制御信号の場合、増幅は、最大であ
り、図１の受信機回路にて使用されるような従来技術に
よる従来の調整装置において直線的に低下する。このこ
とは、図１１中階段状に低下する直線的カーブＫ１によ
り示されている。それに対して、本発明による調整装置
の増幅は、図１１中Ｋ２で示すように、デジタル制御値
の上昇と共に非直線的に低下する。図１１から明らかな
ように、信号分解能は、本発明の調整装置の増幅特性経
過に相応してカーブＫ２にて絶対的増幅低下の際増大す
る。増幅変化は、各デジタルステップごとに、デジタル
制御値の増大と共に一層よりわずかになる。例えば、１
０から１１へのデジタル制御値の増大の際の増幅変化
は、１２０から１２１へのデジタル制御値の増大の際よ
りも高い。換言すれば、信号分解能は、増幅Ｖの低下と
共に益々良好になる。
ＲＥＦ・ｎ／１２７ 図１１は、従来技術による従来の直線的増幅特性経過に
比しての本発明の同調チューニング共振回路３，７の同
調チューニング電圧の調整のための調整装置２８，２９
の典型的増幅特性経過を示す。増幅はマイクロプロセッ
サ３２の７ビットデジタル制御信号との依存関係性で示
してある。７ビット制御信号は、１２８の離散値をとり
得る。０のデジタル制御信号の場合、増幅は、最大であ
り、図１の受信機回路にて使用されるような従来技術に
よる従来の調整装置において直線的に低下する。このこ
とは、図１１中階段状に低下する直線的カーブＫ１によ
り示されている。それに対して、本発明による調整装置
の増幅は、図１１中Ｋ２で示すように、デジタル制御値
の上昇と共に非直線的に低下する。図１１から明らかな
ように、信号分解能は、本発明の調整装置の増幅特性経
過に相応してカーブＫ２にて絶対的増幅低下の際増大す
る。増幅変化は、各デジタルステップごとに、デジタル
制御値の増大と共に一層よりわずかになる。例えば、１
０から１１へのデジタル制御値の増大の際の増幅変化
は、１２０から１２１へのデジタル制御値の増大の際よ
りも高い。換言すれば、信号分解能は、増幅Ｖの低下と
共に益々良好になる。
【００５４】図４から明らかなように容量ダイオードは
低い同調チューニング電圧ＴＶＫののときのほうが高い
同調チューニング電圧ＴＶＫのときより感度が高い。負
方向に低下する増幅に基づき、前置回路３に対する高い
共振回路同調チューニング電圧ＶＴＶＫは、位相制御回
路により生成される低い発振器同調チューニング電圧Ｖ
Ｔに相応し、そして、その逆に、前置回路３に対する低
い共振回路同調チューニング電圧ＶＴＶＫは、位相制御
回路により生成される高い発振器同調チューニング電圧
ＶＴに相応する。このことは、図４から明らかである。
従って図１１における増幅の分解能は、カーブＫ２から
明らかなように容量ダイオードの敏感感度領域にてデジ
タル制御値と共に増大する。逆に容量ダイオードの比較
的敏感でない領域にて分解能は、デジタル制御値の低下
及び増幅上昇と共に低下する。
低い同調チューニング電圧ＴＶＫののときのほうが高い
同調チューニング電圧ＴＶＫのときより感度が高い。負
方向に低下する増幅に基づき、前置回路３に対する高い
共振回路同調チューニング電圧ＶＴＶＫは、位相制御回
路により生成される低い発振器同調チューニング電圧Ｖ
Ｔに相応し、そして、その逆に、前置回路３に対する低
い共振回路同調チューニング電圧ＶＴＶＫは、位相制御
回路により生成される高い発振器同調チューニング電圧
ＶＴに相応する。このことは、図４から明らかである。
従って図１１における増幅の分解能は、カーブＫ２から
明らかなように容量ダイオードの敏感感度領域にてデジ
タル制御値と共に増大する。逆に容量ダイオードの比較
的敏感でない領域にて分解能は、デジタル制御値の低下
及び増幅上昇と共に低下する。
【００５５】従って、同調チューニング電圧の調整のた
めの本発明の調整装置における増幅特性経過は、デジタ
ル制御信号の各ステップごとに比較的大きな増幅ステッ
プにより容量ダイオード（図４△Ｃ２）の相対的な非敏
感性を補償する。それとは逆に、本発明の調整装置は、
デジタル制御信号の各変化ステップごとに比較的小さな
増幅ステップにより容量ダイオード（図４△Ｃ１）の高
い感度を補償する。要するに、そこにて容量ダイオード
が敏感である増幅領域ではデジタル値変化ごとのアナロ
グ増幅変化が低減され、一方、そこにて、容量ダイオー
ドが非敏感である増幅領域ではデジタル制御信号の変化
ステップごとの増幅変化が高められる。従って図１１に
示す本発明の増幅特性カーブＫ２は、同調チューニング
共振回路の同調チューニングに使用される典型的な同調
チューニングバラクタダイオードの非直線性の容量−依
存関係性を補償する。同調チューニング共振回路の周波
数変化ステップは、全制御信号値に亘ってほぼ等しく、
その結果容量ダイオードの非直線性特性カーブに基づく
誤りが回避される。
めの本発明の調整装置における増幅特性経過は、デジタ
ル制御信号の各ステップごとに比較的大きな増幅ステッ
プにより容量ダイオード（図４△Ｃ２）の相対的な非敏
感性を補償する。それとは逆に、本発明の調整装置は、
デジタル制御信号の各変化ステップごとに比較的小さな
増幅ステップにより容量ダイオード（図４△Ｃ１）の高
い感度を補償する。要するに、そこにて容量ダイオード
が敏感である増幅領域ではデジタル値変化ごとのアナロ
グ増幅変化が低減され、一方、そこにて、容量ダイオー
ドが非敏感である増幅領域ではデジタル制御信号の変化
ステップごとの増幅変化が高められる。従って図１１に
示す本発明の増幅特性カーブＫ２は、同調チューニング
共振回路の同調チューニングに使用される典型的な同調
チューニングバラクタダイオードの非直線性の容量−依
存関係性を補償する。同調チューニング共振回路の周波
数変化ステップは、全制御信号値に亘ってほぼ等しく、
その結果容量ダイオードの非直線性特性カーブに基づく
誤りが回避される。
【００５６】図１２は、本発明の装置の使用下では調節
マッチング方法プロセスのフローチャートを示す。この
調節マッチング方法ステップは、スタートステップＳ１
で始まり、このスタートステップＳ１につづいて、初期
化ステップＳ２が行われる。初期化ステップＳ２ではオ
フセット電圧が“０”にセットされ、増幅は１にセット
される。ステップＳ３では、受信機のアンテナの入力側
が所定の高周波、例えば、８７.５ＭＨｚにセットされ
る。それと同時に、同調チューニング周波数ｆVCOは、
中間周波数だけ高められた周波数にセットされる、例え
ば、１０．７ＭＨｚの中間周波数の場合において、９
８．２ＭＨｚにセットされる。ステップＳ４では、測定
装置２１により測定された振幅が最大であるか否かが測
定される。振幅Ｓ１が最大でない場合、ステップＳ５に
て、オペアンプ電圧は調整装置１７にて、測定された振
幅が最大になるまで調整される。ステップＳ４にて、混
合器９の出力信号の信号振幅が最大であることが検出さ
れた後、Ｓ６にて、今や調整セッティングされたオフセ
ット値がそれまでのオフセット値と偏差があるか否かが
チェックされる。オフセット値が偏差を呈しない場合に
は、ステップＳ７にて、増幅が既に調節マッチングされ
ているか否かがチェックされる。増幅Ｇが未だ調節マッ
チングされていない場合には、ステップＳ８にて高周波
入力信号が、更なる周波数ないし支持個所、例えば１０
８ＭＨｚにセットされる。ＰＬＬ１３はステップＳ８に
て、それに相応して、１０．７ＭＨｚだけ高められて１
１８．７ＭＨｚへセットされる。ステップＳ８は次のよ
うな場合にも実施される、即ち、ステップＳ６にて、見
出されたオフセット値が先行の実施オフセット値と一致
していることが検出される場合でも実施される。ステッ
プＳ８の後、ステップＳ９にて、混合器９の出力信号の
信号振幅が最大であるか否かが測定される。ＮＯの場合
には、増幅はステップＳ１０にて、混合器９の出力信号
振幅が最大になるまで調節される。ステップＳ９にて、
混合器９の出力信号振幅が最大になっていること、ない
し最大になったことが検出された後、ステップＳ１１に
て、見出された、もしくは調整セッティングされた増幅
値Ｇがそれまでの増幅値Ｇから偏差を呈するか否かがチ
ェックされる。偏差がある場合には、ステップＳ３へ分
岐して戻る。偏差がない場合には、ステップＳ１２に
て、受信機が今や最適に調節マッチングされていること
が検出される。Ｓ７にて、増幅が既に最適に調節マッチ
ングされている場合には、直接ステップＳ１２へ移る、
換言すれば、受信機ないしシステムが最適に調節マッチ
ングされていることを直接的に検出できる。ステップＳ
１２の後、調節マッチングはストップＳ１３にて終了さ
れる。
マッチング方法プロセスのフローチャートを示す。この
調節マッチング方法ステップは、スタートステップＳ１
で始まり、このスタートステップＳ１につづいて、初期
化ステップＳ２が行われる。初期化ステップＳ２ではオ
フセット電圧が“０”にセットされ、増幅は１にセット
される。ステップＳ３では、受信機のアンテナの入力側
が所定の高周波、例えば、８７.５ＭＨｚにセットされ
る。それと同時に、同調チューニング周波数ｆVCOは、
中間周波数だけ高められた周波数にセットされる、例え
ば、１０．７ＭＨｚの中間周波数の場合において、９
８．２ＭＨｚにセットされる。ステップＳ４では、測定
装置２１により測定された振幅が最大であるか否かが測
定される。振幅Ｓ１が最大でない場合、ステップＳ５に
て、オペアンプ電圧は調整装置１７にて、測定された振
幅が最大になるまで調整される。ステップＳ４にて、混
合器９の出力信号の信号振幅が最大であることが検出さ
れた後、Ｓ６にて、今や調整セッティングされたオフセ
ット値がそれまでのオフセット値と偏差があるか否かが
チェックされる。オフセット値が偏差を呈しない場合に
は、ステップＳ７にて、増幅が既に調節マッチングされ
ているか否かがチェックされる。増幅Ｇが未だ調節マッ
チングされていない場合には、ステップＳ８にて高周波
入力信号が、更なる周波数ないし支持個所、例えば１０
８ＭＨｚにセットされる。ＰＬＬ１３はステップＳ８に
て、それに相応して、１０．７ＭＨｚだけ高められて１
１８．７ＭＨｚへセットされる。ステップＳ８は次のよ
うな場合にも実施される、即ち、ステップＳ６にて、見
出されたオフセット値が先行の実施オフセット値と一致
していることが検出される場合でも実施される。ステッ
プＳ８の後、ステップＳ９にて、混合器９の出力信号の
信号振幅が最大であるか否かが測定される。ＮＯの場合
には、増幅はステップＳ１０にて、混合器９の出力信号
振幅が最大になるまで調節される。ステップＳ９にて、
混合器９の出力信号振幅が最大になっていること、ない
し最大になったことが検出された後、ステップＳ１１に
て、見出された、もしくは調整セッティングされた増幅
値Ｇがそれまでの増幅値Ｇから偏差を呈するか否かがチ
ェックされる。偏差がある場合には、ステップＳ３へ分
岐して戻る。偏差がない場合には、ステップＳ１２に
て、受信機が今や最適に調節マッチングされていること
が検出される。Ｓ７にて、増幅が既に最適に調節マッチ
ングされている場合には、直接ステップＳ１２へ移る、
換言すれば、受信機ないしシステムが最適に調節マッチ
ングされていることを直接的に検出できる。ステップＳ
１２の後、調節マッチングはストップＳ１３にて終了さ
れる。
【００５７】本発明の調整装置を、同調チューニングす
べき共振回路と共にＩＣ回路へ集積化できる。本発明の
調整装置は、放送受信機にて同調チューニング共振回路
の同調チューニングに適するのみならず、その調整セッ
ティング素子が非直線性特性を有する任意の共振回路に
も適する。本発明の調整装置の非直線性の増幅直線性経
過により、同調チューニング共振回路の操作素子の非直
線性特性が補償され、ここで、信号分解能は、非直線性
特性の操作素子の敏感な、もしくは高い感受性の領域に
て増大する。
べき共振回路と共にＩＣ回路へ集積化できる。本発明の
調整装置は、放送受信機にて同調チューニング共振回路
の同調チューニングに適するのみならず、その調整セッ
ティング素子が非直線性特性を有する任意の共振回路に
も適する。本発明の調整装置の非直線性の増幅直線性経
過により、同調チューニング共振回路の操作素子の非直
線性特性が補償され、ここで、信号分解能は、非直線性
特性の操作素子の敏感な、もしくは高い感受性の領域に
て増大する。
【００５８】本発明の調整装置は、１つ又は複数の同調
チューニング共振回路の調整セッティングのため使用し
得る。
チューニング共振回路の調整セッティングのため使用し
得る。
【００５９】
【発明の効果】本発明によれば、同調チューニング素子
の非直線性が補償されるようにした同調チューニング共
振回路の調整のための調整装置及び方法を実現すること
ができるという効果が奏される。
の非直線性が補償されるようにした同調チューニング共
振回路の調整のための調整装置及び方法を実現すること
ができるという効果が奏される。
【図１】従来技術の従来受信機のブロック接続図。
【図２】発振器混合周波数と振動回路周波数との理想的
な周波数同調同期の特性図。
な周波数同調同期の特性図。
【図３】同調チューニング電圧に依存した容量ダイオー
ドの容量特性経過の特性図。
ドの容量特性経過の特性図。
【図４】本発明の課題の説明のための、同調チューニン
グ増幅度の直線的経過を有する振動回路の同調チューニ
ング容量の変化の特性図。
グ増幅度の直線的経過を有する振動回路の同調チューニ
ング容量の変化の特性図。
【図５】本発明の調整装置を有する受信機のブロック接
続図。
続図。
【図６】本発明による２つの同調チューニング振動回路
に対する同調チューニング電圧の調整のための調整装置
の概略図。
に対する同調チューニング電圧の調整のための調整装置
の概略図。
【図７】本発明による同調チューニング振動回路の同調
チューニング電圧の調整のための調整装置の概略図。
チューニング電圧の調整のための調整装置の概略図。
【図８】本発明の増幅蔵置の概略図。
【図９】本発明のオフセット装置の概略図。
【図１０】本発明の増幅装置及びオフセット装置にて設
けられているような７ビットＤ／Ａ変換器の実施例の概
略図。
けられているような７ビットＤ／Ａ変換器の実施例の概
略図。
【図１１】従来技術による従来の直線的増幅度特性経過
に比しての本発明の同調チューニング振動回路の同調チ
ューニング電圧の調整のための調整装置の典型的増幅度
特性経過を示す特性図。
に比しての本発明の同調チューニング振動回路の同調チ
ューニング電圧の調整のための調整装置の典型的増幅度
特性経過を示す特性図。
【図１２】本発明の調節マッチング装置のシーケンスの
フローチャートの図。
フローチャートの図。
１ アンテナ
２ 高周波線路
３ 振動回路
４ 線路
５ アンプ
６ 線路
７ 振動回路
８ 線路
９ 混合器
１０ 線路
１１ 電圧制御発振器
１２ 線路
１３ 位相制御回路
１４ 帰還結合線路
１５ ノード点
１６ 線路
１７ 調整装置
１８ 同調チューニング線路
１９ 同調チューニング線路
２０ 測定信号受信線路
２１ 測定装置
２２ 線路
２３ 測定点
２４ 測定線路
２５ 分岐点
２６ 分岐点
２７ 分岐点
２８ 増幅装置
２９ 増幅装置
３０ 制御線路
３１ 制御線路
３２ マイクロプロセッサ
３３ デジタル制御線路
３４ デジタル制御線路
３５ 電流増幅装置
３６ 電流増幅装置
３７ 電圧／電流変換器
３８ 線路
３９ 線路
４０ 基準電圧源
４１ 電圧／電流変換器
４２ 線路
４３ 線路
４４ 和ノード
４５ 線路
４６ 電流／電圧変換器
４７ オペアンプ
４８ 抵抗
４９ 線路
５０ 電圧／電流変換器
５１ 電圧／電流変換器
５２ 線路
５３ 線路
５４ 線路
５５ Ｄ／Ａ変換器
５６ Ｄ／Ａ変換器
５７ オペアンプ
５８ 線路
５９ 線路
６０ カレントミラー回路
６１ 線路
６２ 抵抗
６３ ノード点
６４ 増幅線路
６５ 電圧／電流変換器
７０ オペアンプ
７１ 電圧入力側
７２ 電圧入力側
７３ スイッチ
７４ スイッチ
７５ スイッチ
７６ スイッチ
７７ スイッチ
７８ スイッチ
７９ スイッチ
８０ 電流源
８１ 電流源
８２ 電流源
８３ 電流源
８４ 電流源
８５ 電流源
８６ 電流源
８７ 電流源
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 昭63−28121（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−48392（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03J 3/28 - 3/32
H03J 7/02 - 7/04
H04B 1/26
Claims (9)
- 【請求項１】 共振回路（３；７）の同調チューニング
電圧（Ｖ ＴＶＫ ；Ｔ ＴＺＫ ）を調整するための調整装置
であって、前記共振回路には混合器が後置接続されてお
り、該混合器は、前記共振回路（３；７）により発生さ
れた信号を電圧制御された発振器（１１）により発生さ
れた信号と乗算して出力混合信号を生成し、該出力混合
信号の周波数が測定装置（２１）により測定される形式
の調整装置において、該調整装置は、 （ａ）前記電圧制御された発振器（１１）の同調チュー
ニングのために位相制御回路（１３）により形成された
発振器同調チューニング電圧（Ｖ Ｔ ）を増幅（Ｇ）によ
り前記共振回路（３；７）に対する同調チューニング電
圧（Ｖ ＴＶＫ ；Ｔ ＴＺＫ ）まで増幅する増幅装置（２
８；２９）と、 （ｂ）増幅装置（２８；２９）の増幅（Ｇ）を調整する
ために、前記測定装置（２１）により検出された出力混
合信号の信号振幅に依存して、デジタル増幅制御信号を
発生させるマイクロプロセッサ（３２）とを有してお
り、 （ｃ）前記増幅装置（２８；２９）の増幅（Ｇ）は非線
形であり、増幅（Ｇ）の信号分解能は前記デジタル増幅
制御信号に依存する ことを特徴とする共振回路の同調チ
ューニング電圧を調整するための調整装置。 - 【請求項２】 前記増幅装置（２８；２９）は、前記発
振器同調チューニング電圧（Ｖ Ｔ ）を同調チューニング
電流（Ｉ Ｔ ）に変換する第１の電圧／電流変換器（３
７）と、前記同調チューニング電流（Ｉ Ｔ ）を前記マイ
クロプロセッサ（３２）により発生されるデジタル増幅
制御信号に依存して増幅する第１の電流増幅器（３５）
とを有している、請求項１記載の調整装置。 - 【請求項３】 前記増幅装置（２８；２９）はオフセッ
ト装置（４１，３６）を有しており、 該オフセット装置は、基準電圧（Ｖ ＲＥＦ ）を定電流
（Ｉ ｃｏｎｓｔ ）に変換する第２の電圧／電流変換器
（４１）と、前記定電流（Ｉ ｃｏｎｓｔ ）を前記マイク
ロプロセッサ（３２）により発生されるデジタル増幅制
御信号に依存してオフセット電流（Ｉ ｏｆｆｓｅｔ ）ま
で増幅する第２の電流増幅器（３６）とを有 している、
請求項２記載の調整装置。 - 【請求項４】 前記増幅装置（２８；２９）は、増幅さ
れた同調チューニング電流（Ｉ Ｇ ）とオフセット電流
（Ｉ ｏｆｆｓｅｔ ）とを加算して和電流を形成する和電
流ノード（４４）を有している、請求項３記載の調整装
置。 - 【請求項５】 前記増幅装置（２８；２９）は、前記和
電流を同調チューニング電圧（Ｖ ＴＶＫ ；Ｔ ＴＺＫ ）に
変換する電流／電圧変換器（４６）を有している、請求
項４記載の調整装置。 - 【請求項６】 前記電流増幅器（３５，２６）はそれぞ
れ、 アナログ入力電圧を印加するためのアナログ信号入力側
（７１）と、 アナログ出力電圧を出力するためのアナログ信号出力側
（７２）と、 前記デジタル増幅制御信号に依存してスイッチング素子
（７３〜７９）を介して抵抗ネットワークに接続可能な
複数の並列接続された電流源（８０〜８７）とを有して
いる、 請求項３記載の調整装置。 - 【請求項７】 前記増幅（Ｇ）の信号分解能は、前記増
幅制御信号に依存して、増幅（Ｇ）の低下とともに上昇
する、請求項１記載の調整装置。 - 【請求項８】 前記同調チューニング電圧（Ｖ ＴＶＫ ；
Ｔ ＴＺＫ ）は前記共振回路の同調チューニング素子を調
整するものであり、該同調チューニング素子は非線形特
性を有している、請求項１記載の調整装置。 - 【請求項９】 前記同調チューニング素子はバラクタダ
イオードである、請求項８記載の調整装置。
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|---|---|---|---|
| DE19918057.1 | 1999-04-21 | ||
| DE19918057A DE19918057C2 (de) | 1999-04-21 | 1999-04-21 | Vorrichtung zur Einstellung der Abstimmspannung von Abstimmschwingkreisen |
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|---|---|
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| US7680472B2 (en) * | 2007-06-21 | 2010-03-16 | Texas Instruments Incorporated | Device and method for receiving and processing RF signals, a method for providing digital calibration values for such a device and a receiver incorporating the device |
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| US9577688B2 (en) * | 2015-02-24 | 2017-02-21 | Qualcomm Technologies International, Ltd. | Frequency tuning of narrowband low noise amplifiers |
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| US4481673A (en) * | 1983-03-28 | 1984-11-06 | Rca Corporation | RF Prom tracking for tuners |
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