JP3334243B2 - 検波回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、入力信号を検波する検
波回路に関する。
波回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、ＦＭ（周波数変調）された変調波
より原信号を復調するＦＭ検波回路としては、図８の直
角位相（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）式、図９のＰＬＬ（位
相ロックループ）式、図１０のＰＴＬ（位相追尾型ルー
プ）式などの方式が用いられている。
より原信号を復調するＦＭ検波回路としては、図８の直
角位相（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）式、図９のＰＬＬ（位
相ロックループ）式、図１０のＰＴＬ（位相追尾型ルー
プ）式などの方式が用いられている。
【０００３】図８の従来の直角位相式ＦＭ検波回路は、
入力変調波の位相を９０゜シフトさせる９０゜移相器１
０１と、この移相器１０１の出力信号の基準周波数ｆ0
に対する周波数変位を位相変位に変換する例えばバンド
パスフィルタ（ＢＰＦ）等からなる位相変移回路１０２
と、入力変調波と位相変移回路１０２の出力信号とを乗
算して両者の位相差（これは位相変移回路１０２によっ
て得られた位相変位に相当）を電圧振幅に変換する位相
比較器１０３と、位相比較器１０３から出力される信号
の低域成分を抜き出して検波出力として出力するローパ
スフィルタ（ＬＰＦ）１０４とを備えている。
入力変調波の位相を９０゜シフトさせる９０゜移相器１
０１と、この移相器１０１の出力信号の基準周波数ｆ0
に対する周波数変位を位相変位に変換する例えばバンド
パスフィルタ（ＢＰＦ）等からなる位相変移回路１０２
と、入力変調波と位相変移回路１０２の出力信号とを乗
算して両者の位相差（これは位相変移回路１０２によっ
て得られた位相変位に相当）を電圧振幅に変換する位相
比較器１０３と、位相比較器１０３から出力される信号
の低域成分を抜き出して検波出力として出力するローパ
スフィルタ（ＬＰＦ）１０４とを備えている。
【０００４】図９の従来のＰＬＬ式ＦＭ検波回路は、入
力変調波と電圧制御発振器（ＶＣＯ）２００の出力信号
とを乗算して両者の位相差を求める位相比較器２０３
と、位相比較器２０３の出力信号の低域成分を抜き出す
ＬＰＦ２０４と、ＬＰＦ２０４の出力信号を増幅して検
波出力として出力する増幅器２０５とを備えており、Ｖ
ＣＯ２００は、増幅器２０６と、増幅器２０６の出力信
号の位相を検波出力に応じて変移させて増幅器２０６の
入力にフィードバックする位相変移回路２０２とを有
し、増幅器２０６の出力信号が入力変調波に対して９０
゜位相が異なる信号として位相比較器２０３に供給され
る。
力変調波と電圧制御発振器（ＶＣＯ）２００の出力信号
とを乗算して両者の位相差を求める位相比較器２０３
と、位相比較器２０３の出力信号の低域成分を抜き出す
ＬＰＦ２０４と、ＬＰＦ２０４の出力信号を増幅して検
波出力として出力する増幅器２０５とを備えており、Ｖ
ＣＯ２００は、増幅器２０６と、増幅器２０６の出力信
号の位相を検波出力に応じて変移させて増幅器２０６の
入力にフィードバックする位相変移回路２０２とを有
し、増幅器２０６の出力信号が入力変調波に対して９０
゜位相が異なる信号として位相比較器２０３に供給され
る。
【０００５】図１０のＰＴＬ式ＦＭ検波回路は、入力変
調波の位相を９０゜推移させる９０゜位相器３０１と、
この移相器３０１の出力信号の基準周波数ｆ0に対する
周波数変位を位相変位に変換する位相変移回路３０２
と、入力変調波と位相変移回路３０２の出力信号とを乗
算して両者の位相差（これは位相変移回路３０２によっ
て得られた位相変位に相当）を電圧振幅に変換する位相
比較器３０３と、位相比較器３０３から出力される信号
の低域成分を抜き出して検波出力として出力するＬＰＦ
３０４とを備え、位相変移回路３０２には、検波出力が
フィードバックされる。
調波の位相を９０゜推移させる９０゜位相器３０１と、
この移相器３０１の出力信号の基準周波数ｆ0に対する
周波数変位を位相変位に変換する位相変移回路３０２
と、入力変調波と位相変移回路３０２の出力信号とを乗
算して両者の位相差（これは位相変移回路３０２によっ
て得られた位相変位に相当）を電圧振幅に変換する位相
比較器３０３と、位相比較器３０３から出力される信号
の低域成分を抜き出して検波出力として出力するＬＰＦ
３０４とを備え、位相変移回路３０２には、検波出力が
フィードバックされる。
【０００６】図１１の従来の疑似同期式ＡＭ検波回路
は、入力変調波の基準周波数ｆ0に対する周波数変位を
位相変位に変換する位相変移回路４０２と、この位相変
移回路４０２の出力信号の振幅を制限するリミッタ４０
５と、入力変調波と位相変移回路４０２の出力信号とを
乗算して両者の位相差を求める位相比較器４０３と、位
相比較器４０３から出力される信号の低域成分を抜き出
して検波出力として出力するＬＰＦ４０４とを備える。
は、入力変調波の基準周波数ｆ0に対する周波数変位を
位相変位に変換する位相変移回路４０２と、この位相変
移回路４０２の出力信号の振幅を制限するリミッタ４０
５と、入力変調波と位相変移回路４０２の出力信号とを
乗算して両者の位相差を求める位相比較器４０３と、位
相比較器４０３から出力される信号の低域成分を抜き出
して検波出力として出力するＬＰＦ４０４とを備える。
【０００７】また、従来、ＴＶ受信機のＳＩＦ（音声信
号検波回路）において、変調搬送波周波数ｆｃの異なる
複数の放送方式に対応したマルチ・システム化を実現す
るには、位相変移回路の中心周波数ｆ0は異なる変調搬
送波周波数ｆｃの数だけ必要となるため、図１２に示す
ように、ｇｍアンプ１２０の出力側に設けられた抵抗Ｒ
0およびＣ0に並列に例えば３個のディスクリ・コイルＬ
1，Ｌ2，Ｌ3を接続し、スイッチＳＷによって切り替え
ている。
号検波回路）において、変調搬送波周波数ｆｃの異なる
複数の放送方式に対応したマルチ・システム化を実現す
るには、位相変移回路の中心周波数ｆ0は異なる変調搬
送波周波数ｆｃの数だけ必要となるため、図１２に示す
ように、ｇｍアンプ１２０の出力側に設けられた抵抗Ｒ
0およびＣ0に並列に例えば３個のディスクリ・コイルＬ
1，Ｌ2，Ｌ3を接続し、スイッチＳＷによって切り替え
ている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】前述した図８乃至図１
１の検波回路は、いずれも、位相変位回路を用いて基準
周波数ｆ0に対する周波数変位を位相変位に変換し、そ
れを位相比較器を用いて電圧振幅に変換（検波）してい
る。しかしながら、この基準周波数ｆ0を変調信号の中
心周波数すなわち変調搬送波周波数に一致させる必要が
あり、この精度が検波出力の特性を大きく左右する。
１の検波回路は、いずれも、位相変位回路を用いて基準
周波数ｆ0に対する周波数変位を位相変位に変換し、そ
れを位相比較器を用いて電圧振幅に変換（検波）してい
る。しかしながら、この基準周波数ｆ0を変調信号の中
心周波数すなわち変調搬送波周波数に一致させる必要が
あり、この精度が検波出力の特性を大きく左右する。
【０００９】このため、従来、位相変位回路のコイルや
コンデンサ等の構成素子のばらつきによる基準周波数ｆ
0の誤差を抑制するために、例えば、コイルの線間隔の
拡縮や磁性体の位置制御等を行うことにより構成素子そ
のものの値を調整しているが、この様な調整は、人的工
数を必要とするため、生産効率の低下、不良率の増大、
コストの増大の要因となっている。
コンデンサ等の構成素子のばらつきによる基準周波数ｆ
0の誤差を抑制するために、例えば、コイルの線間隔の
拡縮や磁性体の位置制御等を行うことにより構成素子そ
のものの値を調整しているが、この様な調整は、人的工
数を必要とするため、生産効率の低下、不良率の増大、
コストの増大の要因となっている。
【００１０】また、図１２に示された従来のマルチシス
テム対応ＳＩＦ用バンドパスフィルタは、スイッチＳＷ
によって複数のコイルの接続を切り替える構成のため、
部品点数が増加し、回路規模が増大し、コスト増加を招
くほか、ディスクリ・コイルの調整工数がその数倍にな
るため、生産効率の低下や、不良率の増大を招来する。
テム対応ＳＩＦ用バンドパスフィルタは、スイッチＳＷ
によって複数のコイルの接続を切り替える構成のため、
部品点数が増加し、回路規模が増大し、コスト増加を招
くほか、ディスクリ・コイルの調整工数がその数倍にな
るため、生産効率の低下や、不良率の増大を招来する。
【００１１】本発明は、このような状況に鑑みてなされ
たものであり、基準周波数ｆ0を変調搬送波周波数に一
致させるための部品の人的調整を不要にする検波回路を
提供することを目的とする。
たものであり、基準周波数ｆ0を変調搬送波周波数に一
致させるための部品の人的調整を不要にする検波回路を
提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明の検波回路は、基
準周波数に対する入力信号の周波数変位を位相変位に変
換する位相変移手段と、入力信号の位相を９０゜シフト
させる９０゜移相手段と、位相変移手段の出力、および
９０゜移相手段の出力を受けて、位相変位を電圧振幅に
変換して検波出力として出力する位相比較手段と、検波
出力の直流オフセット電圧を求めるオフセット導出手段
と、直流オフセット電圧と基準電圧との差電圧を求め、
この差電圧を位相変移手段に制御電圧として供給する電
圧比較手段と、位相変移手段の出力信号の振幅を制限す
る振幅制限手段と、入力信号と振幅制限手段の出力信号
とを乗算してその結果をＡＭ検波出力として出力する乗
算手段とを備え、位相変移手段は、制御電圧に応じて、
基準周波数が入力信号の搬送波周波数に一致するように
調整を行い、電圧比較手段に供給される基準電圧は、位
相比較手段に供給される位相変移手段の出力信号と９０
゜移相手段の出力信号との位相差が常に９０゜となるよ
うに調整されることを特徴とする。
準周波数に対する入力信号の周波数変位を位相変位に変
換する位相変移手段と、入力信号の位相を９０゜シフト
させる９０゜移相手段と、位相変移手段の出力、および
９０゜移相手段の出力を受けて、位相変位を電圧振幅に
変換して検波出力として出力する位相比較手段と、検波
出力の直流オフセット電圧を求めるオフセット導出手段
と、直流オフセット電圧と基準電圧との差電圧を求め、
この差電圧を位相変移手段に制御電圧として供給する電
圧比較手段と、位相変移手段の出力信号の振幅を制限す
る振幅制限手段と、入力信号と振幅制限手段の出力信号
とを乗算してその結果をＡＭ検波出力として出力する乗
算手段とを備え、位相変移手段は、制御電圧に応じて、
基準周波数が入力信号の搬送波周波数に一致するように
調整を行い、電圧比較手段に供給される基準電圧は、位
相比較手段に供給される位相変移手段の出力信号と９０
゜移相手段の出力信号との位相差が常に９０゜となるよ
うに調整されることを特徴とする。
【００１３】
【作用】本発明の検波回路においては、基準周波数に対
する入力信号の周波数変位が位相変位に変換され、入力
信号の位相が９０゜シフトされ、位相変位が電圧振幅に
変換され、検波出力として出力され、検波出力の直流オ
フセット電圧が求められ、直流オフセット電圧と基準電
圧との差電圧を求め、この差電圧が位相変移手段に制御
電圧として供給される。また、位相変移手段の出力信号
の振幅が制限され、入力信号と振幅制限手段の出力信号
とが乗算されてその結果がＡＭ検波出力として出力され
る。なお、制御電圧に応じて、基準周波数が入力信号の
搬送波周波数に一致するように調整が行われ、電圧比較
手段に供給される基準電圧が、位相比較手段に供給され
る位相変移手段の出力信号と９０゜移相手段の出力信号
との位相差が常に９０゜となるように調整される。
する入力信号の周波数変位が位相変位に変換され、入力
信号の位相が９０゜シフトされ、位相変位が電圧振幅に
変換され、検波出力として出力され、検波出力の直流オ
フセット電圧が求められ、直流オフセット電圧と基準電
圧との差電圧を求め、この差電圧が位相変移手段に制御
電圧として供給される。また、位相変移手段の出力信号
の振幅が制限され、入力信号と振幅制限手段の出力信号
とが乗算されてその結果がＡＭ検波出力として出力され
る。なお、制御電圧に応じて、基準周波数が入力信号の
搬送波周波数に一致するように調整が行われ、電圧比較
手段に供給される基準電圧が、位相比較手段に供給され
る位相変移手段の出力信号と９０゜移相手段の出力信号
との位相差が常に９０゜となるように調整される。
【００１４】
【実施例】図１は、本発明をＦＭ検波回路に適用した一
実施例を示す。９０゜移相器１は、入力変調波Ｓ１の位
相を９０゜シフトして、ｆ0可変型バンドパスフィルタ
（ＢＰＦ）２に供給する。ＢＰＦ２は、基準周波数に対
する入力変調波Ｓ１の周波数変位を位相変位に変換する
もので、ｆ0制御電圧Ｖｃに応じて基準周波数ｆ0を任意
に設定でき、例えば図２の様に構成できる。
実施例を示す。９０゜移相器１は、入力変調波Ｓ１の位
相を９０゜シフトして、ｆ0可変型バンドパスフィルタ
（ＢＰＦ）２に供給する。ＢＰＦ２は、基準周波数に対
する入力変調波Ｓ１の周波数変位を位相変位に変換する
もので、ｆ0制御電圧Ｖｃに応じて基準周波数ｆ0を任意
に設定でき、例えば図２の様に構成できる。
【００１５】図２において、ｇｍアンプ２０は、入力電
圧を電流ｉｏに変換し、共振回路２２に注入する。共振
回路２２は、コンデンサＣ1とバリキャップ・ダイオー
ドＣ2との直列回路を、抵抗Ｒ0およびコイルＬ0に並列
に接続して構成され、バリキャップ・ダイオードＣ2に
は、制御電圧Ｖｃが供給される。共振周波数ｆ0は、次
の（式１）により示すことができる。
圧を電流ｉｏに変換し、共振回路２２に注入する。共振
回路２２は、コンデンサＣ1とバリキャップ・ダイオー
ドＣ2との直列回路を、抵抗Ｒ0およびコイルＬ0に並列
に接続して構成され、バリキャップ・ダイオードＣ2に
は、制御電圧Ｖｃが供給される。共振周波数ｆ0は、次
の（式１）により示すことができる。
【００１６】
【数１】
【００１７】（式１）中、Ｃ0は、次の（式２）で示さ
れる。
れる。
【００１８】
【数２】
【００１９】ｆ0可変型ＢＰＦ２の制御電圧Ｖｃが大き
くなると、バリキャップダイオードＣ2の容量分は小さ
くなるので、Ｃ0は減少して、基準周波数ｆ0は高くな
る。
くなると、バリキャップダイオードＣ2の容量分は小さ
くなるので、Ｃ0は減少して、基準周波数ｆ0は高くな
る。
【００２０】図２のＢＰＦ２の位相特性は、図３のよう
になり、Ｖｃが小から大に変動すると、位相カーブが左
から右にスライドする。またＢＰＦ２の出力信号Ｓ２の
位相特性は、９０゜移相器１による位相シフト分と、Ｂ
ＰＦ２の位相特性とが合わさったものとなり、図４に示
すように、図３の位相特性を９０゜分シフトしたものと
なる。
になり、Ｖｃが小から大に変動すると、位相カーブが左
から右にスライドする。またＢＰＦ２の出力信号Ｓ２の
位相特性は、９０゜移相器１による位相シフト分と、Ｂ
ＰＦ２の位相特性とが合わさったものとなり、図４に示
すように、図３の位相特性を９０゜分シフトしたものと
なる。
【００２１】位相比較器３は、入力変調波Ｓ１とｆ0可
変型ＢＰＦ２の出力信号Ｓ２とを乗算して両者の位相差
（これは入力変調波Ｓ１の周波数変位を示す位相変位に
相当）を電圧振幅に変換し、ＬＰＦ４は、位相比較器３
の出力信号から不要な高周波成分を取り除いて、検波出
力Ｄを得る。この検波出力Ｄは、入力変調波Ｓ１の周波
数変化を電圧振幅に変換（検波）したものとなる。検波
出力（Ｓ字）特性は、図５の左側に示すようになる。
変型ＢＰＦ２の出力信号Ｓ２とを乗算して両者の位相差
（これは入力変調波Ｓ１の周波数変位を示す位相変位に
相当）を電圧振幅に変換し、ＬＰＦ４は、位相比較器３
の出力信号から不要な高周波成分を取り除いて、検波出
力Ｄを得る。この検波出力Ｄは、入力変調波Ｓ１の周波
数変化を電圧振幅に変換（検波）したものとなる。検波
出力（Ｓ字）特性は、図５の左側に示すようになる。
【００２２】検波出力Ｄは、ＬＰＦ５に供給される。Ｌ
ＰＦ５は、その時定数が充分大きくなるように構成され
ており、その出力は、検波出力Ｄの平均ＤＣレベルＶD
すなわち直流オフセット電圧となる。図５に示す様に、
Ｖｃの変動により検波出力（Ｓ字）カーブが左右にスラ
イドするため、周波数偏移一定の入力変調波に対して検
波出力の変移範囲が異なる。このため、平均ＤＣレベル
ＶDは、設定基準周波数ｆ0が高いと低く、設定基準周波
数ｆ0が低いと高くなる。
ＰＦ５は、その時定数が充分大きくなるように構成され
ており、その出力は、検波出力Ｄの平均ＤＣレベルＶD
すなわち直流オフセット電圧となる。図５に示す様に、
Ｖｃの変動により検波出力（Ｓ字）カーブが左右にスラ
イドするため、周波数偏移一定の入力変調波に対して検
波出力の変移範囲が異なる。このため、平均ＤＣレベル
ＶDは、設定基準周波数ｆ0が高いと低く、設定基準周波
数ｆ0が低いと高くなる。
【００２３】従って、位相比較器３に供給される入力変
調波Ｓ１およびｆ0可変型ＢＰＦ２の出力信号Ｓ２の位
相差が丁度９０゜となって出力振幅最小時の検波出力電
圧をＶREFとすると、周波数偏移の中心周波数すなわち
変調搬送波周波数ｆｃとＢＰＦ２の基準周波数ｆ0が一
致している（ｆ0＝ｆ02＝ｆｃ）時には、ＶD＝ＶD2＝Ｖ
REFであり、ｆ0が低い（ｆ0＝ｆ01＜ｆｃ）時には、ＶD
＝ＶD1＞ＶREFであり、ｆ0が高い（ｆ0＝ｆ03＞ｆｃ）
時には、ＶD＝ＶD3＜ＶREFとなる。
調波Ｓ１およびｆ0可変型ＢＰＦ２の出力信号Ｓ２の位
相差が丁度９０゜となって出力振幅最小時の検波出力電
圧をＶREFとすると、周波数偏移の中心周波数すなわち
変調搬送波周波数ｆｃとＢＰＦ２の基準周波数ｆ0が一
致している（ｆ0＝ｆ02＝ｆｃ）時には、ＶD＝ＶD2＝Ｖ
REFであり、ｆ0が低い（ｆ0＝ｆ01＜ｆｃ）時には、ＶD
＝ＶD1＞ＶREFであり、ｆ0が高い（ｆ0＝ｆ03＞ｆｃ）
時には、ＶD＝ＶD3＜ＶREFとなる。
【００２４】電圧比較器６は、ＬＰＦ５の出力ＶDを基
準電圧ＶREFと比較し、その差電圧をＢＰＦ２のｆ0制御
電圧Ｖｃとして出力する。電圧比較器６は、ＶD＞ＶREF
の時には、制御電圧Ｖｃを大きくしてＢＰＦ２の基準周
波数ｆ0を上げ、逆にＶD＜ＶRE Fの時には、制御電圧Ｖ
ｃを小さくしてＢＰＦ２の基準周波数ｆ0を下げる。
準電圧ＶREFと比較し、その差電圧をＢＰＦ２のｆ0制御
電圧Ｖｃとして出力する。電圧比較器６は、ＶD＞ＶREF
の時には、制御電圧Ｖｃを大きくしてＢＰＦ２の基準周
波数ｆ0を上げ、逆にＶD＜ＶRE Fの時には、制御電圧Ｖ
ｃを小さくしてＢＰＦ２の基準周波数ｆ0を下げる。
【００２５】このように、ｆ0可変型ＢＰＦ２、位相比
較器３、ＬＰＦ４、ＬＰＦ５および電圧比較器６からな
るループを構成することにより、常に、ＶD＝ＶREFとな
って、ＢＰＦ２の基準周波数ｆ0が常に所要値すなわち
入力変調波の搬送周波数ｆｃに設定される。
較器３、ＬＰＦ４、ＬＰＦ５および電圧比較器６からな
るループを構成することにより、常に、ＶD＝ＶREFとな
って、ＢＰＦ２の基準周波数ｆ0が常に所要値すなわち
入力変調波の搬送周波数ｆｃに設定される。
【００２６】従って、図１の実施例によれば、ＢＰＦ２
の構成素子のばらつき等による基準周波数ｆ0の誤差を
吸収することができるため、従来の回路において必要と
されたＢＰＦの構成素子のばらつき補正のための調整
（すなわち基準周波数ｆ0の調整）工程が不要となる。
これにより、生産効率が向上し、不良率が低下し、コス
トを低減することができる。
の構成素子のばらつき等による基準周波数ｆ0の誤差を
吸収することができるため、従来の回路において必要と
されたＢＰＦの構成素子のばらつき補正のための調整
（すなわち基準周波数ｆ0の調整）工程が不要となる。
これにより、生産効率が向上し、不良率が低下し、コス
トを低減することができる。
【００２７】また、同時に、検波出力Ｄの平均ＤＣレベ
ルを一定値に抑えることができるため、検波出力のＤＣ
オフセットを低減でき、性能を向上させることができ
る。
ルを一定値に抑えることができるため、検波出力のＤＣ
オフセットを低減でき、性能を向上させることができ
る。
【００２８】なお、図１の実施例においては、電圧比較
器６の基準電圧ＶREFを一定としたが、基準電圧ＶREFを
変化させることによりＢＰＦ２の出力Ｓ２の入力Ｓ１に
対する位相差を任意に設定できる。図６に示す様に、９
０゜位相器１１をｆ0可変型ＢＰＦ１２と並列に接続
し、入力信号Ｓ１に対して９０゜位相シフトした信号Ｓ
３とｆ0可変型ＢＰＦ１２の出力信号Ｓ２を位相比較器
１３に入力する。位相比較器１３は信号Ｓ２とＳ３の位
相差（これは入力変調波Ｓ１の周波数変位を示す位相変
位に相当）を電圧Ｄに変換する。この電圧Ｄは、ＬＰＦ
１４により平滑され平均ＤＣレベル電圧ＶDとされる。
電圧比較器１５は、この平均ＤＣレベル電圧ＶDと位相
可変電圧ＶR（＝ＶREF±Ｘ）とを比較し、比較結果すな
わち両者の差電圧をＢＰＦ１２に対する制御電圧ＶCと
して出力する。
器６の基準電圧ＶREFを一定としたが、基準電圧ＶREFを
変化させることによりＢＰＦ２の出力Ｓ２の入力Ｓ１に
対する位相差を任意に設定できる。図６に示す様に、９
０゜位相器１１をｆ0可変型ＢＰＦ１２と並列に接続
し、入力信号Ｓ１に対して９０゜位相シフトした信号Ｓ
３とｆ0可変型ＢＰＦ１２の出力信号Ｓ２を位相比較器
１３に入力する。位相比較器１３は信号Ｓ２とＳ３の位
相差（これは入力変調波Ｓ１の周波数変位を示す位相変
位に相当）を電圧Ｄに変換する。この電圧Ｄは、ＬＰＦ
１４により平滑され平均ＤＣレベル電圧ＶDとされる。
電圧比較器１５は、この平均ＤＣレベル電圧ＶDと位相
可変電圧ＶR（＝ＶREF±Ｘ）とを比較し、比較結果すな
わち両者の差電圧をＢＰＦ１２に対する制御電圧ＶCと
して出力する。
【００２９】この結果、ｆ0可変型ＢＰＦ１２、位相比
較器１３、ＬＰＦ１４および電圧比較器１５は、ＶDが
ＶRと一致するように動作するループを構成する。ここ
で、ＶDは信号Ｓ３（９０゜）に対する信号Ｓ２の位相
差を電圧に変換したものであり、位相差９０゜の時に基
準電圧ＶREFとなり、位相差０゜の時に最大値（ＶREF＋
Ｘ）となり、位相差１８０゜の時に最小値（ＶREF−
Ｘ）となる（但し、Ｘは位相比較器１５の最大出力振幅
とする）。従って、ＶRをＶREFを中心として±Ｘ変化さ
せることにより、信号Ｓ２とＳ３の位相差を０゜から１
８０゜まで可変にすることができるので、信号Ｓ２を出
力とすれば入力信号Ｓ１に対して−９０゜〜＋９０゜の
範囲で、信号Ｓ２の位相をＤＣ可変できる。
較器１３、ＬＰＦ１４および電圧比較器１５は、ＶDが
ＶRと一致するように動作するループを構成する。ここ
で、ＶDは信号Ｓ３（９０゜）に対する信号Ｓ２の位相
差を電圧に変換したものであり、位相差９０゜の時に基
準電圧ＶREFとなり、位相差０゜の時に最大値（ＶREF＋
Ｘ）となり、位相差１８０゜の時に最小値（ＶREF−
Ｘ）となる（但し、Ｘは位相比較器１５の最大出力振幅
とする）。従って、ＶRをＶREFを中心として±Ｘ変化さ
せることにより、信号Ｓ２とＳ３の位相差を０゜から１
８０゜まで可変にすることができるので、信号Ｓ２を出
力とすれば入力信号Ｓ１に対して−９０゜〜＋９０゜の
範囲で、信号Ｓ２の位相をＤＣ可変できる。
【００３０】また、入力信号Ｓ１の周波数変動の時定数
に対しＬＰＦ１４の時定数を充分大きくすれば、ＦＭ変
調波の移相回路に適し、時定数を小さくすれば、入力信
号Ｓ１の周波数に係わらず、常に一定の位相差の出力を
得る事が可能となる。
に対しＬＰＦ１４の時定数を充分大きくすれば、ＦＭ変
調波の移相回路に適し、時定数を小さくすれば、入力信
号Ｓ１の周波数に係わらず、常に一定の位相差の出力を
得る事が可能となる。
【００３１】後者を利用すれば、図７に示すように、ｆ
0可変型ＢＰＦ１２の出力信号Ｓ２の振幅を一定に制限
した信号と入力信号Ｓ１とを乗算器１６において掛け合
わせることにより、疑似同期式ＡＭ検波回路を構成でき
る。ここで、電圧比較器１６の位相可変電圧ＶRをＶREF
とすれば、入力信号Ｓ１の周波数に係わらず、信号Ｓ２
は、入力信号Ｓ１と同位相（位相差０゜）となり、図１
のＦＭ検波回路の実施例と同様に、ｆ0可変型ＢＰＦ、
すなわち位相変移回路のｆ0調整工程を不要にできる。
これにより、生産効率の向上、不良率の低下およびコス
トの低減が可能となる。
0可変型ＢＰＦ１２の出力信号Ｓ２の振幅を一定に制限
した信号と入力信号Ｓ１とを乗算器１６において掛け合
わせることにより、疑似同期式ＡＭ検波回路を構成でき
る。ここで、電圧比較器１６の位相可変電圧ＶRをＶREF
とすれば、入力信号Ｓ１の周波数に係わらず、信号Ｓ２
は、入力信号Ｓ１と同位相（位相差０゜）となり、図１
のＦＭ検波回路の実施例と同様に、ｆ0可変型ＢＰＦ、
すなわち位相変移回路のｆ0調整工程を不要にできる。
これにより、生産効率の向上、不良率の低下およびコス
トの低減が可能となる。
【００３２】ＴＶ受信機のＳＩＦ（音声信号検波）にお
けるマルチ・システム（搬送周波数ｆｃ等の異なる複数
の放送方式への対応）化を考えると、従来は、前述のよ
うに異なる搬送周波数ｆｃの数だけ基準周波数ｆ0を設
定できるようにするために、図１２に示されているよう
に、位相変移回路（共振回路）の構成素子であるディス
クリ・コイルを複数用意して、スイッチＳＷを用いてそ
の接続を切り換えて対応していた。
けるマルチ・システム（搬送周波数ｆｃ等の異なる複数
の放送方式への対応）化を考えると、従来は、前述のよ
うに異なる搬送周波数ｆｃの数だけ基準周波数ｆ0を設
定できるようにするために、図１２に示されているよう
に、位相変移回路（共振回路）の構成素子であるディス
クリ・コイルを複数用意して、スイッチＳＷを用いてそ
の接続を切り換えて対応していた。
【００３３】これに対し、図１の本発明のＦＭ検波回路
の実施例を用いると、ｆ0可変型ＢＰＦ２の基準周波数
ｆ0の可変範囲内であれば、搬送周波数ｆｃが異なって
も、新たに素子を追加することなく、マルチ・システム
化できる。従って、ディスクリ・コイルも１つで済み、
切り換え用スイッチＳＷも不要になるので、回路規模を
縮小できるとともに、部品コストを低減できるほか、位
相変移回路の制御電圧Ｖｃは入力変調波のｆｃと位相変
移回路のｆｏの誤差の補正電圧であるから、制御電圧Ｖ
ｃから搬送波周波数ｆｃと基準周波数ｆ0との差を検出
する事により、受信している放送システムを判別する事
が可能となり、多機能化を実現することができる。
の実施例を用いると、ｆ0可変型ＢＰＦ２の基準周波数
ｆ0の可変範囲内であれば、搬送周波数ｆｃが異なって
も、新たに素子を追加することなく、マルチ・システム
化できる。従って、ディスクリ・コイルも１つで済み、
切り換え用スイッチＳＷも不要になるので、回路規模を
縮小できるとともに、部品コストを低減できるほか、位
相変移回路の制御電圧Ｖｃは入力変調波のｆｃと位相変
移回路のｆｏの誤差の補正電圧であるから、制御電圧Ｖ
ｃから搬送波周波数ｆｃと基準周波数ｆ0との差を検出
する事により、受信している放送システムを判別する事
が可能となり、多機能化を実現することができる。
【００３４】
【発明の効果】本発明の検波回路によれば、検波出力の
直流オフセット電圧を求め、直流オフセット電圧と基準
電圧との差電圧を求め、この差電圧を位相変移手段に制
御電圧として供給し、位相変移手段の出力信号の振幅を
制限し、入力信号と振幅制限手段の出力信号とを乗算し
てその結果をＡＭ検波出力として出力し、位相変移手段
が、制御電圧に応じて、基準周波数が入力信号の搬送波
周波数に一致するように調整を行い、電圧比較手段に供
給される基準電圧が、位相比較手段に供給される位相変
移手段の出力信号と９０゜移相手段の出力信号との位相
差が常に９０゜となるように調整されるようにしたの
で、基準周波数の人的調整工程を不要にすることができ
る。したがって、生産性を向上でき、不良率を低減で
き、コストダウンを実現できるとともに、検波出力の直
流オフセット電圧を吸収できるので、性能を向上させる
ことができる。
直流オフセット電圧を求め、直流オフセット電圧と基準
電圧との差電圧を求め、この差電圧を位相変移手段に制
御電圧として供給し、位相変移手段の出力信号の振幅を
制限し、入力信号と振幅制限手段の出力信号とを乗算し
てその結果をＡＭ検波出力として出力し、位相変移手段
が、制御電圧に応じて、基準周波数が入力信号の搬送波
周波数に一致するように調整を行い、電圧比較手段に供
給される基準電圧が、位相比較手段に供給される位相変
移手段の出力信号と９０゜移相手段の出力信号との位相
差が常に９０゜となるように調整されるようにしたの
で、基準周波数の人的調整工程を不要にすることができ
る。したがって、生産性を向上でき、不良率を低減で
き、コストダウンを実現できるとともに、検波出力の直
流オフセット電圧を吸収できるので、性能を向上させる
ことができる。
【図１】本発明のＦＭ検波回路の一実施例の構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】図１のｆ0可変型バンドパスフィルタ２の一構
成例を示す回路図である。
成例を示す回路図である。
【図３】図２のｆ0可変型バンドパスフィルタ２の入力
信号に対する位相特性の一例を示すグラフである。
信号に対する位相特性の一例を示すグラフである。
【図４】図２のｆ0可変型バンドパスフィルタ２の出力
信号Ｓ２の位相特性の一例を示すグラフである。
信号Ｓ２の位相特性の一例を示すグラフである。
【図５】図１の実施例の各部の位相特性および検波特性
の一例を示す図である。
の一例を示す図である。
【図６】図１の実施例を応用して構成した直流可変移相
回路の一例を示すブロック図である。
回路の一例を示すブロック図である。
【図７】本発明のｆ0無調整疑似同期式ＡＭ検波回路の
一実施例の構成を示すブロック図である。
一実施例の構成を示すブロック図である。
【図８】従来の直角位相（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）式Ｆ
Ｍ検波回路の一例を示すブロック図である。
Ｍ検波回路の一例を示すブロック図である。
【図９】従来のＰＬＬ（位相ロックループ）式ＦＭ検波
回路の一例を示すブロック図である。
回路の一例を示すブロック図である。
【図１０】従来のＰＴＬ（位相追尾型ループ）式ＦＭ検
波回路の一例を示すブロック図である。
波回路の一例を示すブロック図である。
【図１１】従来の疑似同期式ＡＭ検波回路の一例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図１２】従来のマルチシステム対応ＳＩＦ（音声中間
周波）用バンドパスフィルタの一例を示す回路図であ
る。
周波）用バンドパスフィルタの一例を示す回路図であ
る。
１，１１ ９０゜移相器 ２，１２ ｆ0可変型バンドパスフィルタ ３，１３ 位相比較器 ４，５，１４ ローパスフィルタ ６，１５ 電圧比較器 １６ 乗算器 １７ リミッタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−188405（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−125106（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−291554（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03D 1/22 H03D 3/06 H03D 9/00
Claims (1)
- 【請求項１】 基準周波数に対する入力信号の周波数変
位を位相変位に変換する位相変移手段と、前記入力信号の位相を９０゜シフトさせる９０゜移相手
段と、 前記位相変移手段の出力、および前記９０゜移相手段の
出力を受けて、前記位相変位を電圧振幅に変換して検波
出力として出力する位相比較手段と、 前記検波出力の直流オフセット電圧を求めるオフセット
導出手段と、 前記直流オフセット電圧と基準電圧との差電圧を求め、
この差電圧を前記位相変移手段に制御電圧として供給す
る電圧比較手段と、前記位相変移手段の出力信号の振幅を制限する振幅制限
手段と、 前記入力信号と前記振幅制限手段の出力信号とを乗算し
てその結果をＡＭ検波出力として出力する乗算手段と を
備え、 前記位相変移手段は、前記制御電圧に応じて、前記基準
周波数が前記入力信号の搬送波周波数に一致するように
調整を行い、前記電圧比較手段に供給される基準電圧は、前記位相比
較手段に供給される前記位相変移手段の出力信号と前記
９０゜移相手段の出力信号との位相差が常に９０゜とな
るように調整される ことを特徴とする検波回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09933893A JP3334243B2 (ja) | 1993-04-26 | 1993-04-26 | 検波回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09933893A JP3334243B2 (ja) | 1993-04-26 | 1993-04-26 | 検波回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06310939A JPH06310939A (ja) | 1994-11-04 |
| JP3334243B2 true JP3334243B2 (ja) | 2002-10-15 |
Family
ID=14244847
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09933893A Expired - Fee Related JP3334243B2 (ja) | 1993-04-26 | 1993-04-26 | 検波回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3334243B2 (ja) |
-
1993
- 1993-04-26 JP JP09933893A patent/JP3334243B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06310939A (ja) | 1994-11-04 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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