JPH06310982A - 位相変移回路 - Google Patents
位相変移回路Info
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- JPH06310982A JPH06310982A JP5100723A JP10072393A JPH06310982A JP H06310982 A JPH06310982 A JP H06310982A JP 5100723 A JP5100723 A JP 5100723A JP 10072393 A JP10072393 A JP 10072393A JP H06310982 A JPH06310982 A JP H06310982A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 共振回路の位相特性をシフトするための部品
の人的調整を不要にする。 【構成】 電圧電流変換器１は、入力電圧を該入力電圧
に対して位相差０゜の電流に変換し、電圧電流変換器２
は、入力電圧を該入力電圧に対して位相差９０゜の電流
に変換し、電流加算器３は、電圧電流変換器１および２
の出力電流を電圧制御で調整可能な比率で加算して共振
回路４に注入する。
の人的調整を不要にする。 【構成】 電圧電流変換器１は、入力電圧を該入力電圧
に対して位相差０゜の電流に変換し、電圧電流変換器２
は、入力電圧を該入力電圧に対して位相差９０゜の電流
に変換し、電流加算器３は、電圧電流変換器１および２
の出力電流を電圧制御で調整可能な比率で加算して共振
回路４に注入する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、共振回路を有する位相
変移回路に関する。
変移回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図８は、ＴＶ受信機等の音声復調に従来
使用されている直角位相（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）式Ｆ
Ｍ検波回路を示す。図８において、ＦＭ変調信号Ｓ１
は、９０゜移相器１０１および乗算器１０３に供給され
る。９０゜移相器１０１は、ＦＭ変調信号Ｓ１の位相を
９０゜シフトする。単同調回路１０２は、図９に示すよ
うな位相特性を有し、９０゜位相器１０１の出力信号の
共振（中心）周波数ｆoに対する周波数偏差を位相差に
変換する。図１０は、９０゜移相器１０１および単同調
回路１０２を経た信号Ｓ２の位相特性を示し、図１０の
位相は、図９の位相を９０゜シフトしたものとなる。
使用されている直角位相（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）式Ｆ
Ｍ検波回路を示す。図８において、ＦＭ変調信号Ｓ１
は、９０゜移相器１０１および乗算器１０３に供給され
る。９０゜移相器１０１は、ＦＭ変調信号Ｓ１の位相を
９０゜シフトする。単同調回路１０２は、図９に示すよ
うな位相特性を有し、９０゜位相器１０１の出力信号の
共振（中心）周波数ｆoに対する周波数偏差を位相差に
変換する。図１０は、９０゜移相器１０１および単同調
回路１０２を経た信号Ｓ２の位相特性を示し、図１０の
位相は、図９の位相を９０゜シフトしたものとなる。
【０００３】乗算器１０３は、信号Ｓ１とＳ２とを掛け
合わせて両者の位相差（これは単同調回路１０２によっ
て得られた位相差に相当）を電圧振幅Ｄに変換し、ロー
パスフィルタ（ＬＰＦ）１０４は、乗算器１０３の出力
から不要な高周波成分を除去する。
合わせて両者の位相差（これは単同調回路１０２によっ
て得られた位相差に相当）を電圧振幅Ｄに変換し、ロー
パスフィルタ（ＬＰＦ）１０４は、乗算器１０３の出力
から不要な高周波成分を除去する。
【０００４】このように、図８のＦＭ検波回路は、入力
された変調信号Ｓ１を９０゜位相シフトした後に共振周
波数Ｆoを基準として周波数変化分を位相差に置換した
信号Ｓ２を得、信号Ｓ２と入力信号Ｓ１とを掛け合わせ
ることにより、出力電圧振幅を得ている。位相検出は、
余弦特性となるとめ、位相差９０゜となるｆoのとき
に、出力振幅は最小（０）となる。
された変調信号Ｓ１を９０゜位相シフトした後に共振周
波数Ｆoを基準として周波数変化分を位相差に置換した
信号Ｓ２を得、信号Ｓ２と入力信号Ｓ１とを掛け合わせ
ることにより、出力電圧振幅を得ている。位相検出は、
余弦特性となるとめ、位相差９０゜となるｆoのとき
に、出力振幅は最小（０）となる。
【０００５】図８の単同調回路１０２は、図１１に示さ
れているように、ＬＣ共振回路により構成されている
が、この回路の共振周波数ｆoは、次の（式１）に示さ
れるようになり、コイルおよびコンデンサの値により決
定される。
れているように、ＬＣ共振回路により構成されている
が、この回路の共振周波数ｆoは、次の（式１）に示さ
れるようになり、コイルおよびコンデンサの値により決
定される。
【０００６】
【数１】
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来は、共振周波数ｆ
oの精度を高めるために、単同調回路１０２の構成素子
であるコイルやコンデンサを人的に調整しているため、
共振周波数ｆoの精度は、調整担当者の熟練度に依存
し、生産効率の低下、不良率の増大、コストの増大を招
来する。
oの精度を高めるために、単同調回路１０２の構成素子
であるコイルやコンデンサを人的に調整しているため、
共振周波数ｆoの精度は、調整担当者の熟練度に依存
し、生産効率の低下、不良率の増大、コストの増大を招
来する。
【０００８】また、従来、変調信号が搬送周波数が異な
る複数の放送方式に対応（すなわちマルチシステムに対
応）するために、すなわち単同調回路の共振周波数を異
なる搬送周波数に一致されるために、コイルまたはコン
デンサを複数個用意し、スイッチにより切り替え使用し
ているため、調整工程が増大するとともに回路規模が増
大し、コストアップとなってしまう。
る複数の放送方式に対応（すなわちマルチシステムに対
応）するために、すなわち単同調回路の共振周波数を異
なる搬送周波数に一致されるために、コイルまたはコン
デンサを複数個用意し、スイッチにより切り替え使用し
ているため、調整工程が増大するとともに回路規模が増
大し、コストアップとなってしまう。
【０００９】さらに、従来、映像信号のＡＭ検波回路お
よびＡＦＣ（自動周波数コントロール）回路において
も、共振回路の共振周波数を搬送周波数に一致させる調
整を人的に行っているため、これが、生産効率の低下、
不良率の増大、コストの増大の原因となっている。
よびＡＦＣ（自動周波数コントロール）回路において
も、共振回路の共振周波数を搬送周波数に一致させる調
整を人的に行っているため、これが、生産効率の低下、
不良率の増大、コストの増大の原因となっている。
【００１０】本発明は、このような状況に鑑みてなされ
たものであり、共振回路の位相特性をシフトするための
部品の人的調整を不要にする位相変移回路を提供するこ
とを目的とする。
たものであり、共振回路の位相特性をシフトするための
部品の人的調整を不要にする位相変移回路を提供するこ
とを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明の位相変移回路
は、入力電圧を該入力電圧に対して位相差０゜の電流に
変換する第１電圧電流変換手段（例えば、図１の電圧電
流変換器１）と、入力電圧を該入力電圧に対して位相差
９０゜の電流に変換する第２電圧電流変換手段（例え
ば、図１の電圧電流変換器２）と、第１および第２電圧
電流変換手段の出力電流を電圧制御で調整可能な比率で
加算して共振回路（例えば、図１の共振回路４）に注入
する加算手段（例えば、図１の電流加算器３）とを備え
ることを特徴とする。
は、入力電圧を該入力電圧に対して位相差０゜の電流に
変換する第１電圧電流変換手段（例えば、図１の電圧電
流変換器１）と、入力電圧を該入力電圧に対して位相差
９０゜の電流に変換する第２電圧電流変換手段（例え
ば、図１の電圧電流変換器２）と、第１および第２電圧
電流変換手段の出力電流を電圧制御で調整可能な比率で
加算して共振回路（例えば、図１の共振回路４）に注入
する加算手段（例えば、図１の電流加算器３）とを備え
ることを特徴とする。
【００１２】
【作用】本発明の位相変移回路においては、入力電圧
が、第１電圧電流変換手段によって入力電圧に対して位
相差０゜の電流に変換されるとともに、第２電圧電流変
換手段によって入力電圧に対して位相差９０゜の電流に
変換され、第１および第２電圧電流変換手段の出力電流
が電圧制御で調整可能な比率で加算して共振回路に注入
される。
が、第１電圧電流変換手段によって入力電圧に対して位
相差０゜の電流に変換されるとともに、第２電圧電流変
換手段によって入力電圧に対して位相差９０゜の電流に
変換され、第１および第２電圧電流変換手段の出力電流
が電圧制御で調整可能な比率で加算して共振回路に注入
される。
【００１３】
【実施例】図１は、本発明の位相変移回路の一実施例の
構成を示す。この位相変移回路１０は、電圧電流変換器
１および２、電流加算器３、ならびに共振回路４を備え
ている。入力電圧ＶINは、電圧電流変換器１および２に
供給される。電圧電流変換器１は、入力電圧ＶINを該入
力電圧に対して位相差０゜の電流ｉ1に変換する。電圧
電流変換器２は、入力電圧ＶINを該入力電圧に対して位
相差９０゜の電流ｉ2に変換する。
構成を示す。この位相変移回路１０は、電圧電流変換器
１および２、電流加算器３、ならびに共振回路４を備え
ている。入力電圧ＶINは、電圧電流変換器１および２に
供給される。電圧電流変換器１は、入力電圧ＶINを該入
力電圧に対して位相差０゜の電流ｉ1に変換する。電圧
電流変換器２は、入力電圧ＶINを該入力電圧に対して位
相差９０゜の電流ｉ2に変換する。
【００１４】電流加算器３は、電圧電流変換器１の出力
電流ｉ1をｍ倍に増幅する電圧制御で利得が可変の電流
増幅器３１と、電圧電流変換器２の出力電流ｉ2をｎ倍
に増幅する電圧制御で利得が可変の電流増幅器３２と、
電流増幅器３１および３２の出力電流ｍｉ1およびｎｉ2
を加算する加算器３３とを備え、電流ｉ1およびｉ2を
ｍ：ｎの比で加算し、次の（式２）で示される電流ｉo
を出力する。
電流ｉ1をｍ倍に増幅する電圧制御で利得が可変の電流
増幅器３１と、電圧電流変換器２の出力電流ｉ2をｎ倍
に増幅する電圧制御で利得が可変の電流増幅器３２と、
電流増幅器３１および３２の出力電流ｍｉ1およびｎｉ2
を加算する加算器３３とを備え、電流ｉ1およびｉ2を
ｍ：ｎの比で加算し、次の（式２）で示される電流ｉo
を出力する。
【００１５】
【数２】
【００１６】ｍを一定として、ｎを正負両方向に任意の
量だけ変化できるとすれば、図２に示すような位相ベク
トルとなり、ｉoの位相は、０゜を中心に可変にするこ
とができる。このような電流加算器３の出力電流ｉ
oは、コイルＬおよびコンデンサＣの並列回路からなる
共振回路４に注入され、共振回路４は、これに応じた電
圧ＶOU Tを出力する。電圧ＶOUTの位相特性は、図３のよ
うに、共振回路４単体の位相特性（ｎ＝０）をｉoの位
相差分だけ上下にスライドしたものとなる。従って、位
相差０゜となる周波数ｆoは、ｎの大小により変動す
る。
量だけ変化できるとすれば、図２に示すような位相ベク
トルとなり、ｉoの位相は、０゜を中心に可変にするこ
とができる。このような電流加算器３の出力電流ｉ
oは、コイルＬおよびコンデンサＣの並列回路からなる
共振回路４に注入され、共振回路４は、これに応じた電
圧ＶOU Tを出力する。電圧ＶOUTの位相特性は、図３のよ
うに、共振回路４単体の位相特性（ｎ＝０）をｉoの位
相差分だけ上下にスライドしたものとなる。従って、位
相差０゜となる周波数ｆoは、ｎの大小により変動す
る。
【００１７】従って、共振回路４のコイルＬおよびコン
デンサＣの値がバラついて共振周波数ｆoが所要値（入
力変調信号の搬送波周波数）から外れた場合、従来のよ
うに素子そのものを人的に調整するまでもなく、電流加
算器３の加算比率（ｍ：ｎ）を電圧制御により変更する
ことにより、共振周波数ｆoを所要値に設定することが
可能となる。この加算比率の制御は、トランジスタ回路
によってＤＣコントロールすることが容易であるから、
ＢＵＳ等の導入により調整工程を自動化することが可能
となる。
デンサＣの値がバラついて共振周波数ｆoが所要値（入
力変調信号の搬送波周波数）から外れた場合、従来のよ
うに素子そのものを人的に調整するまでもなく、電流加
算器３の加算比率（ｍ：ｎ）を電圧制御により変更する
ことにより、共振周波数ｆoを所要値に設定することが
可能となる。この加算比率の制御は、トランジスタ回路
によってＤＣコントロールすることが容易であるから、
ＢＵＳ等の導入により調整工程を自動化することが可能
となる。
【００１８】図４は、図１の実施例をＩＣ回路化した具
体的構成例を示す。この例では、電圧電流変換器１は、
入力電圧Ｖinおよび直流電圧Ｖ1がベースに供給される
ＮＰＮトランジスタＱ１と、直流電圧Ｖ2がベースに供
給されるＮＰＮトランジスタＱ２と、トランジスタＱ１
およびＱ２のエミッタ間に接続された抵抗Ｒ１と、トラ
ンジスタＱ１のエミッタと接地点間に接続されたＩOの
定電流源と、トランジスタＱ２のエミッタと接地点間に
接続されたＩOの定電流源とを備えて構成されている。
トランジスタＱ１およびＱ２は、差動トランジスタ対を
構成する。
体的構成例を示す。この例では、電圧電流変換器１は、
入力電圧Ｖinおよび直流電圧Ｖ1がベースに供給される
ＮＰＮトランジスタＱ１と、直流電圧Ｖ2がベースに供
給されるＮＰＮトランジスタＱ２と、トランジスタＱ１
およびＱ２のエミッタ間に接続された抵抗Ｒ１と、トラ
ンジスタＱ１のエミッタと接地点間に接続されたＩOの
定電流源と、トランジスタＱ２のエミッタと接地点間に
接続されたＩOの定電流源とを備えて構成されている。
トランジスタＱ１およびＱ２は、差動トランジスタ対を
構成する。
【００１９】電圧電流変換器２は、入力電圧Ｖinがベー
スに供給されるＮＰＮトランジスタＱ３と、直流電圧Ｖ
2がベースに供給されるＮＰＮトランジスタＱ４と、ト
ランジスタＱ３およびＱ４のエミッタ間に接続されたコ
ンデンサＣ１と、トランジスタＱ３のエミッタと接地点
間に接続されたＩOの定電流源と、トランジスタＱ４の
エミッタと接地点間に接続されたＩOの定電流源とを備
えて構成されている。トランジスタＱ３およびＱ４は、
差動トランジスタ対を構成する。また、コンデンサＣ１
とトランジスタＱ３およびＱ４のエミッタ抵抗ｒeによ
りハイパスフィルタ（ＨＰＦ）を構成する。なお、コン
デンサＣ１の容量値は、入力電圧ＶINに対して遮断周波
数ｆc＝１／（２π・Ｃ１・ｒe）が充分大きくなるよう
に選択される。
スに供給されるＮＰＮトランジスタＱ３と、直流電圧Ｖ
2がベースに供給されるＮＰＮトランジスタＱ４と、ト
ランジスタＱ３およびＱ４のエミッタ間に接続されたコ
ンデンサＣ１と、トランジスタＱ３のエミッタと接地点
間に接続されたＩOの定電流源と、トランジスタＱ４の
エミッタと接地点間に接続されたＩOの定電流源とを備
えて構成されている。トランジスタＱ３およびＱ４は、
差動トランジスタ対を構成する。また、コンデンサＣ１
とトランジスタＱ３およびＱ４のエミッタ抵抗ｒeによ
りハイパスフィルタ（ＨＰＦ）を構成する。なお、コン
デンサＣ１の容量値は、入力電圧ＶINに対して遮断周波
数ｆc＝１／（２π・Ｃ１・ｒe）が充分大きくなるよう
に選択される。
【００２０】電流加算器３は、エミッタがトランジスタ
Ｑ１のコレクタに接続されたＮＰＮトランジスタＱ５
と、エミッタがトランジスタＱ１のコレクタに接続され
たＮＰＮトランジスタＱ６と、エミッタがトランジスタ
Ｑ２のコレクタに接続されるとともにコレクタがトラン
ジスタＱ６のコレクタに接続されたＮＰＮトランジスタ
Ｑ７と、エミッタがトランジスタＱ２のコレクタに接続
されるとともにコレクタがトランジスタＱ５のコレクタ
に接続されたＮＰＮトランジスタＱ８と、トランジスタ
Ｑ５およびＱ７のベースとトランジスタＱ６およびＱ８
のベースとの間に接続された可変直流電圧源Ｖmと、エ
ミッタがトランジスタＱ３のコレクタに接続されたＮＰ
ＮトランジスタＱ９と、エミッタがトランジスタＱ３の
コレクタに接続されたＮＰＮトランジスタＱ１０と、エ
ミッタがトランジスタＱ４のコレクタに接続されるとと
もにコレクタがトランジスタＱ１０のコレクタに接続さ
れたＮＰＮトランジスタＱ１１と、エミッタがトランジ
スタＱ４のコレクタに接続されるとともにコレクタがト
ランジスタＱ９のコレクタに接続されたＮＰＮトランジ
スタＱ１２と、トランジスタＱ９およびＱ１１のベース
とトランジスタＱ１０およびＱ１２のベースとの間に接
続された可変直流電圧源Ｖnとを備えており、トランジ
スタＱ５，Ｑ８，Ｑ９およびＱ１２のコレクタが相互に
接続され、トランジスタＱ６，Ｑ７，Ｑ１０およびＱ１
１のコレクタが相互に接続されている。また、可変直流
電圧源ＶmおよびＶnと接地点との間には、直流電圧源Ｖ
3が接続されている。
Ｑ１のコレクタに接続されたＮＰＮトランジスタＱ５
と、エミッタがトランジスタＱ１のコレクタに接続され
たＮＰＮトランジスタＱ６と、エミッタがトランジスタ
Ｑ２のコレクタに接続されるとともにコレクタがトラン
ジスタＱ６のコレクタに接続されたＮＰＮトランジスタ
Ｑ７と、エミッタがトランジスタＱ２のコレクタに接続
されるとともにコレクタがトランジスタＱ５のコレクタ
に接続されたＮＰＮトランジスタＱ８と、トランジスタ
Ｑ５およびＱ７のベースとトランジスタＱ６およびＱ８
のベースとの間に接続された可変直流電圧源Ｖmと、エ
ミッタがトランジスタＱ３のコレクタに接続されたＮＰ
ＮトランジスタＱ９と、エミッタがトランジスタＱ３の
コレクタに接続されたＮＰＮトランジスタＱ１０と、エ
ミッタがトランジスタＱ４のコレクタに接続されるとと
もにコレクタがトランジスタＱ１０のコレクタに接続さ
れたＮＰＮトランジスタＱ１１と、エミッタがトランジ
スタＱ４のコレクタに接続されるとともにコレクタがト
ランジスタＱ９のコレクタに接続されたＮＰＮトランジ
スタＱ１２と、トランジスタＱ９およびＱ１１のベース
とトランジスタＱ１０およびＱ１２のベースとの間に接
続された可変直流電圧源Ｖnとを備えており、トランジ
スタＱ５，Ｑ８，Ｑ９およびＱ１２のコレクタが相互に
接続され、トランジスタＱ６，Ｑ７，Ｑ１０およびＱ１
１のコレクタが相互に接続されている。また、可変直流
電圧源ＶmおよびＶnと接地点との間には、直流電圧源Ｖ
3が接続されている。
【００２１】共振回路４は、トランジスタＱ５，Ｑ８，
Ｑ９およびＱ１２のコレクタとトランジスタＱ６，Ｑ
７，Ｑ１０およびＱ１１のコレクタとの間に並列に接続
されたコイルＬoおよびコンデンサＣoと、トランジスタ
Ｑ６，Ｑ７，Ｑ１０およびＱ１１のコレクタとバイアス
電圧源Ｖccとの間に接続された抵抗Ｒo／２と、トラン
ジスタＱ６，Ｑ７，Ｑ１０およびＱ１１のコレクタとバ
イアス電圧源Ｖccとの間に接続された抵抗Ｒo／２とを
備えて構成されている。
Ｑ９およびＱ１２のコレクタとトランジスタＱ６，Ｑ
７，Ｑ１０およびＱ１１のコレクタとの間に並列に接続
されたコイルＬoおよびコンデンサＣoと、トランジスタ
Ｑ６，Ｑ７，Ｑ１０およびＱ１１のコレクタとバイアス
電圧源Ｖccとの間に接続された抵抗Ｒo／２と、トラン
ジスタＱ６，Ｑ７，Ｑ１０およびＱ１１のコレクタとバ
イアス電圧源Ｖccとの間に接続された抵抗Ｒo／２とを
備えて構成されている。
【００２２】上述のように構成された図４の位相変移回
路において、入力電圧ＶINは、トランジスタＱ１および
Ｑ２で構成される差動対ならびにトランジスタＱ３およ
びＱ４で構成される差動対に供給され、Ｑ１およびＱ２
の差動対においては、エミッタ間抵抗Ｒ１により位相差
０゜の電流ｉ1に変換され、Ｑ３およびＱ４の差動対に
おいては、エミッタ間コンデンサＣ１により位相差９０
゜の電流ｉ1に変換される。
路において、入力電圧ＶINは、トランジスタＱ１および
Ｑ２で構成される差動対ならびにトランジスタＱ３およ
びＱ４で構成される差動対に供給され、Ｑ１およびＱ２
の差動対においては、エミッタ間抵抗Ｒ１により位相差
０゜の電流ｉ1に変換され、Ｑ３およびＱ４の差動対に
おいては、エミッタ間コンデンサＣ１により位相差９０
゜の電流ｉ1に変換される。
【００２３】電流ｉ1は、トランジスタＱ５，Ｑ６，Ｑ
７およびＱ８により構成されるフルバランス回路により
コントロール電圧Ｖmに基づいて係数ｍ倍され、ｍｉ1と
なる。ここで、Ｖmを正負両方向に変化させれば、ｍも
正負両方向に変化させることができる。電流ｉ2も、ト
ランジスタＱ９，Ｑ１０，Ｑ１１およびＱ１２により構
成されるフルバランス回路により、コントロール電圧Ｖ
nに基づいて係数ｎ倍され、ｎｉ2となる。そして、ｍｉ
1とｎｉ2とが加算されて、加算電流ｉoが得られる。
７およびＱ８により構成されるフルバランス回路により
コントロール電圧Ｖmに基づいて係数ｍ倍され、ｍｉ1と
なる。ここで、Ｖmを正負両方向に変化させれば、ｍも
正負両方向に変化させることができる。電流ｉ2も、ト
ランジスタＱ９，Ｑ１０，Ｑ１１およびＱ１２により構
成されるフルバランス回路により、コントロール電圧Ｖ
nに基づいて係数ｎ倍され、ｎｉ2となる。そして、ｍｉ
1とｎｉ2とが加算されて、加算電流ｉoが得られる。
【００２４】加算電流ｉoは、共振回路４に注入され、
共振回路４の出力端から電圧Ｖoutが得られる。電圧Ｖ
outは、Ｒo，ＬoおよびＣoを使用して、次の（式３）で
示すことができる。
共振回路４の出力端から電圧Ｖoutが得られる。電圧Ｖ
outは、Ｒo，ＬoおよびＣoを使用して、次の（式３）で
示すことができる。
【００２５】
【数３】
【００２６】図８の従来のＦＭ検波回路においては、入
力変調信号Ｓ１を９０゜移相器１０１で位相シフトした
後に、単同調回路１０２に入力して、位相特性を積算し
ているが、図１および図４に示した実施例では、電流加
算器３において位相差９０゜の電流ｉ2を基準（係数ｎ
を一定）として位相差０゜の電流ｉ1の係数ｍを変化さ
せて加算することにより、加算電流ｉoの位相を９０゜
を中心に変化させることができる。従って、出力電圧Ｖ
outの位相特性は、共振回路４の位相特性を９０゜を中
心としてｉoの変化分だけシフトしたものとすることが
できる。これにより、図８の９０゜移相器１０１を削減
できるほか、９０゜移相器１０１の構成素子のばらつき
による特性誤差分だけ精度が向上する。
力変調信号Ｓ１を９０゜移相器１０１で位相シフトした
後に、単同調回路１０２に入力して、位相特性を積算し
ているが、図１および図４に示した実施例では、電流加
算器３において位相差９０゜の電流ｉ2を基準（係数ｎ
を一定）として位相差０゜の電流ｉ1の係数ｍを変化さ
せて加算することにより、加算電流ｉoの位相を９０゜
を中心に変化させることができる。従って、出力電圧Ｖ
outの位相特性は、共振回路４の位相特性を９０゜を中
心としてｉoの変化分だけシフトしたものとすることが
できる。これにより、図８の９０゜移相器１０１を削減
できるほか、９０゜移相器１０１の構成素子のばらつき
による特性誤差分だけ精度が向上する。
【００２７】なお、前述のように、従来、変調信号が搬
送周波数が異なる複数の放送方式に対応（すなわちマル
チシステムに対応）するために、すなわち単同調回路の
共振周波数を異なる搬送周波数に一致されるために、コ
イルまたはコンデンサを複数個用意し、スイッチにより
切り替え使用しているが、図１の実施例を使用し、必要
な共振周波数ｆoを得るための電流加算器３の加算比率
に対応したコントロール電圧を搬送周波数の数だけ予め
記憶しておいて、対応する放送毎に呼び出すようにすれ
ば非常に容易に対応することができる（ＢＵＳ対応
例）。
送周波数が異なる複数の放送方式に対応（すなわちマル
チシステムに対応）するために、すなわち単同調回路の
共振周波数を異なる搬送周波数に一致されるために、コ
イルまたはコンデンサを複数個用意し、スイッチにより
切り替え使用しているが、図１の実施例を使用し、必要
な共振周波数ｆoを得るための電流加算器３の加算比率
に対応したコントロール電圧を搬送周波数の数だけ予め
記憶しておいて、対応する放送毎に呼び出すようにすれ
ば非常に容易に対応することができる（ＢＵＳ対応
例）。
【００２８】また、図１の実施例においては、電圧電流
変換器１および２において、位相差が０゜と９０゜の電
流を得て、これらを電流加算器３において加算している
が、加算する電流の位相差は、０゜および９０゜である
必要はなく、ＨＰＦおよびＬＰＦを使用して、−４５゜
と＋４５゜の位相差の電流を発生し、これらを加算して
もよい。但し、電流ｉoの位相の最大可変幅は、ｉ1とｉ
2の位相差分となる。
変換器１および２において、位相差が０゜と９０゜の電
流を得て、これらを電流加算器３において加算している
が、加算する電流の位相差は、０゜および９０゜である
必要はなく、ＨＰＦおよびＬＰＦを使用して、−４５゜
と＋４５゜の位相差の電流を発生し、これらを加算して
もよい。但し、電流ｉoの位相の最大可変幅は、ｉ1とｉ
2の位相差分となる。
【００２９】図５は、図１の位相変移回路１０を使用し
て電圧制御型発振器（ＶＣＯ）を構成できる。図５に示
されているように、増幅器１１の帰還経路に位相変移回
路１０を挿入し制御電圧Ｖc（これは電流増幅器３１お
よび３２の利得制御電圧すなわち電圧ＶmおよびＶnに相
当）を調整すると、位相変移が０゜となる周波数ｆoに
おいて増幅器１１の出力が正帰還され、発振に至る。図
５の発振器は、発振周波数をＤＣ電圧によりコントロー
ルできる。
て電圧制御型発振器（ＶＣＯ）を構成できる。図５に示
されているように、増幅器１１の帰還経路に位相変移回
路１０を挿入し制御電圧Ｖc（これは電流増幅器３１お
よび３２の利得制御電圧すなわち電圧ＶmおよびＶnに相
当）を調整すると、位相変移が０゜となる周波数ｆoに
おいて増幅器１１の出力が正帰還され、発振に至る。図
５の発振器は、発振周波数をＤＣ電圧によりコントロー
ルできる。
【００３０】図６は、図１の位相変移回路の実施例を使
用した疑似同期式ＡＭ検波回路の一例を示す。この例
は、変調映像信号を入力電圧として受ける図１の位相変
位回路１０の共振回路４の出力電圧の振幅を一定値に制
限するリミッタ２２と、入力電圧とリミッタ２２の出力
電圧とを乗算する乗算器２３と、乗算器２３の出力の不
要な高周波成分を除去するＬＰＦ２４とを備える。この
ように構成された図６のＡＭ検波回路は、ＤＣコントロ
ールにより共振周波数ｆoが調整可能であり、ｆo調整過
程の自動化を実現できる。
用した疑似同期式ＡＭ検波回路の一例を示す。この例
は、変調映像信号を入力電圧として受ける図１の位相変
位回路１０の共振回路４の出力電圧の振幅を一定値に制
限するリミッタ２２と、入力電圧とリミッタ２２の出力
電圧とを乗算する乗算器２３と、乗算器２３の出力の不
要な高周波成分を除去するＬＰＦ２４とを備える。この
ように構成された図６のＡＭ検波回路は、ＤＣコントロ
ールにより共振周波数ｆoが調整可能であり、ｆo調整過
程の自動化を実現できる。
【００３１】図７は、図１の位相変移回路の実施例を使
用したＡＦＣ回路の一例を示す。この例は、位相変移回
路１０の入力に、変調映像信号である入力電圧の位相を
９０゜移相器４１により９０゜シフトして供給し、入力
電圧と位相変移回路１０の出力電圧とを乗算器４３によ
り乗算し、乗算器４３の出力からＬＰＦ４４により不要
な高周波成分を除去する。このように構成された図７の
ＡＦＣ回路は、ＤＣコントロールにより共振周波数ｆo
が調整可能であり、ｆo調整過程の自動化を実現でき
る。
用したＡＦＣ回路の一例を示す。この例は、位相変移回
路１０の入力に、変調映像信号である入力電圧の位相を
９０゜移相器４１により９０゜シフトして供給し、入力
電圧と位相変移回路１０の出力電圧とを乗算器４３によ
り乗算し、乗算器４３の出力からＬＰＦ４４により不要
な高周波成分を除去する。このように構成された図７の
ＡＦＣ回路は、ＤＣコントロールにより共振周波数ｆo
が調整可能であり、ｆo調整過程の自動化を実現でき
る。
【００３２】
【発明の効果】本発明の位相変移回路によれば、入力電
圧を、第１電圧電流変換手段によって入力電圧に対して
位相差０゜の電流に変換するとともに、第２電圧電流変
換手段によって入力電圧に対して位相差９０゜の電流に
変換し、第１および第２電圧電流変換手段の出力電流を
電圧制御で調整可能な比率で加算して共振回路に注入す
るようにしたので、共振回路の位相特性をシフトするた
めに部品を人的に調整する必要がなくなるから、生産効
率の向上、不良率の低下、コストの低下を実現できる。
圧を、第１電圧電流変換手段によって入力電圧に対して
位相差０゜の電流に変換するとともに、第２電圧電流変
換手段によって入力電圧に対して位相差９０゜の電流に
変換し、第１および第２電圧電流変換手段の出力電流を
電圧制御で調整可能な比率で加算して共振回路に注入す
るようにしたので、共振回路の位相特性をシフトするた
めに部品を人的に調整する必要がなくなるから、生産効
率の向上、不良率の低下、コストの低下を実現できる。
【図１】本発明の位相変移回路の一実施例の構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】図１の実施例の電流加算器３の位相ベクトル図
である。
である。
【図３】図１の実施例の出力電圧の位相特性を示す図で
ある。
ある。
【図４】図１の実施例の具体的構成例を示す回路図であ
る。
る。
【図５】図１の位相変移回路の実施例を使用した電圧制
御型発振器の一例を示すブロック図である。
御型発振器の一例を示すブロック図である。
【図６】図１の位相変移回路の実施例を使用した疑似同
期式ＡＭ検波回路の一例を示すブロック図である。
期式ＡＭ検波回路の一例を示すブロック図である。
【図７】図１の位相変移回路の実施例を使用したＡＦＣ
回路の一例を示すブロック図である。
回路の一例を示すブロック図である。
【図８】従来の直角位相式ＦＭ検波回路の一例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図９】図８の単同調回路の位相特性を示す図である。
【図１０】図８の単同調回路の出力の位相特性を示す図
である。
である。
【図１１】図８の単同調回路の具体的構成例を示す回路
図である。
図である。
１，２ 電圧電流変換器 ３ 電流加算器 ４ 共振回路 １０ 位相変移回路 １１ 増幅器 ２２ リミッタ ２３ 乗算器 ２４ ＬＰＦ ３１，３２ 利得可変電流増幅器 ３３ 加算器 ４１ ９０゜移相器 ４３ 乗算器 ４４ ＬＰＦ
Claims (5)
- 【請求項１】 共振回路を有する位相変移回路におい
て、 入力電圧を該入力電圧に対して位相差０゜の電流に変換
する第１電圧電流変換手段と、 前記入力電圧を該入力電圧に対して位相差９０゜の電流
に変換する第２電圧電流変換手段と、 前記第１および第２電圧電流変換手段の出力電流を電圧
制御で調整可能な比率で加算して前記共振回路に注入す
る加算手段とを備えることを特徴とする位相変移回路。 - 【請求項２】 請求項１に記載の位相変位回路を、前記
共振回路の共振周波数に対する入力電圧の周波数変位を
位相変位に変換する位相変位回路として使用することを
特徴とするＦＭ検波回路。 - 【請求項３】 請求項１に記載の位相変位回路を、増幅
器の帰還経路に挿入したことを特徴とする電圧制御型発
振器。 - 【請求項４】 請求項１に記載の位相変位回路の前記共
振回路の出力電圧の振幅を制限する振幅制限手段と、前
記入力電圧と前記振幅制限手段の出力電圧とを乗算する
乗算手段とを備えることを特徴とするＡＭ検波回路。 - 【請求項５】 請求項１に記載の位相変移回路の前記入
力電圧として、実際の入力電圧の位相を９０゜シフトし
て供給し、前記実際の入力電圧と前記位相変移回路の出
力電圧とを乗算することを特徴とするＡＦＣ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5100723A JPH06310982A (ja) | 1993-04-27 | 1993-04-27 | 位相変移回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5100723A JPH06310982A (ja) | 1993-04-27 | 1993-04-27 | 位相変移回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06310982A true JPH06310982A (ja) | 1994-11-04 |
Family
ID=14281554
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5100723A Withdrawn JPH06310982A (ja) | 1993-04-27 | 1993-04-27 | 位相変移回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06310982A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001217682A (ja) * | 1999-11-26 | 2001-08-10 | Fujitsu Ltd | 位相合成回路およびタイミング信号発生回路 |
-
1993
- 1993-04-27 JP JP5100723A patent/JPH06310982A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001217682A (ja) * | 1999-11-26 | 2001-08-10 | Fujitsu Ltd | 位相合成回路およびタイミング信号発生回路 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20000704 |