JPH08256187A - 直交変調器 - Google Patents
直交変調器Info
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- JPH08256187A JPH08256187A JP7059437A JP5943795A JPH08256187A JP H08256187 A JPH08256187 A JP H08256187A JP 7059437 A JP7059437 A JP 7059437A JP 5943795 A JP5943795 A JP 5943795A JP H08256187 A JPH08256187 A JP H08256187A
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- phase shifter
- modulation
- signal
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】変換精度の向上を図りつつ、低消費電力化を図
ることができる直交変調器を提供する。 【構成】変調用ミキサ１は入力信号ＩをキャリアＬｏに
基づいて変調し、相補の変調信号ＲＦ１，ＲＦ１バーを
出力する。変調用ミキサ２は入力信号ＱをキャリアＬｏ
に基づいて変調し、相補の変調信号ＲＦ２，ＲＦ２バー
を出力する。多極９０°ＲＣ移相器３は、抵抗Ｒ１及び
コンデンサＣ１で決まるカットオフ周波数をもつ９０°
ＲＣ移相器４と、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２で決まる
カットオフ周波数を持つ９０°ＲＣ移相器５とを備え
る。移相器４は変調信号ＲＦ１，ＲＦ１バーの位相を９
０度シフトさせ、移相器５は変調信号ＲＦ２，ＲＦ２バ
ーの位相を９０度シフトさせる。加算器６ａ，６ｂは移
相器４，５の出力を加算する。
ることができる直交変調器を提供する。 【構成】変調用ミキサ１は入力信号ＩをキャリアＬｏに
基づいて変調し、相補の変調信号ＲＦ１，ＲＦ１バーを
出力する。変調用ミキサ２は入力信号ＱをキャリアＬｏ
に基づいて変調し、相補の変調信号ＲＦ２，ＲＦ２バー
を出力する。多極９０°ＲＣ移相器３は、抵抗Ｒ１及び
コンデンサＣ１で決まるカットオフ周波数をもつ９０°
ＲＣ移相器４と、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２で決まる
カットオフ周波数を持つ９０°ＲＣ移相器５とを備え
る。移相器４は変調信号ＲＦ１，ＲＦ１バーの位相を９
０度シフトさせ、移相器５は変調信号ＲＦ２，ＲＦ２バ
ーの位相を９０度シフトさせる。加算器６ａ，６ｂは移
相器４，５の出力を加算する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はデジタル無線通信機等に
用いられる直交変調器に関する。デジタル移動体通信機
には電源として充電池が使用されており、１回の充電で
長時間の使用ができるように、システムの低消費電力化
が強く要求されている。そのため、直交変調器において
も低消費電力化が必須となっている。
用いられる直交変調器に関する。デジタル移動体通信機
には電源として充電池が使用されており、１回の充電で
長時間の使用ができるように、システムの低消費電力化
が強く要求されている。そのため、直交変調器において
も低消費電力化が必須となっている。
【０００２】
【従来の技術】図３には従来のデジタル移動体通信機に
設けられる直交変調器３１が示されている。直交変調器
３１は９０°移相器３２と、変調用ミキサ３３，３４
と、加算器３５とを備える。９０°移相器３２はキャリ
アＬｏを入力し、位相が互いに９０°異なる２つのキャ
リアＬｏ90，Ｌｏ0 を生成し、両キャリアＬｏ90，Ｌｏ
0を変調用ミキサ３３，３４にそれぞれ出力する。変調
用ミキサ３３はデジタル入力信号ＱとキャリアＬｏ90と
を掛け合わせることにより、入力信号Ｑの変調信号を出
力する。変調用ミキサ３４はデジタル入力信号Ｉとキャ
リアＬｏ0 とを掛け合わせることにより、入力信号Ｉの
変調信号を出力する。加算器３５は変調用ミキサ３３，
３４から出力される変調信号を加算することにより、出
力信号ＭＦを出力する。
設けられる直交変調器３１が示されている。直交変調器
３１は９０°移相器３２と、変調用ミキサ３３，３４
と、加算器３５とを備える。９０°移相器３２はキャリ
アＬｏを入力し、位相が互いに９０°異なる２つのキャ
リアＬｏ90，Ｌｏ0 を生成し、両キャリアＬｏ90，Ｌｏ
0を変調用ミキサ３３，３４にそれぞれ出力する。変調
用ミキサ３３はデジタル入力信号ＱとキャリアＬｏ90と
を掛け合わせることにより、入力信号Ｑの変調信号を出
力する。変調用ミキサ３４はデジタル入力信号Ｉとキャ
リアＬｏ0 とを掛け合わせることにより、入力信号Ｉの
変調信号を出力する。加算器３５は変調用ミキサ３３，
３４から出力される変調信号を加算することにより、出
力信号ＭＦを出力する。
【０００３】９０°移相器３２には、図４に示す９０°
移相器４０、又は、図５に示す９０°移相器５０が使用
される。図４に示す９０°移相器４０はハイパスフィル
タ（以下、単にＨＰＦという）４１、ローパスフィルタ
（以下、単にＬＰＦという）４２及び複数のリミッタア
ンプ４３〜４８を備える。ＨＰＦ４１はコンデンサＣ０
及び抵抗Ｒ０からなる微分回路であり、ＬＰＦ４２は抵
抗Ｒ０及びコンデンサＣ０からなる積分回路である。従
って、ＨＰＦ４１及びＬＰＦ４２のカットオフ周波数
は、１／（２π・Ｃ０・Ｒ０）ヘルツとなる。
移相器４０、又は、図５に示す９０°移相器５０が使用
される。図４に示す９０°移相器４０はハイパスフィル
タ（以下、単にＨＰＦという）４１、ローパスフィルタ
（以下、単にＬＰＦという）４２及び複数のリミッタア
ンプ４３〜４８を備える。ＨＰＦ４１はコンデンサＣ０
及び抵抗Ｒ０からなる微分回路であり、ＬＰＦ４２は抵
抗Ｒ０及びコンデンサＣ０からなる積分回路である。従
って、ＨＰＦ４１及びＬＰＦ４２のカットオフ周波数
は、１／（２π・Ｃ０・Ｒ０）ヘルツとなる。
【０００４】ＬＰＦ４２はキャリアＬｏを入力し、キャ
リアＬｏ0 を出力する。ＨＰＦ４１はキャリアＬｏを入
力し、キャリアＬｏ0 との位相差が９０度のキャリアＬ
ｏ90を出力する。リミッタアンプ４３〜４８はＨＰＦ４
１及びＬＰＦ４２のキャリアＬｏ90及びＬｏ0 を一定値
まで増幅して等しくし、直交変調器３１によって良好な
直交変換を行えるようにする。すなわち、プロセスのば
らつきによって抵抗Ｒ０及びコンデンサＣ０の素子定数
のばらつきが生じると、ＨＰＦ４１及びＬＰＦ４２のカ
ットオフ周波数が変化し、ＨＰＦ４１のキャリアＬｏ90
及びＬＰＦ４２のキャリアＬｏ0 の出力レベルに偏差が
生じる。そのため、リミッタアンプ４３〜４８はキャリ
アＬｏ90及びＬｏ0 の出力レベルを増幅する。
リアＬｏ0 を出力する。ＨＰＦ４１はキャリアＬｏを入
力し、キャリアＬｏ0 との位相差が９０度のキャリアＬ
ｏ90を出力する。リミッタアンプ４３〜４８はＨＰＦ４
１及びＬＰＦ４２のキャリアＬｏ90及びＬｏ0 を一定値
まで増幅して等しくし、直交変調器３１によって良好な
直交変換を行えるようにする。すなわち、プロセスのば
らつきによって抵抗Ｒ０及びコンデンサＣ０の素子定数
のばらつきが生じると、ＨＰＦ４１及びＬＰＦ４２のカ
ットオフ周波数が変化し、ＨＰＦ４１のキャリアＬｏ90
及びＬＰＦ４２のキャリアＬｏ0 の出力レベルに偏差が
生じる。そのため、リミッタアンプ４３〜４８はキャリ
アＬｏ90及びＬｏ0 の出力レベルを増幅する。
【０００５】図５に示す９０°移相器５０は周波数逓倍
器５１と、フリップフロップ（ＦＦ）５３，５４からな
る分周器５２とを備える。周波数逓倍器５１はキャリア
Ｌｏを入力してキャリアＬｏの周波数を２逓倍した信号
２Ｌｏを分周器５２に出力する。ＦＦ５３は信号２Ｌｏ
の周波数を２分の１に分周してキャリアＬｏ0 ，Ｌｏ
180 を出力する。ＦＦ５４は信号２Ｌｏの周波数を２分
の１に分周してキャリアＬｏ90，Ｌｏ270 を出力する。
従って、分周器５２によって直交したキャリアが発生さ
れる。
器５１と、フリップフロップ（ＦＦ）５３，５４からな
る分周器５２とを備える。周波数逓倍器５１はキャリア
Ｌｏを入力してキャリアＬｏの周波数を２逓倍した信号
２Ｌｏを分周器５２に出力する。ＦＦ５３は信号２Ｌｏ
の周波数を２分の１に分周してキャリアＬｏ0 ，Ｌｏ
180 を出力する。ＦＦ５４は信号２Ｌｏの周波数を２分
の１に分周してキャリアＬｏ90，Ｌｏ270 を出力する。
従って、分周器５２によって直交したキャリアが発生さ
れる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、９０°
移相器４０では、リミッタアンプ４３〜４８を備えてい
るため、その分の消費電力が大きくなる。また、移相器
４０の出力レベルや、製造ばらつきの最悪のケースを考
慮してリミッタアンプ４３〜４８の利得を過剰に設定す
る必要があり、余分な消費電流が必要となる。９０°移
相器４０の使用周波数帯を広くしてシステムに汎用性を
持たせる場合、余分な消費電流は大きくなる。また、キ
ャリアＬｏ90及びＬｏ0 の振幅の誤差が大きい場合、リ
ミッタアンプ４３〜４８に十分な利得を持たせることに
よって振幅の補正はできるものの、リミッタアンプ４３
〜４８の位相歪みの影響によってキャリアＬｏ90及びＬ
ｏ0の位相の誤差が悪化する問題もある。
移相器４０では、リミッタアンプ４３〜４８を備えてい
るため、その分の消費電力が大きくなる。また、移相器
４０の出力レベルや、製造ばらつきの最悪のケースを考
慮してリミッタアンプ４３〜４８の利得を過剰に設定す
る必要があり、余分な消費電流が必要となる。９０°移
相器４０の使用周波数帯を広くしてシステムに汎用性を
持たせる場合、余分な消費電流は大きくなる。また、キ
ャリアＬｏ90及びＬｏ0 の振幅の誤差が大きい場合、リ
ミッタアンプ４３〜４８に十分な利得を持たせることに
よって振幅の補正はできるものの、リミッタアンプ４３
〜４８の位相歪みの影響によってキャリアＬｏ90及びＬ
ｏ0の位相の誤差が悪化する問題もある。
【０００７】また、９０°移相器５０では、周波数逓倍
器５１がキャリアＬｏの周波数を２逓倍するため、大き
な電流が必要になり消費電力が大きくなる。キャリアＬ
ｏの周波数の高周波化に伴い、より大電流が必要となっ
て消費電力が大きくなる。
器５１がキャリアＬｏの周波数を２逓倍するため、大き
な電流が必要になり消費電力が大きくなる。キャリアＬ
ｏの周波数の高周波化に伴い、より大電流が必要となっ
て消費電力が大きくなる。
【０００８】本発明は上記問題点を解決するためになさ
れたものであって、その目的は、変換精度の向上を図り
つつ、低消費電力化を図ることができる直交変調器を提
供することにある。
れたものであって、その目的は、変換精度の向上を図り
つつ、低消費電力化を図ることができる直交変調器を提
供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理説明
図である。第１の変調用ミキサ１は第１の入力信号Ｉを
キャリアＬｏに基づいて変調し、相補の第１の変調信号
ＲＦ１，ＲＦ１バーを出力する。第２の変調用ミキサ２
は第２の入力信号ＱをキャリアＬｏに基づいて変調し、
相補の第２の変調信号ＲＦ２，ＲＦ２バーを出力する。
図である。第１の変調用ミキサ１は第１の入力信号Ｉを
キャリアＬｏに基づいて変調し、相補の第１の変調信号
ＲＦ１，ＲＦ１バーを出力する。第２の変調用ミキサ２
は第２の入力信号ＱをキャリアＬｏに基づいて変調し、
相補の第２の変調信号ＲＦ２，ＲＦ２バーを出力する。
【００１０】多極９０°ＲＣ移相器３は、抵抗Ｒ１及び
コンデンサＣ１の定数で決まるカットオフ周波数をもつ
９０°ＲＣ移相器４と、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２の
定数で決まるカットオフ周波数を持つ９０°ＲＣ移相器
５とを備える。９０°ＲＣ移相器４は、第１の変調用ミ
キサ１の第１の変調信号ＲＦ１，ＲＦ１バーの位相を９
０度シフトさせ、９０°ＲＣ移相器５は第２の変調用ミ
キサ２の第２の変調信号ＲＦ２，ＲＦ２バーの位相を、
９０度シフトさせる。
コンデンサＣ１の定数で決まるカットオフ周波数をもつ
９０°ＲＣ移相器４と、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２の
定数で決まるカットオフ周波数を持つ９０°ＲＣ移相器
５とを備える。９０°ＲＣ移相器４は、第１の変調用ミ
キサ１の第１の変調信号ＲＦ１，ＲＦ１バーの位相を９
０度シフトさせ、９０°ＲＣ移相器５は第２の変調用ミ
キサ２の第２の変調信号ＲＦ２，ＲＦ２バーの位相を、
９０度シフトさせる。
【００１１】加算器６ａ，６ｂは９０°ＲＣ移相器４の
出力と、９０°ＲＣ移相器５の出力とを加算する。
出力と、９０°ＲＣ移相器５の出力とを加算する。
【００１２】
【作用】従って、多極９０°ＲＣ移相器３は差動信号を
必要とするが、第１及び第２の変調用ミキサ１，２は相
補の第１の変換信号及び相補の第２の変換信号を出力す
るため、多極９０°ＲＣ移相器３を動作させるための消
費電力の増加はない。また、９０°ＲＣ移相器４，５は
受動素子である抵抗及びコンデンサによって構成されて
いるので、それ自体の電力消費は小さい。また、製造ば
らつきによって９０°ＲＣ移相器４，５のカットオフ周
波数がずれたとしても、多極９０°ＲＣ移相器３である
ので、９０°ＲＣ移相器４，５の出力信号の位相及び振
幅の誤差は小さい。
必要とするが、第１及び第２の変調用ミキサ１，２は相
補の第１の変換信号及び相補の第２の変換信号を出力す
るため、多極９０°ＲＣ移相器３を動作させるための消
費電力の増加はない。また、９０°ＲＣ移相器４，５は
受動素子である抵抗及びコンデンサによって構成されて
いるので、それ自体の電力消費は小さい。また、製造ば
らつきによって９０°ＲＣ移相器４，５のカットオフ周
波数がずれたとしても、多極９０°ＲＣ移相器３である
ので、９０°ＲＣ移相器４，５の出力信号の位相及び振
幅の誤差は小さい。
【００１３】
【実施例】以下、本発明をデジタル移動体通信機に設け
られる直交変調器に具体化した一実施例を図２に従って
説明する。
られる直交変調器に具体化した一実施例を図２に従って
説明する。
【００１４】直交変調器２０は、第１及び第２の変調用
ミキサ２１，２２、多極９０°ＲＣ移相器２３、及び加
算器２６を備えている。第１の変調用ミキサ２１は第１
の入力信号としてのデジタル入力信号Ｉ，Ｉバーをキャ
リアＬｏに基づいて変調し、相補の第１の変調信号ＲＦ
１，ＲＦ１バーを出力する。第２の変調用ミキサ２２は
第２の入力信号としてのデジタル入力信号Ｑ，Ｑバーを
キャリアＬｏに基づいて変調し、相補の第２の変調信号
ＲＦ２，ＲＦ２バーを出力する。
ミキサ２１，２２、多極９０°ＲＣ移相器２３、及び加
算器２６を備えている。第１の変調用ミキサ２１は第１
の入力信号としてのデジタル入力信号Ｉ，Ｉバーをキャ
リアＬｏに基づいて変調し、相補の第１の変調信号ＲＦ
１，ＲＦ１バーを出力する。第２の変調用ミキサ２２は
第２の入力信号としてのデジタル入力信号Ｑ，Ｑバーを
キャリアＬｏに基づいて変調し、相補の第２の変調信号
ＲＦ２，ＲＦ２バーを出力する。
【００１５】第２の変調用ミキサ２１は、ＮＰＮトラン
ジスタＴ１〜Ｔ１２、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１９、及びコンデ
ンサＣ１１を備えている。ＮＰＮトランジスタＴ１，Ｔ
２のコレクタはそれぞれ抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を介して電
源Ｖccに接続されている。ＮＰＮトランジスタＴ１，Ｔ
２のエミッタは結合されるとともに、直列に接続された
ＮＰＮトランジスタＴ３，Ｔ４及び抵抗Ｒ１５を介して
グランドＧＮＤに接続されている。ＮＰＮトランジスタ
Ｔ１のベースにはキャリアＬｏが入力されるとともに、
抵抗Ｒ１３を介して直流バイアス電圧ＶB が印加されて
いる。ＮＰＮトランジスタＴ２のベースはコンデンサＣ
１１を介してグランドＧＮＤに接続されるとともに、抵
抗Ｒ１４を介して前記バイアス電圧ＶB が印加されてい
る。
ジスタＴ１〜Ｔ１２、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１９、及びコンデ
ンサＣ１１を備えている。ＮＰＮトランジスタＴ１，Ｔ
２のコレクタはそれぞれ抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を介して電
源Ｖccに接続されている。ＮＰＮトランジスタＴ１，Ｔ
２のエミッタは結合されるとともに、直列に接続された
ＮＰＮトランジスタＴ３，Ｔ４及び抵抗Ｒ１５を介して
グランドＧＮＤに接続されている。ＮＰＮトランジスタ
Ｔ１のベースにはキャリアＬｏが入力されるとともに、
抵抗Ｒ１３を介して直流バイアス電圧ＶB が印加されて
いる。ＮＰＮトランジスタＴ２のベースはコンデンサＣ
１１を介してグランドＧＮＤに接続されるとともに、抵
抗Ｒ１４を介して前記バイアス電圧ＶB が印加されてい
る。
【００１６】ＮＰＮトランジスタＴ３のベースにはデジ
タル入力信号Ｉが入力され、ＮＰＮトランジスタＴ４の
ベースには基準信号ＶCSが入力されている。ＮＰＮトラ
ンジスタＴ５，Ｔ６のコレクタはそれぞれＮＰＮトラン
ジスタＴ１，Ｔ２のコレクタに接続されている。ＮＰＮ
トランジスタＴ５，Ｔ６のエミッタは結合されるととも
に、直列に接続されたＮＰＮトランジスタＴ７，Ｔ８及
び抵抗Ｒ１６を介してグランドＧＮＤに接続されてい
る。ＮＰＮトランジスタＴ５のベースはＮＰＮトランジ
スタＴ２のベースに接続され、ＮＰＮトランジスタＴ６
のベースはＮＰＮトランジスタＴ１のベースに接続され
ている。
タル入力信号Ｉが入力され、ＮＰＮトランジスタＴ４の
ベースには基準信号ＶCSが入力されている。ＮＰＮトラ
ンジスタＴ５，Ｔ６のコレクタはそれぞれＮＰＮトラン
ジスタＴ１，Ｔ２のコレクタに接続されている。ＮＰＮ
トランジスタＴ５，Ｔ６のエミッタは結合されるととも
に、直列に接続されたＮＰＮトランジスタＴ７，Ｔ８及
び抵抗Ｒ１６を介してグランドＧＮＤに接続されてい
る。ＮＰＮトランジスタＴ５のベースはＮＰＮトランジ
スタＴ２のベースに接続され、ＮＰＮトランジスタＴ６
のベースはＮＰＮトランジスタＴ１のベースに接続され
ている。
【００１７】ＮＰＮトランジスタＴ７のベースにはデジ
タル信号Ｉバーが入力され、ＮＰＮトランジスタＴ８の
ベースには前記基準信号ＶCSが入力されている。ＮＰＮ
トランジスタＴ３，Ｔ７の両エミッタ間には抵抗Ｒ１７
が接続されている。
タル信号Ｉバーが入力され、ＮＰＮトランジスタＴ８の
ベースには前記基準信号ＶCSが入力されている。ＮＰＮ
トランジスタＴ３，Ｔ７の両エミッタ間には抵抗Ｒ１７
が接続されている。
【００１８】ＮＰＮトランジスタＴ９のコレクタは電源
Ｖccに接続され、同トランジスタＴ９のベースはＮＰＮ
トランジスタＴ２，Ｔ６のコレクタに接続されている。
トランジスタＴ９のエミッタはＮＰＮトランジスタＴ１
０のコレクタに接続されている。ＮＰＮトランジスタＴ
１０のエミッタは抵抗Ｒ１８を介してグランドＧＮＤに
接続され、同トランジスタＴ１０のベースには前記基準
信号ＶCSが入力されている。ＮＰＮトランジスタＴ１１
のコレクタは電源Ｖccに接続され、同トランジスタＴ１
１のベースはＮＰＮトランジスタＴ１，Ｔ５のコレクタ
に接続され、さらに、エミッタはＮＰＮトランジスタＴ
１２のコレクタに接続されている。ＮＰＮトランジスタ
Ｔ１２のエミッタは抵抗Ｒ１９を介してグランドＧＮＤ
に接続され、同トランジスタＴ１２のベースには前記基
準信号ＶCSが入力されている。従って、ＮＰＮトランジ
スタＴ９のエミッタから変調信号ＲＦ１が出力され、Ｎ
ＰＮトランジスタＴ１１のエミッタから変調信号ＲＦ１
バーが出力される。
Ｖccに接続され、同トランジスタＴ９のベースはＮＰＮ
トランジスタＴ２，Ｔ６のコレクタに接続されている。
トランジスタＴ９のエミッタはＮＰＮトランジスタＴ１
０のコレクタに接続されている。ＮＰＮトランジスタＴ
１０のエミッタは抵抗Ｒ１８を介してグランドＧＮＤに
接続され、同トランジスタＴ１０のベースには前記基準
信号ＶCSが入力されている。ＮＰＮトランジスタＴ１１
のコレクタは電源Ｖccに接続され、同トランジスタＴ１
１のベースはＮＰＮトランジスタＴ１，Ｔ５のコレクタ
に接続され、さらに、エミッタはＮＰＮトランジスタＴ
１２のコレクタに接続されている。ＮＰＮトランジスタ
Ｔ１２のエミッタは抵抗Ｒ１９を介してグランドＧＮＤ
に接続され、同トランジスタＴ１２のベースには前記基
準信号ＶCSが入力されている。従って、ＮＰＮトランジ
スタＴ９のエミッタから変調信号ＲＦ１が出力され、Ｎ
ＰＮトランジスタＴ１１のエミッタから変調信号ＲＦ１
バーが出力される。
【００１９】変調用ミキサ２２は変調用ミキサ２１と同
様の構成であり、ミキサ２２におけるＮＰＮトランジス
タＴ３のベースにはデジタル入力信号Ｑが入力され、Ｎ
ＰＮトランジスタＴ７のベースにはデジタル入力信号Ｑ
バーが入力されている。そして、変調用ミキサ２２にお
けるＮＰＮトランジスタＴ９のエミッタから変調信号Ｒ
Ｆ２が出力され、ＮＰＮトランジスタＴ１１のエミッタ
から変調信号ＲＦ２バーが出力される。
様の構成であり、ミキサ２２におけるＮＰＮトランジス
タＴ３のベースにはデジタル入力信号Ｑが入力され、Ｎ
ＰＮトランジスタＴ７のベースにはデジタル入力信号Ｑ
バーが入力されている。そして、変調用ミキサ２２にお
けるＮＰＮトランジスタＴ９のエミッタから変調信号Ｒ
Ｆ２が出力され、ＮＰＮトランジスタＴ１１のエミッタ
から変調信号ＲＦ２バーが出力される。
【００２０】多極９０°ＲＣ移相器２３は第１及び第２
の９０°ＲＣ移相器２４，２５を備える。９０°ＲＣ移
相器２４は、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ１よりなる積分
回路と、コンデンサＣ１及び抵抗Ｒ１よりなる微分回路
とを備え、同移相器２４は抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ１
の定数で決まるカットオフ周波数ｆP1（極）を持つ。移
相器２４のカットオフ周波数ｆP1は、１／（２π・Ｃ１
・Ｒ１）ヘルツとなる。
の９０°ＲＣ移相器２４，２５を備える。９０°ＲＣ移
相器２４は、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ１よりなる積分
回路と、コンデンサＣ１及び抵抗Ｒ１よりなる微分回路
とを備え、同移相器２４は抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ１
の定数で決まるカットオフ周波数ｆP1（極）を持つ。移
相器２４のカットオフ周波数ｆP1は、１／（２π・Ｃ１
・Ｒ１）ヘルツとなる。
【００２１】９０°ＲＣ移相器２５は、抵抗Ｒ２及びコ
ンデンサＣ２よりなる積分回路と、コンデンサＣ２及び
抵抗Ｒ２よりなる微分回路とを備え、同移相器２５は抵
抗Ｒ２及びコンデンサＣ２の定数で決まるカットオフ周
波数ｆP2（極）を持つ。移相器２５のカットオフ周波数
ｆP2は、１／（２π・Ｃ２・Ｒ２）ヘルツとなる。
ンデンサＣ２よりなる積分回路と、コンデンサＣ２及び
抵抗Ｒ２よりなる微分回路とを備え、同移相器２５は抵
抗Ｒ２及びコンデンサＣ２の定数で決まるカットオフ周
波数ｆP2（極）を持つ。移相器２５のカットオフ周波数
ｆP2は、１／（２π・Ｃ２・Ｒ２）ヘルツとなる。
【００２２】多極９０°ＲＣ移相器２３の中心周波数を
ｆ０とすると、カットオフ周波数ｆ P1，ｆP2は、ｆ０＝
（ｆP1・ｆP2）1/2 となるように選ぶ。このとき、カッ
トオフ周波数ｆP1，ｆP2は出力の位相差が９０°となる
ように選ぶ。
ｆ０とすると、カットオフ周波数ｆ P1，ｆP2は、ｆ０＝
（ｆP1・ｆP2）1/2 となるように選ぶ。このとき、カッ
トオフ周波数ｆP1，ｆP2は出力の位相差が９０°となる
ように選ぶ。
【００２３】第１の９０°ＲＣ移相器２４は、第１の変
調用ミキサ２１の変調信号ＲＦ１，ＲＦ１バーを入力
し、それら変調信号ＲＦ１，ＲＦ１バーの位相を９０度
シフトさせた出力信号Ｖ11，Ｖ12を出力する。第２の９
０°ＲＣ移相器２５は、第２の変調用ミキサ２２の変調
信号ＲＦ２，ＲＦ２バーを入力し、それら変調信号ＲＦ
２，ＲＦ２バーの位相を９０度シフトさせた出力信号Ｖ
21，Ｖ22を出力する。なお、デジタル移動体通信におい
ては、キャリアＬｏの使用周波数帯域は狭いため、本実
施例のように多極９０°ＲＣ移相器２３を２極移相器と
すれば十分である。
調用ミキサ２１の変調信号ＲＦ１，ＲＦ１バーを入力
し、それら変調信号ＲＦ１，ＲＦ１バーの位相を９０度
シフトさせた出力信号Ｖ11，Ｖ12を出力する。第２の９
０°ＲＣ移相器２５は、第２の変調用ミキサ２２の変調
信号ＲＦ２，ＲＦ２バーを入力し、それら変調信号ＲＦ
２，ＲＦ２バーの位相を９０度シフトさせた出力信号Ｖ
21，Ｖ22を出力する。なお、デジタル移動体通信におい
ては、キャリアＬｏの使用周波数帯域は狭いため、本実
施例のように多極９０°ＲＣ移相器２３を２極移相器と
すれば十分である。
【００２４】加算器２６は９０°ＲＣ移相器４の出力信
号Ｖ11，Ｖ12と、９０°ＲＣ移相器５の出力信号Ｖ21，
Ｖ22とを加算し、合成信号Ｖｏ，Ｖｏバーを出力する。
すなわち、加算器２６は、ＮＰＮトランジスタＴ１３〜
Ｔ１８、及び抵抗Ｒ２０〜Ｒ２３を備えている。ＮＰＮ
トランジスタＴ１３，Ｔ１４のコレクタはそれぞれ抵抗
Ｒ２０，Ｒ２１を介して電源Ｖccに接続されている。Ｎ
ＰＮトランジスタＴ１３，Ｔ１４のエミッタは結合され
るとともに、ＮＰＮトランジスタＴ１５及び抵抗Ｒ２２
を介してグランドＧＮＤに接続されている。ＮＰＮトラ
ンジスタＴ１３のベースには前記出力信号Ｖ11が入力さ
れ、ＮＰＮトランジスタＴ１４のベースには前記出力信
号Ｖ12が入力されている。ＮＰＮトランジスタＴ１５の
ベースには基準信号ＶCSが入力されている。
号Ｖ11，Ｖ12と、９０°ＲＣ移相器５の出力信号Ｖ21，
Ｖ22とを加算し、合成信号Ｖｏ，Ｖｏバーを出力する。
すなわち、加算器２６は、ＮＰＮトランジスタＴ１３〜
Ｔ１８、及び抵抗Ｒ２０〜Ｒ２３を備えている。ＮＰＮ
トランジスタＴ１３，Ｔ１４のコレクタはそれぞれ抵抗
Ｒ２０，Ｒ２１を介して電源Ｖccに接続されている。Ｎ
ＰＮトランジスタＴ１３，Ｔ１４のエミッタは結合され
るとともに、ＮＰＮトランジスタＴ１５及び抵抗Ｒ２２
を介してグランドＧＮＤに接続されている。ＮＰＮトラ
ンジスタＴ１３のベースには前記出力信号Ｖ11が入力さ
れ、ＮＰＮトランジスタＴ１４のベースには前記出力信
号Ｖ12が入力されている。ＮＰＮトランジスタＴ１５の
ベースには基準信号ＶCSが入力されている。
【００２５】ＮＰＮトランジスタＴ１６，Ｔ１７のコレ
クタはそれぞれＮＰＮトランジスタＴ１４，Ｔ１３のコ
レクタに接続されている。ＮＰＮトランジスタＴ１６，
Ｔ１７のエミッタは結合されるとともに、ＮＰＮトラン
ジスタＴ１８及び抵抗Ｒ２３を介してグランドＧＮＤに
接続されている。ＮＰＮトランジスタＴ１６のベースに
は前記出力信号Ｖ22が入力され、ＮＰＮトランジスタＴ
１７のベースには前記出力信号Ｖ21が入力されている。
ＮＰＮトランジスタＴ１８のベースには基準信号ＶCSが
入力されている。
クタはそれぞれＮＰＮトランジスタＴ１４，Ｔ１３のコ
レクタに接続されている。ＮＰＮトランジスタＴ１６，
Ｔ１７のエミッタは結合されるとともに、ＮＰＮトラン
ジスタＴ１８及び抵抗Ｒ２３を介してグランドＧＮＤに
接続されている。ＮＰＮトランジスタＴ１６のベースに
は前記出力信号Ｖ22が入力され、ＮＰＮトランジスタＴ
１７のベースには前記出力信号Ｖ21が入力されている。
ＮＰＮトランジスタＴ１８のベースには基準信号ＶCSが
入力されている。
【００２６】従って、出力信号Ｖ11，Ｖ21の電圧に基づ
く電流が共に抵抗Ｒ２０を流れ、ＮＰＮトランジスタＴ
１３，Ｔ１７のコレクタから合成信号Ｖｏが出力され
る。また、出力信号Ｖ12，Ｖ22の電圧に基づく電流が共
に抵抗Ｒ２１を流れ、ＮＰＮトランジスタＴ１４，Ｔ１
６のコレクタから合成信号Ｖｏバーが出力される。
く電流が共に抵抗Ｒ２０を流れ、ＮＰＮトランジスタＴ
１３，Ｔ１７のコレクタから合成信号Ｖｏが出力され
る。また、出力信号Ｖ12，Ｖ22の電圧に基づく電流が共
に抵抗Ｒ２１を流れ、ＮＰＮトランジスタＴ１４，Ｔ１
６のコレクタから合成信号Ｖｏバーが出力される。
【００２７】さて、本実施例の直交変調器２０では、変
調用ミキサ２１によってキャリアＬｏに基づいてデジタ
ル入力信号Ｉを変調し、相補の第１の変換信号ＲＦ１，
ＲＦ１バーを出力させ、変調用ミキサ２２によってキャ
リアＬｏに基づいてデジタル入力信号Ｑを変調し、相補
の第２の変換信号ＲＦ２，ＲＦ２バーを出力させる。そ
して、変換信号ＲＦ１，ＲＦ１バー及び変換信号ＲＦ
２，ＲＦ２バーを多極９０°ＲＣ移相器２３に差動信号
として入力し、多極９０°ＲＣ移相器２３の出力信号Ｖ
11，Ｖ21、及び出力信号Ｖ12，Ｖ22を加算器２６にて加
算した。従って、多極９０°ＲＣ移相器２３に入力する
ための差動信号を生成するための回路を省略することが
でき、消費電力の増加を抑制することができる。また、
９０°ＲＣ移相器２４，２５は受動素子である抵抗及び
コンデンサによって構成されているので、それ自体の電
力消費を小さくすることができる。なお、９０°ＲＣ移
相器２４，２５の電力消費は、理論的にはない。
調用ミキサ２１によってキャリアＬｏに基づいてデジタ
ル入力信号Ｉを変調し、相補の第１の変換信号ＲＦ１，
ＲＦ１バーを出力させ、変調用ミキサ２２によってキャ
リアＬｏに基づいてデジタル入力信号Ｑを変調し、相補
の第２の変換信号ＲＦ２，ＲＦ２バーを出力させる。そ
して、変換信号ＲＦ１，ＲＦ１バー及び変換信号ＲＦ
２，ＲＦ２バーを多極９０°ＲＣ移相器２３に差動信号
として入力し、多極９０°ＲＣ移相器２３の出力信号Ｖ
11，Ｖ21、及び出力信号Ｖ12，Ｖ22を加算器２６にて加
算した。従って、多極９０°ＲＣ移相器２３に入力する
ための差動信号を生成するための回路を省略することが
でき、消費電力の増加を抑制することができる。また、
９０°ＲＣ移相器２４，２５は受動素子である抵抗及び
コンデンサによって構成されているので、それ自体の電
力消費を小さくすることができる。なお、９０°ＲＣ移
相器２４，２５の電力消費は、理論的にはない。
【００２８】また、本実施例では多極９０°ＲＣ移相器
２３を用いているので、製造ばらつきによって９０°Ｒ
Ｃ移相器２４，２５のカットオフ周波数がずれたとして
も、９０°ＲＣ移相器２４，２５の出力信号Ｖ11，Ｖ12
及び出力信号Ｖ21，Ｖ22の位相及び振幅の誤差は小さく
なり、変換精度の向上を図ることができる。
２３を用いているので、製造ばらつきによって９０°Ｒ
Ｃ移相器２４，２５のカットオフ周波数がずれたとして
も、９０°ＲＣ移相器２４，２５の出力信号Ｖ11，Ｖ12
及び出力信号Ｖ21，Ｖ22の位相及び振幅の誤差は小さく
なり、変換精度の向上を図ることができる。
【００２９】
【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、変
換精度の向上を図りつつ、低消費電力化を図ることがで
きる。
換精度の向上を図りつつ、低消費電力化を図ることがで
きる。
【図１】本発明の原理説明図
【図２】一実施例の直交変調器を示す回路図
【図３】従来の直交変調器を示すブロック図
【図４】従来の９０°移相器を示す回路図
【図５】従来の９０°移相器を示す回路図
１ 第１の変調用ミキサ ２ 第２の変調用ミキサ ３ 多極９０°ＲＣ移相器 ４，５ ９０°ＲＣ移相器 ６ａ，６ｂ 加算器 Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ Ｉ 第１の入力信号としてのデジタル入力信号 Ｌｏ キャリア Ｑ 第２の入力信号としてのデジタル入力信号 Ｒ１，Ｒ２ 抵抗 ＲＦ１，ＲＦ１バー 第１の変調信号 ＲＦ２，ＲＦ２バー 第２の変調信号
Claims (1)
- 【請求項１】 第１の入力信号をキャリアに基づいて変
調し、相補の第１の変調信号を出力するための第１の変
調用ミキサと、 第２の入力信号を前記キャリアに基づいて相補の第２の
変調信号に変調するための第２の変調用ミキサと、 異なるカットオフ周波数を持つ複数の９０°ＲＣ移相器
を備え、前記第１の変調用ミキサの第１の変調信号及び
第２の変調用ミキサの第２の変調信号の位相を、９０度
シフトさせるための多極９０°ＲＣ移相器と、 前記多極９０°ＲＣ移相器の出力を加算するための加算
器とを備える直交変調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7059437A JPH08256187A (ja) | 1995-03-17 | 1995-03-17 | 直交変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7059437A JPH08256187A (ja) | 1995-03-17 | 1995-03-17 | 直交変調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08256187A true JPH08256187A (ja) | 1996-10-01 |
Family
ID=13113263
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7059437A Pending JPH08256187A (ja) | 1995-03-17 | 1995-03-17 | 直交変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08256187A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0849873A1 (en) * | 1996-12-18 | 1998-06-24 | Plessey Semiconductors Limited | Image-reject mixer arrangements |
| EP0899875A2 (de) * | 1997-08-26 | 1999-03-03 | TEMIC Semiconductor GmbH | Integrierte Phasenschieberanordnung |
| WO2002031962A3 (en) * | 2000-10-10 | 2003-09-25 | Qualcomm Inc | Quadrature frequency converter |
-
1995
- 1995-03-17 JP JP7059437A patent/JPH08256187A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0849873A1 (en) * | 1996-12-18 | 1998-06-24 | Plessey Semiconductors Limited | Image-reject mixer arrangements |
| EP0899875A2 (de) * | 1997-08-26 | 1999-03-03 | TEMIC Semiconductor GmbH | Integrierte Phasenschieberanordnung |
| EP0899875A3 (de) * | 1997-08-26 | 2001-04-11 | ATMEL Germany GmbH | Integrierte Phasenschieberanordnung |
| WO2002031962A3 (en) * | 2000-10-10 | 2003-09-25 | Qualcomm Inc | Quadrature frequency converter |
| KR100863916B1 (ko) * | 2000-10-10 | 2008-10-16 | 퀄컴 인코포레이티드 | 변조기와 주파수 컨버터용의 정현파를 발생시키는 방법 및회로 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20031111 |