JPH09186527A - 周波数変調された信号を復調するための移相固定ループタイプの装置 - Google Patents
周波数変調された信号を復調するための移相固定ループタイプの装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 信号の中心周波数の±１０％のオーダーの入
力信号の周波数変動の比較的広いレンジにおいて、改良
された直線性を有する、移相固定ループを使用する復調
装置を提供する。 【解決手段】 局部発振器（１１）の周波数の変動をそ
の制御信号（Ｖｂ）の作用として直線化するため、変動
キャパシタンス（Ｃｖ）は電気モジュール（２０）によ
って形成される。電気モジュールは、制御電圧（Ｖｂ）
の作用としての変動が直線変動であるキャパシタンスの
同等物を供給する。直線変動は、発振器の周波数の直線
変動をキャパシタンス（Ｃｖ）の値の作用として補償す
るよう定められる。
力信号の周波数変動の比較的広いレンジにおいて、改良
された直線性を有する、移相固定ループを使用する復調
装置を提供する。 【解決手段】 局部発振器（１１）の周波数の変動をそ
の制御信号（Ｖｂ）の作用として直線化するため、変動
キャパシタンス（Ｃｖ）は電気モジュール（２０）によ
って形成される。電気モジュールは、制御電圧（Ｖｂ）
の作用としての変動が直線変動であるキャパシタンスの
同等物を供給する。直線変動は、発振器の周波数の直線
変動をキャパシタンス（Ｃｖ）の値の作用として補償す
るよう定められる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、移相固定ループを
使用するタイプの周波数変調された信号を復調するため
の装置であって、制御電圧によって制御可能な周波数を
有する出力信号を供給する発振器と、２つの入力を有
し、一つの入力が復調すべき信号を受け取り、もう一方
の入力が発振器からの出力信号を受け取る移相比較器と
を備え、前記移相比較器の出力が、発振器に対し前記制
御電圧を供給するフィルタ手段に信号を供給するととも
に、復調装置に対し出力信号を供給する装置に関するも
のである。
使用するタイプの周波数変調された信号を復調するため
の装置であって、制御電圧によって制御可能な周波数を
有する出力信号を供給する発振器と、２つの入力を有
し、一つの入力が復調すべき信号を受け取り、もう一方
の入力が発振器からの出力信号を受け取る移相比較器と
を備え、前記移相比較器の出力が、発振器に対し前記制
御電圧を供給するフィルタ手段に信号を供給するととも
に、復調装置に対し出力信号を供給する装置に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】そのような装置は、とりわけ、このタイ
プの回路の原理、効果および問題点を、フィルタと移相
比較器のみを使用した他のタイプの復調回路を比較した
ＦＲ−Ａ−２５５６５２６号公報から知られている。
プの回路の原理、効果および問題点を、フィルタと移相
比較器のみを使用した他のタイプの復調回路を比較した
ＦＲ−Ａ−２５５６５２６号公報から知られている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】周波数復調の品質に課
された必要性は、主に、復調信号の歪みが無いことに関
する。特に、直線性の欠点が、音声サブキャリヤの間お
よび／または音声サブキャリヤとクロミナンス信号との
間で相互変調された製品が発生するため、テレビジョン
信号の復調、例えば衛星から送られてくる信号に厳密な
要求が適用される。この欠点は、特に画像中に迷惑なモ
アレ効果を発生させる寄生光線として、復調したビデオ
周波数のスペクトラム中に表れる。この種の欠点を無く
すために、使用される有効は周波数レンジにおいて、入
力信号の周波数に対する出力信号の電圧の変動が、±１
％以上にならないようにする必要がある。
された必要性は、主に、復調信号の歪みが無いことに関
する。特に、直線性の欠点が、音声サブキャリヤの間お
よび／または音声サブキャリヤとクロミナンス信号との
間で相互変調された製品が発生するため、テレビジョン
信号の復調、例えば衛星から送られてくる信号に厳密な
要求が適用される。この欠点は、特に画像中に迷惑なモ
アレ効果を発生させる寄生光線として、復調したビデオ
周波数のスペクトラム中に表れる。この種の欠点を無く
すために、使用される有効は周波数レンジにおいて、入
力信号の周波数に対する出力信号の電圧の変動が、±１
％以上にならないようにする必要がある。
【０００４】そのような直線性能は、復調しようとする
信号の周波数の変動が大きいほどそれだけ達成すること
が難しい。もしこの変動が中心動作周波数の１０％以上
であると、歪の少ない復調を達成することは、電圧制御
可能な発振器の周波数応答がその制御電圧に対して直線
的に作用しないという事実のために、大変難しい。
信号の周波数の変動が大きいほどそれだけ達成すること
が難しい。もしこの変動が中心動作周波数の１０％以上
であると、歪の少ない復調を達成することは、電圧制御
可能な発振器の周波数応答がその制御電圧に対して直線
的に作用しないという事実のために、大変難しい。
【０００５】本発明の目的は、信号の中心周波数の±１
０％のオーダーの入力信号の周波数変動の比較的広いレ
ンジにおいて、改良された直線性を有する復調装置を提
供しようとするものである。
０％のオーダーの入力信号の周波数変動の比較的広いレ
ンジにおいて、改良された直線性を有する復調装置を提
供しようとするものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の復調装置は、発
振器が、インダクタンス、固定キャパシタンスおよび変
動キャパシタンスの並列接続によって形成されたタイプ
の共振回路を備えており、その変動キャパシタンスが、
少なくとも固定キャパシタと接続した電気的モジュール
によって形成され、前記モジュールに印加される制御電
圧の作用として、固定された周波数レンジにおいて、変
動キャパシタンスの値の作用として発振器の周波数応答
の直線偏差を補うための直線偏差を示す値を有する変動
キャパシタンスの同等物を供給することを特徴とするも
のである。
振器が、インダクタンス、固定キャパシタンスおよび変
動キャパシタンスの並列接続によって形成されたタイプ
の共振回路を備えており、その変動キャパシタンスが、
少なくとも固定キャパシタと接続した電気的モジュール
によって形成され、前記モジュールに印加される制御電
圧の作用として、固定された周波数レンジにおいて、変
動キャパシタンスの値の作用として発振器の周波数応答
の直線偏差を補うための直線偏差を示す値を有する変動
キャパシタンスの同等物を供給することを特徴とするも
のである。
【０００７】本発明の復調装置は、そのため、変動キャ
パシタンスとして、その値がこのモジュールに印加され
る制御電圧に対しする正確な規則に従う電気的モジュー
ルを使用する。制御電圧と変動キャパシタンスの値との
間に非直線関係を与えることによって、本発明は、発振
器の周波数応答を、少なくとも周波数変調された信号に
よってスキャンされた周波数レンジにおいて制御電圧の
作用として直線的にすることができる。適切な制御を行
なうことによって、制御信号の作用として直線である発
振器周波数を発生するための実際的に完全な補償を得る
ことができる。完全な補償はできないため、制御によっ
て、制御電圧の作用として発振器の周波数応答曲線中に
変曲点を常に得ることができ、復調すべき信号の中心周
波数の近傍にこの変極点を位置させることができる。こ
の中心周波数のまわりでの変化の有効レンジにおいて、
十分に満足のゆく直線性を得ることができる。
パシタンスとして、その値がこのモジュールに印加され
る制御電圧に対しする正確な規則に従う電気的モジュー
ルを使用する。制御電圧と変動キャパシタンスの値との
間に非直線関係を与えることによって、本発明は、発振
器の周波数応答を、少なくとも周波数変調された信号に
よってスキャンされた周波数レンジにおいて制御電圧の
作用として直線的にすることができる。適切な制御を行
なうことによって、制御信号の作用として直線である発
振器周波数を発生するための実際的に完全な補償を得る
ことができる。完全な補償はできないため、制御によっ
て、制御電圧の作用として発振器の周波数応答曲線中に
変曲点を常に得ることができ、復調すべき信号の中心周
波数の近傍にこの変極点を位置させることができる。こ
の中心周波数のまわりでの変化の有効レンジにおいて、
十分に満足のゆく直線性を得ることができる。
【０００８】変動キャパシタンスとして、一つまたはそ
れ以上の固定キャパシタの接続に基づく公知の回路の一
つを、適切な制御信号とともに正確かつ再現性良く変化
する値を有する変動キャパシタンスの等価なものを供給
するために使用することができる。
れ以上の固定キャパシタの接続に基づく公知の回路の一
つを、適切な制御信号とともに正確かつ再現性良く変化
する値を有する変動キャパシタンスの等価なものを供給
するために使用することができる。
【０００９】本発明の好ましい実施例によれば、装置
は、電気的モジュールが差動出力相互コンダクタンスタ
イプの増幅器と二つの固定キャパシタと対称的に接続し
たギルバートセルとを備え、この増幅器がギルバートセ
ルの入力に印加される電圧を有するダイオードの出力で
チャージされることを特徴とする。
は、電気的モジュールが差動出力相互コンダクタンスタ
イプの増幅器と二つの固定キャパシタと対称的に接続し
たギルバートセルとを備え、この増幅器がギルバートセ
ルの入力に印加される電圧を有するダイオードの出力で
チャージされることを特徴とする。
【００１０】変動キャパシタンスの等価なものを実現化
するギルバートセルの使用は、結果の正確性および再現
性に関し特別な効果を提供する。
するギルバートセルの使用は、結果の正確性および再現
性に関し特別な効果を提供する。
【００１１】復調すべき信号の周波数が十分に高く、数
ｐＦの容量のキャパシタの使用のみを可能とする場合の
固定キャパシタと同様に、このセルを構成する構成要素
は簡単に一体化することができる。キャパシタを復調装
置とともに一体化する場合は、この装置の実現はいっそ
う簡単になる。
ｐＦの容量のキャパシタの使用のみを可能とする場合の
固定キャパシタと同様に、このセルを構成する構成要素
は簡単に一体化することができる。キャパシタを復調装
置とともに一体化する場合は、この装置の実現はいっそ
う簡単になる。
【００１２】目的とする直線性の補正を適用するため、
円錐タイプの関数例えば正の成長を有する放物線関数を
使用することもできる。しかし、好ましい実施例では、
本発明の装置は、制御電圧の作用として変動キャパシタ
ンスを変動させる規則が双曲線状であることを特徴とす
る。
円錐タイプの関数例えば正の成長を有する放物線関数を
使用することもできる。しかし、好ましい実施例では、
本発明の装置は、制御電圧の作用として変動キャパシタ
ンスを変動させる規則が双曲線状であることを特徴とす
る。
【００１３】このタイプの補正は、発振器の周波数応答
を直線化するために敢然に適合する。また、双曲線変換
作用を有する増幅器は、集積回路の形に実現することが
簡単なだけでなく、目的とする直線化補正を実現かする
作用を最適化するために十分な数の係数の使用を可能と
する。
を直線化するために敢然に適合する。また、双曲線変換
作用を有する増幅器は、集積回路の形に実現することが
簡単なだけでなく、目的とする直線化補正を実現かする
作用を最適化するために十分な数の係数の使用を可能と
する。
【００１４】本発明の実際の実施例に従い、双曲線タイ
プの増幅器の変換作用を達成するために、復調装置は、
増幅器が、前記ダイオードに接続された出力電極と、直
線抵抗を介して相互に接続され、２つの電流源によって
供給される基準電極とから構成される差動出力ステージ
を備え、そこで前記増幅器が、それぞれが前記制御電圧
を受け取る２つの入力ステージを備え、第１の入力ステ
ージが、実質的に直線変換機能を特徴とする差動タイプ
であり、電圧において互いに補足しあうとともに、出力
ステージの入力に接続された出力を有し、第２の入力ス
テージが、また、実施的に直線変換機能を特徴とし、出
力ステージに供給する２つの電流源によって供給される
電流に比例するコマンドを供給する単一の電圧出力を有
することを特徴とする。
プの増幅器の変換作用を達成するために、復調装置は、
増幅器が、前記ダイオードに接続された出力電極と、直
線抵抗を介して相互に接続され、２つの電流源によって
供給される基準電極とから構成される差動出力ステージ
を備え、そこで前記増幅器が、それぞれが前記制御電圧
を受け取る２つの入力ステージを備え、第１の入力ステ
ージが、実質的に直線変換機能を特徴とする差動タイプ
であり、電圧において互いに補足しあうとともに、出力
ステージの入力に接続された出力を有し、第２の入力ス
テージが、また、実施的に直線変換機能を特徴とし、出
力ステージに供給する２つの電流源によって供給される
電流に比例するコマンドを供給する単一の電圧出力を有
することを特徴とする。
【００１５】また、増幅器の第１および第２の入力ステ
ージの各々は、予め定められたオフセット電圧を供給す
る。
ージの各々は、予め定められたオフセット電圧を供給す
る。
【００１６】この実施例によれば、適用された変換作用
の最適化を達成するために、その中の３つのみが実際に
独立している４つの係数が存在する。
の最適化を達成するために、その中の３つのみが実際に
独立している４つの係数が存在する。
【００１７】本発明は、また、テレビジョン信号を受信
するための装置、例えば衛星信号をデコードするための
装置に関し、本発明の以下に記載された復調装置を備え
ることを特徴とする。
するための装置、例えば衛星信号をデコードするための
装置に関し、本発明の以下に記載された復調装置を備え
ることを特徴とする。
【００１８】本発明のこれらまたは他の例は、以下に記
載された実施例から明らかであり、またこれらの実施例
を参考にして明らかにされる。
載された実施例から明らかであり、またこれらの実施例
を参考にして明らかにされる。
【００１９】
【発明の実施の形態】図１は周波数変調された信号を復
調するための位相固定ループタイプの装置を線図的に示
している。この装置は、出力信号Ｖｏを供給する発振器
１１と、二つの入力であって、一方の入力１４が復調す
べき信号Ｖｉを受け取り、他方の入力１６が発振器１１
から信号Ｖｏを受け取る入力を有する位相比較器１２と
を備えている。発振器１１は、インダクタンスＬ、固定
キャパシタンスＣｆおよび変動キャパシタンスＣｖの並
列接続により構成されたタイプの共振回路を備えてい
る。変動キャパシタンスＣｖは、モジュール２０へ印加
された制御電圧Ｖｂの作用として変動キャパシタンスの
同等物を供給する電気モジュール２０に実施される。
調するための位相固定ループタイプの装置を線図的に示
している。この装置は、出力信号Ｖｏを供給する発振器
１１と、二つの入力であって、一方の入力１４が復調す
べき信号Ｖｉを受け取り、他方の入力１６が発振器１１
から信号Ｖｏを受け取る入力を有する位相比較器１２と
を備えている。発振器１１は、インダクタンスＬ、固定
キャパシタンスＣｆおよび変動キャパシタンスＣｖの並
列接続により構成されたタイプの共振回路を備えてい
る。変動キャパシタンスＣｖは、モジュール２０へ印加
された制御電圧Ｖｂの作用として変動キャパシタンスの
同等物を供給する電気モジュール２０に実施される。
【００２０】発振器１１の制御電圧Ｖｂは、復調装置の
出力端子２２に印加される。この電圧Ｖｂは、位相固定
ループの安定性を保証するローパスフィルタ１８でフィ
ルタリングされ、そして増幅器１９で増幅された後、位
相比較器１２の出力で得ることができる電圧Ｖａから推
定される。
出力端子２２に印加される。この電圧Ｖｂは、位相固定
ループの安定性を保証するローパスフィルタ１８でフィ
ルタリングされ、そして増幅器１９で増幅された後、位
相比較器１２の出力で得ることができる電圧Ｖａから推
定される。
【００２１】本発明によれば、制御信号Ｖｂと発振器１
１の出力信号Ｖｏの周波数との間の良好な直線性を得る
ために、モジュール２０へ印加される制御電圧Ｖｂの作
用としての変動キャパシタンスＣｖの値は、この変動キ
ャパシタンスＣｖの値の作用としての発振器１１の周波
数応答の直線性の変動を、周波数の対応するレンジにお
いて、補償するために選択される直線性の変動を示して
いる。
１の出力信号Ｖｏの周波数との間の良好な直線性を得る
ために、モジュール２０へ印加される制御電圧Ｖｂの作
用としての変動キャパシタンスＣｖの値は、この変動キ
ャパシタンスＣｖの値の作用としての発振器１１の周波
数応答の直線性の変動を、周波数の対応するレンジにお
いて、補償するために選択される直線性の変動を示して
いる。
【００２２】発振器１１の周波数応答の直線性欠如は図
２に示されている。変動キャパシタンスＣｖは、横座標
にプロットされた制御電圧Ｖｂの作用として直線的に変
化すると考えられていた。本例において、このキャパシ
タンスＣｖは、０．５から３ｐＦまで変化し、およそ
２．５ｐＦの固定キャパシタンスと並列に接続されてい
る。発振器１１から得られる周波数Ｆは、５５０と４１
０ＭＨｚとの間で変化する。周波数の曲線Ｆは、直線か
らずれた関数となり、若干カーブしている。
２に示されている。変動キャパシタンスＣｖは、横座標
にプロットされた制御電圧Ｖｂの作用として直線的に変
化すると考えられていた。本例において、このキャパシ
タンスＣｖは、０．５から３ｐＦまで変化し、およそ
２．５ｐＦの固定キャパシタンスと並列に接続されてい
る。発振器１１から得られる周波数Ｆは、５５０と４１
０ＭＨｚとの間で変化する。周波数の曲線Ｆは、直線か
らずれた関数となり、若干カーブしている。
【００２３】図３は非直線性の補正のための電気モジュ
ール２０によって得られる本発明の効果を示している。
本発明によれば、制御電圧Ｖｂの作用としての変動キャ
パシタンスの曲線Ｃｖは、図２の対応する曲線と比較し
て、直線変動を有している。この変動は、少なくとも中
心中波数Ｆ０のまわりの周波数レンジＦ１−Ｆ２におい
て、発振器の周波数曲線Ｆを示す曲線が直線になること
により、決定される。
ール２０によって得られる本発明の効果を示している。
本発明によれば、制御電圧Ｖｂの作用としての変動キャ
パシタンスの曲線Ｃｖは、図２の対応する曲線と比較し
て、直線変動を有している。この変動は、少なくとも中
心中波数Ｆ０のまわりの周波数レンジＦ１−Ｆ２におい
て、発振器の周波数曲線Ｆを示す曲線が直線になること
により、決定される。
【００２４】図１のモジュール２０のような電気モジュ
ールは、異なる方法で達成することができる。そのよう
な変形例においても、このモジュールで組み込まれた、
変動キャパシタンスと同等な効果を与える、少なくとも
一つの固定容量を有するキャパシタの使用が基礎とな
る。また、増幅器Ａの入力に印加される電圧Ｖｂに対し
て非直線関数に従って変動キャパシタンスの同等物の変
動を制御する増幅器Ａを備える。
ールは、異なる方法で達成することができる。そのよう
な変形例においても、このモジュールで組み込まれた、
変動キャパシタンスと同等な効果を与える、少なくとも
一つの固定容量を有するキャパシタの使用が基礎とな
る。また、増幅器Ａの入力に印加される電圧Ｖｂに対し
て非直線関数に従って変動キャパシタンスの同等物の変
動を制御する増幅器Ａを備える。
【００２５】図４は図１に示すモジュール２０のような
電気モジュールの実施例の詳細な電気回路図を示す。
電気モジュールの実施例の詳細な電気回路図を示す。
【００２６】この実施例において、変動キャパシタンス
は、トランジスタペアＴ１−Ｔ２、Ｔ３−Ｔ４から構成
されるギルバートセル３０によって達成される。これら
のトランジスタペアの接続されたエミッタには、電流源
Ｓ１および電流源Ｓ２が各別に供給されている。トラン
ジスタＴ１のコレクタはトランジスタＴ３のコレクタに
接続され、その集合体は負荷抵抗Ｒｃ１により供給ライ
ンＶｃｃに接続されている。対称的な方法で、トランジ
スタＴ２のコレクタはトランジスタＴ４のコレクタに接
続され、その集合体は負荷抵抗Ｒｃ２により供給ライン
Ｖｃｃに接続されている。
は、トランジスタペアＴ１−Ｔ２、Ｔ３−Ｔ４から構成
されるギルバートセル３０によって達成される。これら
のトランジスタペアの接続されたエミッタには、電流源
Ｓ１および電流源Ｓ２が各別に供給されている。トラン
ジスタＴ１のコレクタはトランジスタＴ３のコレクタに
接続され、その集合体は負荷抵抗Ｒｃ１により供給ライ
ンＶｃｃに接続されている。対称的な方法で、トランジ
スタＴ２のコレクタはトランジスタＴ４のコレクタに接
続され、その集合体は負荷抵抗Ｒｃ２により供給ライン
Ｖｃｃに接続されている。
【００２７】トランジスタＴ２およびＴ３の接続したベ
ースはギルバートセルの第１の入力端子３５に接続さ
れ、トランジスタＴ１およびＴ４の接続したベースは第
２の入力端子３６に接続される。固定キャパシタＣ１は
トランジスタＴ１のコレクタをそのエミッタへ接続さ
せ、他の固定キャパシタＣ２はトランジスタＴ４のコレ
クタをそのエミッタへ接続させる。
ースはギルバートセルの第１の入力端子３５に接続さ
れ、トランジスタＴ１およびＴ４の接続したベースは第
２の入力端子３６に接続される。固定キャパシタＣ１は
トランジスタＴ１のコレクタをそのエミッタへ接続さ
せ、他の固定キャパシタＣ２はトランジスタＴ４のコレ
クタをそのエミッタへ接続させる。
【００２８】ギルバートセル３０は出力に負荷を供給す
る増幅器Ａによって制御され、一方負荷はダイオードＤ
１、Ｄ２によって構成される。ダイオードＤ１、Ｄ２の
接続されたアノードはオフセット電圧装置３８を介して
供給ラインＶｃｃに接続される。
る増幅器Ａによって制御され、一方負荷はダイオードＤ
１、Ｄ２によって構成される。ダイオードＤ１、Ｄ２の
接続されたアノードはオフセット電圧装置３８を介して
供給ラインＶｃｃに接続される。
【００２９】増幅器Ａは相互コンダクタンスタイプであ
り、一対のトランジスタＴ１１、Ｔ１２により構成され
る作動出力ステージを有している。この一対のトランジ
スタＴ１１、Ｔ１２のコレクタは、ダイオードＤ１およ
びＤ２のカソードと、ギルバートセル３０の入力端子３
５および３６とに、各別に接続されている。
り、一対のトランジスタＴ１１、Ｔ１２により構成され
る作動出力ステージを有している。この一対のトランジ
スタＴ１１、Ｔ１２のコレクタは、ダイオードＤ１およ
びＤ２のカソードと、ギルバートセル３０の入力端子３
５および３６とに、各別に接続されている。
【００３０】トランジスタＴ１１およびＴ１２のエミッ
タは、エミッタ抵抗Ｒｅにより接続され、それぞれに電
流源Ｓ１１、Ｓ１２が供給されている。電流源Ｓ１１、
Ｓ１２は二つの電流源の間に同じ値として残留する変動
電流を供給することができる。
タは、エミッタ抵抗Ｒｅにより接続され、それぞれに電
流源Ｓ１１、Ｓ１２が供給されている。電流源Ｓ１１、
Ｓ１２は二つの電流源の間に同じ値として残留する変動
電流を供給することができる。
【００３１】増幅器Ａは、また、第１の入力ステージ４
２と第２の入力ステージ４４の二つの入力ステージを備
えている。作動タイプの第１の入力ステージ４２は、実
質的に直線変換機能を有し、トランジスタＴ１１および
Ｔ１２のベースに接続された出力備えている。作動タイ
プの第２の入力ステージ４４は、実質的に直線変換機能
を有し、電流源Ｓ１１、Ｓ１２を構成するトランジスタ
のベースのそれぞれを制御する単一の出力を備えてい
る。これにより、電流源の電流制御を達成している。
２と第２の入力ステージ４４の二つの入力ステージを備
えている。作動タイプの第１の入力ステージ４２は、実
質的に直線変換機能を有し、トランジスタＴ１１および
Ｔ１２のベースに接続された出力備えている。作動タイ
プの第２の入力ステージ４４は、実質的に直線変換機能
を有し、電流源Ｓ１１、Ｓ１２を構成するトランジスタ
のベースのそれぞれを制御する単一の出力を備えてい
る。これにより、電流源の電流制御を達成している。
【００３２】入力ステージ４２および４２は並列に入力
電圧Ｖｂ１およびＶｂ２を受け取る。入力電圧Ｖｂ１お
よびＶｂ２は、作動形式で、図１に示す制御電圧Ｖｂを
表している。
電圧Ｖｂ１およびＶｂ２を受け取る。入力電圧Ｖｂ１お
よびＶｂ２は、作動形式で、図１に示す制御電圧Ｖｂを
表している。
【００３３】二つの入力ステージ４２および４４のそれ
ぞれは与えられたオフセット電圧を有している。入力ス
テージ４４は、信号Ｖｂ＝Ｖｂ１−Ｖｂ２＝０に対し、
電流源Ｓ１１およびＳ１２が静止電流Ｉｒを供給し、入
力電圧Ｖｂ１−Ｖｂ２が零からはずれた場合は、電流源
Ｓ１１およびＳ１２の電流ＩｅｅがＩｅｅ＝Ｉｒ＋ｋ
１．Ｖｂの形を有するようなオフセット電圧を有してい
る。入力ステージ４２は、入力電圧Ｖｂ１−Ｖｂ２が零
の場合、トランジスタＴ１１がトランジスタＴ１２によ
り供給される電流よりも高い電流を供給するようなオフ
セット電圧を有している。
ぞれは与えられたオフセット電圧を有している。入力ス
テージ４４は、信号Ｖｂ＝Ｖｂ１−Ｖｂ２＝０に対し、
電流源Ｓ１１およびＳ１２が静止電流Ｉｒを供給し、入
力電圧Ｖｂ１−Ｖｂ２が零からはずれた場合は、電流源
Ｓ１１およびＳ１２の電流ＩｅｅがＩｅｅ＝Ｉｒ＋ｋ
１．Ｖｂの形を有するようなオフセット電圧を有してい
る。入力ステージ４２は、入力電圧Ｖｂ１−Ｖｂ２が零
の場合、トランジスタＴ１１がトランジスタＴ１２によ
り供給される電流よりも高い電流を供給するようなオフ
セット電圧を有している。
【００３４】ベース電流を無視すると、トランジスタＴ
１１のコレクタ電流Ｉｃ１１は以下のようにＶｂに対し
て直線形式に記載することができる。
１１のコレクタ電流Ｉｃ１１は以下のようにＶｂに対し
て直線形式に記載することができる。
【数１】 以上の表現において、ｋ２は第１の入力ステージの利得
に関する係数であり、△Ｖはこのステージのオフセット
電圧である。他の接続において、トランジスタＴ１１お
よびＴ１２のコレクタ電流の合計が電流源Ｓ１１および
Ｓ１２の電流の合計と同じ以下の式を得ることができ
る。
に関する係数であり、△Ｖはこのステージのオフセット
電圧である。他の接続において、トランジスタＴ１１お
よびＴ１２のコレクタ電流の合計が電流源Ｓ１１および
Ｓ１２の電流の合計と同じ以下の式を得ることができ
る。
【数２】
【００３５】ダイオードＤ１およびＤ２の端子における
電圧差（ＶＤ１−ＶＤ２）は以下のように記載すること
ができる。
電圧差（ＶＤ１−ＶＤ２）は以下のように記載すること
ができる。
【数３】 ギルバートセル３０の入力端子印加されるこの電圧差
は、トランジスタＴ１およびＴ２中のコレクタ電流Ｉｃ
１およびＩｃ２が以下の式で表せる事実を生じさせる。
は、トランジスタＴ１およびＴ２中のコレクタ電流Ｉｃ
１およびＩｃ２が以下の式で表せる事実を生じさせる。
【数４】 上記（４）式および（５）式の比較から以下の式を導き
出せる。
出せる。
【数５】 または、上記の関係（１）、（２）および（３）を使用
することによって、以下の関係を導き出すことができ
る。
することによって、以下の関係を導き出すことができ
る。
【数６】
【００３６】上記（６）の関係はＩｃ２が以下の双曲線
の形式であることを示している。
の形式であることを示している。
【数７】 そして、この双曲線の形式は、三つの独立の係数を最適
化して目的とする曲線形状となるよう、独立の係数によ
って調整することができる。
化して目的とする曲線形状となるよう、独立の係数によ
って調整することができる。
【００３７】図４に示す例では、第１の入力ステージ４
２の利得、第２の入力ステージ４４の利得、これらの入
力ステージの各々のオフセット電圧を任意に選択するこ
とができる。
２の利得、第２の入力ステージ４４の利得、これらの入
力ステージの各々のオフセット電圧を任意に選択するこ
とができる。
【００３８】図５は以下に記載する復調装置を備える受
信器の例のブロック図である。パラボラアンテナ５０は
１０から２０ＧＨｚの周波数で送信される衛星信号を受
信する。アンテナ増幅器５１で増幅された後、受信され
た信号は、第１の混合器５２の出力において９２０から
２１５０ＭＨｚの周波数レンジを供給するよう選択され
た周波数を有する第１の発振器５３からの信号をも受信
する第１の混合器５２へ供給される。構成要素５１、５
２および５３はアンテナ５０のレベルに配置され、図面
をより明瞭にする目的のため、別々に示されている。
信器の例のブロック図である。パラボラアンテナ５０は
１０から２０ＧＨｚの周波数で送信される衛星信号を受
信する。アンテナ増幅器５１で増幅された後、受信され
た信号は、第１の混合器５２の出力において９２０から
２１５０ＭＨｚの周波数レンジを供給するよう選択され
た周波数を有する第１の発振器５３からの信号をも受信
する第１の混合器５２へ供給される。構成要素５１、５
２および５３はアンテナ５０のレベルに配置され、図面
をより明瞭にする目的のため、別々に示されている。
【００３９】上述した受信器は破線で示した囲い７０に
よって境界を示されている。受信器は、入力増幅器５４
と、これに続く受信すべきチャンネルを予め選択するた
めのバンドパスフィルタ５５とを備えている。このフィ
ルタ５５の出力において、信号は第２の発振器５７によ
って発生する信号と第２の混合器５６において結合さ
れ、４８０ＭＨｚのオーダーの中間周波数の信号を発生
する。
よって境界を示されている。受信器は、入力増幅器５４
と、これに続く受信すべきチャンネルを予め選択するた
めのバンドパスフィルタ５５とを備えている。このフィ
ルタ５５の出力において、信号は第２の発振器５７によ
って発生する信号と第２の混合器５６において結合さ
れ、４８０ＭＨｚのオーダーの中間周波数の信号を発生
する。
【００４０】このＩＦ信号は自動利得制御部を有する増
幅器５８において増幅され、その後、バンドパスフィル
タ６０においてフィルタ処理され、本発明に従う周波数
復調装置６２の入力に供給される。周波数復調装置６２
は復調受領信号を意味する出力電圧Ｖｂを供給する。本
発明の復調装置により、２次のオーダーで−５５ｄＢｃ
を有し、３次のオーダーで−６０ｄＢｃを有する相互変
調製品の値に対応する優秀な直線性を有する周波数応答
を得ることができる。
幅器５８において増幅され、その後、バンドパスフィル
タ６０においてフィルタ処理され、本発明に従う周波数
復調装置６２の入力に供給される。周波数復調装置６２
は復調受領信号を意味する出力電圧Ｖｂを供給する。本
発明の復調装置により、２次のオーダーで−５５ｄＢｃ
を有し、３次のオーダーで−６０ｄＢｃを有する相互変
調製品の値に対応する優秀な直線性を有する周波数応答
を得ることができる。
【００４１】複合ビデオ信号Ｖｂはデエンファシスフィ
ルタ６１において処理される。このデエンファシスフィ
ルタ６１の出力において、分離回路６５は、復調器６６
で復調され装置の出力６７で使用可能な音声信号を抽出
し、一方輝度信号と基準色信号からなる画像信号は出力
６８に供給される。
ルタ６１において処理される。このデエンファシスフィ
ルタ６１の出力において、分離回路６５は、復調器６６
で復調され装置の出力６７で使用可能な音声信号を抽出
し、一方輝度信号と基準色信号からなる画像信号は出力
６８に供給される。
【００４２】本発明を示す目的で実施例により詳細に記
載された受信器は、本発明の範囲からはずれない程度の
若干異なるセットアップをすることもできる。この点で
の変更は当業者にとって公知である。
載された受信器は、本発明の範囲からはずれない程度の
若干異なるセットアップをすることもできる。この点で
の変更は当業者にとって公知である。
【図１】それを参照して本発明の原理を記載する位相固
定ロープタイプの復調装置の一般的な回路図を示す図で
ある。
定ロープタイプの復調装置の一般的な回路図を示す図で
ある。
【図２】制御電圧に対して何の補正も行われなかった場
合の制御電圧の作用としてのキャパシタンスおよび周波
数の曲線を示す図である。
合の制御電圧の作用としてのキャパシタンスおよび周波
数の曲線を示す図である。
【図３】本発明に従って得られた図２と同様の曲線を示
す図である。
す図である。
【図４】変動キャパシタンスと同等なギルバートセル回
路およびこの変動キャパシタンスの制御信号の非直線補
正を行なう増幅器の回路図を示す図である。
路およびこの変動キャパシタンスの制御信号の非直線補
正を行なう増幅器の回路図を示す図である。
【図５】本発明の周波数復調回路を備える受信機の単純
化した回路を示す図である。
化した回路を示す図である。
１１ 発振器 １２ 移相比較器 １４ 入力 １６ 入力 １８ ローパスフィルタ １９ 増幅器 ２０ 電気モジュール ２２ 出力端子 ３０ ギルバートセル ３５ 第１の入力端子 ３６ 第２の入力端子 ３８ オフセット電圧装置 ４２ 第１の入力ステージ ４４ 第２の入力ステージ
Claims (6)
- 【請求項１】 移相固定ループを使用するタイプの周波
数変調された信号を復調するための装置であって、制御
電圧によって制御可能な周波数を有する出力信号を供給
する発振器と、２つの入力を有し、一つの入力が復調す
べき信号を受け取り、もう一方の入力が発振器からの出
力信号を受け取る移相比較器とを備え、前記移相比較器
の出力が、発振器に対し前記制御電圧を供給するフィル
タ手段に信号を供給するとともに、復調装置に対し出力
信号を供給する装置において、発振器が、インダクタン
ス、固定キャパシタンスおよび変動キャパシタンスの並
列接続によって形成されたタイプの共振回路を備えてお
り、その変動キャパシタンスが、少なくとも固定キャパ
シタと接続した電気的モジュールによって形成され、前
記モジュールに印加される制御電圧の作用として、固定
された周波数レンジにおいて、変動キャパシタンスの値
の作用として発振器の周波数応答の直線偏差を補うため
の直線偏差を示す値を有する変動キャパシタンスの同等
物を供給することを特徴とする装置。 - 【請求項２】 電気的モジュールが、差動出力相互コン
ダクタンスタイプの増幅器と、２つの固定キャパシタン
スと対称的に接続されたギルバートセルとを備え、この
増幅器が、ギルバートセルの入力に印加された電圧を有
するダイオードの出力でチャージされることを特徴とす
る請求項１記載の復調装置。 - 【請求項３】 制御電圧の作用により変動キャパシタン
スを変動させるための規則が、双曲線タイプであること
を特徴とする請求項２記載の復調装置。 - 【請求項４】 増幅器が、前記ダイオードに接続された
出力電極と、直線抵抗を介して相互に接続され、２つの
電流源によって供給される基準電極とから構成される差
動出力ステージを備え、そこで前記増幅器が、それぞれ
が前記制御電圧を受け取る２つの入力ステージを備え、
第１の入力ステージが、実質的に直線変換機能を特徴と
する差動タイプであり、電圧において互いに補足しあう
とともに、出力ステージの入力に接続された出力を有
し、第２の入力ステージが、また、実施的に直線変換機
能を特徴とし、出力ステージに供給する２つの電流源に
よって供給される電流に比例するコマンドを供給する単
一の電圧出力を有することを特徴とする請求項３記載の
復調装置。 - 【請求項５】 増幅器の第１および第２の入力ステージ
のそれぞれが所定のオフセット電圧を備えることを特徴
とする請求項４記載の復調装置。 - 【請求項６】 請求項１〜５のいずれか１項に記載の復
調装置を備えることを特徴とするテレビジョン信号を受
信するための装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9512865 | 1995-10-31 | ||
| FR9512865 | 1995-10-31 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09186527A true JPH09186527A (ja) | 1997-07-15 |
Family
ID=9484107
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8290167A Abandoned JPH09186527A (ja) | 1995-10-31 | 1996-10-31 | 周波数変調された信号を復調するための移相固定ループタイプの装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5786726A (ja) |
| EP (1) | EP0772289A1 (ja) |
| JP (1) | JPH09186527A (ja) |
| KR (1) | KR100391532B1 (ja) |
| CN (1) | CN1076544C (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6229864B1 (en) * | 1997-12-18 | 2001-05-08 | Philips Electronics North America Corporation | Phase locked loop lock condition detector |
| WO2004075412A2 (en) * | 2003-02-14 | 2004-09-02 | Mcdonald James J Iii | Circuit to linearize gain of a voltage controlled oscillator over wide frequency range |
| GB2442774A (en) * | 2006-10-12 | 2008-04-16 | Ericsson Telefon Ab L M | Electronically adjustable gain slope controller circuit |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4132964A (en) * | 1977-07-28 | 1979-01-02 | National Semiconductor Corporation | Non-linearity correction in wide range voltage controlled oscillators |
| DE2803400C2 (de) * | 1978-01-26 | 1980-03-06 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Schaltung zur Frequenzvariation eines spannungsgesteuerten Oszillators |
| US4374335A (en) * | 1980-05-19 | 1983-02-15 | Precision Monolithics, Inc. | Tuneable I.C. active integrator |
| JPS5967012U (ja) * | 1982-10-26 | 1984-05-07 | 株式会社ケンウッド | Ｆｍ復調器 |
| FR2556526A1 (fr) | 1983-12-09 | 1985-06-14 | Plessey Overseas | Detecteur de signaux radioelectriques modules en frequence |
| GB2210742A (en) * | 1987-10-05 | 1989-06-14 | Philips Nv | Frequency difference detector (fdd) and a carrier modulated receiver including such a fdd |
| US5398002A (en) * | 1989-02-15 | 1995-03-14 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Automatic frequency control system by quadrature-phase in frequency or phase demodulating system |
| JPH0691413B2 (ja) * | 1989-03-20 | 1994-11-14 | 株式会社東芝 | リアクタンス制御回路 |
| FR2714775B1 (fr) * | 1993-12-30 | 1996-03-29 | Sgs Thomson Microelectronics | Capacité commandée en tension. |
| GB9418526D0 (en) * | 1994-09-14 | 1994-11-02 | Plessey Semiconductors Ltd | Semiconductor circuit arrangements |
-
1996
- 1996-10-24 EP EP96202970A patent/EP0772289A1/fr not_active Withdrawn
- 1996-10-29 US US08/741,166 patent/US5786726A/en not_active Expired - Fee Related
- 1996-10-31 CN CN96121921A patent/CN1076544C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1996-10-31 JP JP8290167A patent/JPH09186527A/ja not_active Abandoned
- 1996-10-31 KR KR1019960050729A patent/KR100391532B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0772289A1 (fr) | 1997-05-07 |
| KR100391532B1 (ko) | 2003-11-20 |
| KR970024613A (ko) | 1997-05-30 |
| US5786726A (en) | 1998-07-28 |
| CN1076544C (zh) | 2001-12-19 |
| CN1155181A (zh) | 1997-07-23 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A762 | Written abandonment of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A762 Effective date: 20050523 |