JPH06244643A

JPH06244643A - 自己同調直角検出器をもつｆｍ復調器

Info

Publication number: JPH06244643A
Application number: JP5345698A
Authority: JP
Inventors: Michael Mcginn; マイケル・マッギン
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1992-12-31
Filing date: 1993-12-22
Publication date: 1994-09-02
Also published as: EP0604735A1; US5293135A

Abstract

(57)【要約】直角検出器は、未知の周波数で動作するインターキャリ
ア信号をＦＭ復調するＬＣタンク回路は、マルチプライ
ヤの入力の両端で９０度の移相を展開する。マルチプラ
イヤの出力は、増幅および帰還され、リアクタンス段を
制御して、マルチプライヤの入力におけるリアクタンス
負荷を調整して、インタ−キャリア信号の周波数に関わ
らず所定の位相関係を維持する。位相補償段は、帰還信
号にも応答して、マルチプライヤの入力の実際の成分を
除去する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、一般にＦＭ復調器に関
し、さらに詳しくは、自己同調直角検出器を持つＦＭ復
調器に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＦＭ復調器は、送信された信号を復調し
て、ＲＦ（無線周波数）搬送波（キャリア）から音声お
よびビデオ信号を抽出しなければならないテレビ受像器
でよく用いられる。簡単にいうと、ビデオ情報はビデオ
搬送波ｆ_c 上でＡＭ変調され、音声信号が音声搬送波ｆ
_s 上でＦＭ変調される。送信されたＲＦ信号周波数は、
チューナを通じてＩＦ（中間周波数）信号まで下げら
れ、ベースバンドに復調される。ＩＦ信号の復調後、ビ
デオ情報はビデオ・ベースバンド信号となるが、音声情
報はビデオ搬送波ｆ_c と音声搬送波ｆ_s との差の音声イ
ンターキャリア（ｆ_c −ｆ_s ）上で変調されたままの状
態になる。米国では、ビデオ搬送波ｆ_c は、４５．７５
ＭＨｚに設定され、音声搬送波ｆ_s は、４１．２５ＭＨ
ｚに設定されるので、ｆ_c −ｆ_s の音声インターキャリ
アは４．５ＭＨｚになる。復調されたＩＦ信号は、トラ
ップ（帯域阻止）フィルタによりさらに処理されて、ｆ
_s 音声搬送波を除去し、ビデオ情報をルマ（luma: 黒と
白）およびクロマ（chroma: カラー）として回収する。
ルマおよびクロマからＲＧＢ信号が生成されて、ＣＲＴ
スクリーンを駆動する。同様に、復調されたＩＦ信号
は、帯域通過フィルタを通じて処理され、音声インター
キャリアを分離して、次に直角検出器によりＦＭ復調さ
れて音声情報を回収する。

【０００３】テレビ受像器におけるＦＭ復調器の問題
は、テレビジョン信号の伝送に世界的に用いられる搬送
波の周波数が様々なことである。世界的に用いられるテ
レビジョン搬送波周波数の１つの基準はない。音声処理
経路では、直角検出器は通常、所定の音声インターキャ
リア周波数においてマルチプライヤの入力の間に９０度
の移相を生成するように同調された一定のインダクタ−
コンデンサ（ＬＣ）タンク回路を用いる。残念ながら、
音声インターキャリアは、国によって、たとえば４．５
ＭＨｚから６．５ＭＨｚの間で変動する。そのために、
直角検出器の製造業者は、ＬＣタンク回路を正しく予備
同調させるためには、輸入する国の基準に留意しなけれ
ばならない。このようなカストマイゼーションのために
商業ベースの製造には経費がよけいにかかり、流通過程
も複雑になる。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】複数の周波数基準があ
るために、良好に定められた方法である範囲の周波数上
で自己同調することができ、線形性を改善することので
きる直角検出器が必要である。

【０００５】

【課題を解決するための手段】簡単にいうと、本発明
は、ある周波数で動作する第１および第２入力信号を受
け取る第１および第２入力をもつマルチプライヤ回路を
含む直角検出器によって構成される。第１回路は、第１
ノードでマルチプライヤの第２入力に結合された出力を
有してリアクタンス負荷（reactive load ）を展開し、
第１および第２入力信号の間に所定の位相関係を設定す
る。第２回路は、マルチプライヤの出力と第１ノードと
の間に結合されてリアクタンス負荷を調整し、第１およ
び第２入力信号の周波数が変化しても所定の位相関係を
維持する。

【０００６】別の観点では、本発明は、ある周波数で動
作する入力信号を復調する方法であって、この方法は、
入力信号を増幅して第１および第２出力信号を設ける段
階と、第２出力を交流結合して直流成分を除去し第１お
よび第２入力信号の間に所定の移相を生成して、さらに
交流結合された出力信号を設ける段階と、第１出力信号
と交流結合された出力信号を乗算して乗算信号を設ける
段階と、リアクタンス負荷を展開して第１出力信号と交
流結合された出力信号との間に所定の位相関係を設定す
る段階と、リアクタンス負荷を調整して、入力信号の周
波数が変化しても所定の位相関係を維持する段階とによ
って構成される。

【０００７】

【実施例】図１では、音声情報でＦＭ変調された音声イ
ンターキャリア信号ｆ_c −ｆ_s が、制限ＩＦ増幅器１０
に送られる。音声インターキャリアは、たとえば４．５
ＭＨｚで、１００ｍｖないし１００ｍｖＲＭＳの入力振
幅で、正弦動作を行う。制限ＩＦ増幅器１０は、それぞ
れのゲインが、音声インターキャリア信号を二乗する
（square-up ）ようになっている一連の作動増幅器段
（図示せず）により構成される。増幅器１０の第１出力
は差分であり、最後の差動ゲイン段の後に差動エミッタ
−フォロア段（図示せず）が設けられている。第２出力
は、差動エミッタ−フォロア段の両側で１ダイオードず
つレベルがシフトダウンされており、マルチプライヤ１
２に３００ｍｖの差動方形波を送る。増幅器１０の第１
出力は、コンデンサ１４を通じてノード１６においてＬ
Ｃタンク回路に交流結合され、マルチプライヤ１２に入
力を送る。コンデンサ１４は５ｐｆに選択することがで
きる。ＬＣタンク回路には、ノード１６と、５ＶＤＣな
どの正の電位Ｖ_CCで動作する電源導体２４との間に並列
に接続されたインダクタ１８とコンデンサ２０とが含ま
れる。

【０００８】図２にマルチプライヤ１２の詳細を示す
が、ここではトランジスタ２６，２８が増幅器１０の第
２出力から差動方形波を受け取る。トランジスタ３０，
３６は、図示されるようにそのベースにおいて交流結合
された正弦波を受け取り、トランジスタ３２，３４は基
準電位Ｖ_REF2を受け取る。マルチプライヤ１２とＬＣタ
ンク回路１８〜２０を組み合せると、直角検出器として
動作して、音声インターキャリア信号からの音声情報を
ＦＭ復調する。ＬＣタンク回路１８〜２０は、周波数の
変動を位相の変動に変換し、マルチプライヤ１２は、そ
の入力間の周波数を伴う位相の変動を、出力電流の変化
に変換する。ＬＣタンク回路１８〜２０は、音声インタ
ーキャリアの中心周波数において、増幅器１０の第１出
力とノード１６との間に９０度の移相を行い、音声イン
ターキャリア信号に応答してマルチプライヤ１２に実質
的にゼロの電流を出力させる。マルチプライヤ１２から
出力される電流はすべて、被変調音声信号の小さな周波
数変動に帰するものである。このように、ＬＣタンク回
路１８〜２０が音声インターキャリア信号の周波数に適
切に同調されていると、マルチプライヤ１２は音声イン
ターキャリアを除去して音声信号だけを残す。

【０００９】本発明の利点の１つは、帰還を行って自動
的にＬＣタンク回路１８〜２０を自己同調させ、音声イ
ンターキャリア信号の周波数を一致させることである。
この特徴により、すべてといわないまでも大半の国にお
ける動作の多くの伝送周波数基準に対応して、しかも良
好な信号対雑音比（ＳＮＲ）を維持し、マルチプライヤ
１２の入力間の位相誤差を小さくすることにより線形性
を改善する。

【００１０】図１に戻るが、マルチプライヤ１２の差動
出力は、増幅器４０を通じてたとえば１０² 倍大きくな
る。増幅器４０は、電流を出力して、１．５ボルトで動
作する基準電位Ｖ_REF1だけオフセットされている抵抗４
２の両端に電圧を展開する。増幅器４４は、抵抗４２の
両端に展開された電圧をたとえば６倍増幅し、一方で増
幅器４６は、同じ電圧をたとえば１０⁵ 倍増幅する。増
幅器４４の出力は、統一利得(unity-gain)バッファ増幅
器４８を通じて処理され、テレビジョン・セット内に音
声を生成するための音声信号となる。抵抗５０とコンデ
ンサ５２は、増幅器４６の出力において２０Ｈｚの低域
通過フィルタとなる。増幅器４６は、ユニティ−ゲイン
・バッファ増幅器５４を通じてノード５８に負の帰還ル
ープを送る。位相補償段６０とリアクタンス段６２と
は、ノード１６で抵抗およびリアクタンス・インピーダ
ンスを調整して、それに従ってＬＣタンク回路１８〜１
０の中心周波数が調整され、音声インターキャリア周波
数を一致させる。この装置により、全同調範囲に渡り音
声出力において小さな直流変化が起こり、２０Ｈｚ以上
に削減されたループ・ゲインのために音声出力で完全な
３．０ボルトのピーク対ピーク（peak-to-peak）音声信
号が展開される。

【００１１】位相補償段６０とリアクタンス段６２が図
３に示される。リアクタンス段６２には、Ｖ_CCで動作す
る電源導体２４に結合されたコレクタと、２．０ボルト
で動作する基準電位Ｖ_REF3を受け取るために結合された
ベースとを有するトランジスタ７０が含まれる。トラン
ジスタ７０のエミッタは、トランジスタ７２のベース
と、ダイオード構造のトランジスタ７４のコレクタおよ
びベースとに結合される。トランジスタ７２には、ノー
ド１６に結合されたコレクタが含まれる。トランジスタ
７２，７６のエミッタは、共に電流源８０の出力に結合
される。トランジスタ７６は、そのコレクタを電源導体
２４に結合させ、ベースを電流源８６の出力においてダ
イオード構造のトランジスタ８２のコレクタおよびベー
スに結合させている。コンデンサ８８は、トランジスタ
７２，８２のコレクタ間に結合される。トランジスタ８
２のエミッタは、電流源９０の出力においてトランジス
タ７４のエミッタに結合される。抵抗９４，９６は、電
流源８０，９０間に直列に結合されノード５８で相互接
続されている。リアクタンス段６２の抵抗９４，９６内
を流れる電流はすべて、トランジスタ７４，８２を流れ
る電流とトランジスタ７２，７６を流れる電流との間に
不均衡を起こす。抵抗９４は、３Ｋオームに選択でき、
抵抗９６は２０Ｋオームに設定できる。

【００１２】位相補償段６０には、トランジスタ１００
が含まれ、トランジスタ１００は、電源導体２４に結合
されたコレクタと、３．０ボルトで動作する基準電位Ｖ
_REF4を受け取るために結合されたベースとを有する。ト
ランジスタ１００のエミッタは、トランジスタ１０２の
ベースと、トランジスタ１０４のコレクタとに結合され
る。トランジスタ１０４のベースは、エミッタ−フォロ
ア・トランジスタ１０５を介してノード１６に結合され
る。トランジスタ１０２には、電源導体２４に結合され
たコレクタが含まれる。トランジスタ１０５のエミッタ
は、電流源１０７の出力に結合され、トランジスタ１０
２，１０６のエミッタは共に電流源１０８の出力に結合
される。トランジスタ１０６は、そのコレクタをノード
１６に結合させ、ベースをトランジスタ１１０のエミッ
タとトランジスタ１１２のコレクタとに結合させてい
る。トランジスタ１１０のコレクタは、ノード１６に結
合され、そのベースは基準電位Ｖ_REF4を受け取る。トラ
ンジスタ１１２のベースは、基準電位Ｖ_REF3を受け取
る。抵抗１１８は、トランジスタ１０４，１１２のエミ
ッタにおいて、それぞれ電流源１２０，１２２の出力間
に結合されている。抵抗１２４は、ノード５８と、トラ
ンジスタ１０２，１０６のエミッタ接地との間に結合さ
れる。

【００１３】リアクタンス段６２の動作は、以下のよう
に進行する。電流源８０，９０は、それぞれ０．５ミリ
アンプのＩ₈₀およびＩ₉₀の等しい電流を導電するように
あらかじめ設定され、電流源８６は、Ｉ₉₀／２に等しい
電流Ｉ₈₆を導電するように設定される。交流電流Ｉ_C
は、コンデンサ８８とトランジスタ８２とを通る。コン
デンサ８８は、１８ｐｆに選択できる。４．５ＭＨｚの
音声インターキャリア周波数が、インダクタ１８（１５
ｍｈ）とコンデンサ２０（５６ｐｆ）の値だけに基づ
き、ＬＣタンク回路の中心周波数に一致するものとす
る。マルチプライヤ１２の入力の両端には９０度の移相
が現れ、その出力は実質的にゼロになる。マルチプライ
ヤ１２から出力される信号はすべて、音声インターキャ
リア上の被変調音声信号に帰され、これを増幅器４４
は、たとえば３．０ボルトのピーク対ピークで変動する
音声出力信号としてピックアップする。

【００１４】増幅器４０，４６は、それぞれ直流で１０
² および１０⁵ の大きなループ・ゲインを設ける。しか
しマルチプライヤ１２の信号レベルは小さく、ＬＣタン
ク回路１８〜２０の平均音声インターキャリア周波数と
未補償の中心周波数ｆ_T との間には誤差がゼロなので、
増幅器５４を通る帰還信号は事実上なくなる。そのため
に、抵抗９４，９６を通る電流は実質的になくなり、そ
の結果トランジスタ７２，７６を通る電流はそれぞれ−
Ｉ_C およびＩ_C となる。ノード１６を介してＬＣタンク
回路１８〜２０を流れる正味の容量性電流Ｉ_C はなくな
る。リアクタンス段６２は、補正が必要ないために、Ｌ
Ｃタンク回路の中心周波数に対して影響を与えない。

【００１５】ここで、音声インターキャリア周波数が、
たとえば４．０ＭＨｚまで下がって、そのためにＬＣタ
ンク回路１８〜２０の未補償中心周波数（４．５ＭＨ
ｚ）とは一致しないものとする。たとえば、テレビを異
なる伝送基準を持つ国に移動させた場合、インターキャ
リア周波数が変わる。マルチプライヤ１２の入力の両端
の移相は、９０度から移動し、マルチプライヤ１２の出
力でゼロでない信号を生成する。増幅器４０は、マルチ
プライヤ４０の出力信号を増幅して、抵抗４２を通る電
流を流し、増幅器４６の入力の両端に電圧を展開する。
帰還信号がマルチプライヤ４６の出力に現れる。より高
い周波数の交流信号が、抵抗５０およびコンデンサ５２
により接地面に送られ、それによってループ・ゲインは
２０Ｈｚ以上に減衰される。２０Ｈｚ未満の交流帰還信
号は、増幅器５４を通り、電圧として位相補償段６０と
リアクタンス段６２とに印加される。

【００１６】音声インターキャリア周波数ｆ_c −ｆ_s
と、ＬＣタンク回路１８〜２０の未補償中心周波数との
不一致のために、ノード５８の電圧が上がっているとす
る。ノード５８で電圧が上昇したために、抵抗９４，９
６を通り、電流源８０，９０にはそれぞれ等しくない電
流Ｉ₉₄，Ｉ₉₆が流れる。抵抗９４は、抵抗９６より小さ
いことを思い出してほしい。抵抗９４には、抵抗９６よ
りも大きな電流が流れ、そのためにトランジスタ７２，
７６にはトランジスタ７４，８２よりそれぞれ小さい電
流が流れる。図３に示される構造では、トランジスタ７
４，８２内の交流／直流比は、トランジスタ７２，７６
の交流／直流比と同じである。トランジスタ７２を通る
電流の交流成分が減り、そのためにノード１６に流れ込
む容量性電流が変化する。これにより、ＬＣタンク回路
１８〜２０の両端に、可変する正の容量が有効に生まれ
る。ＬＣタンク回路１８〜２０の中心周波数は、この有
効な電流の変化のために、より高い周波数に移動する。

【００１７】逆に、音声インターキャリア周波数がＬＣ
タンク回路１８〜２０の未補償中心周波数よりも大きい
場合は、ノード５８の電圧は下がり、等しくない電流Ｉ
₉₄＞Ｉ₉₆が抵抗９４，９６を流れる。しかし、抵抗９
４，９６は電流源８０，９０からノード５８に対し電流
を流し込む。トランジスタ７２，７６は、トランジスタ
７４，８２よりも多くの電流を導電させて、トランジス
タ７２を通る電流の交流成分が増える。総合的な効果と
して、ノード１６に流れ込む容量性電流が増大し、それ
によりＬＣタンク回路１８〜２０の両端に可変する負の
容量が有効に生まれる。ＬＣタンク回路１８〜２０の中
心周波数は、有効な容量の変化により低い周波数に移動
する。

【００１８】本発明のもう１つの主な特徴は、ノード１
６で実際の交流信号成分をすべて補正する位相補償回路
６０により提供される。ノード１６に流れ込む電流が、
ＬＣタンク回路１８〜２０の両端の電圧に関して９０度
進んでおり、容量性の電流として現れることは重要なこ
とである。従って、位相補償回路６０は、ノード１６に
流れ込む電流からの実際の交流信号成分を除去して、純
粋にリアクタンスとしてふるまう。

【００１９】位相補償回路６０の構造と動作は、リアク
タンス段６２に関して説明されたものと同様である。こ
こでも、音声インターキャリア周波数とＬＣタンク回路
１８〜２０の未補償の中心周波数との不一致のために、
ノード５８の電圧が上がっているものとする。ノード１
６の信号は、エミッタ−フォロア・トランジスタ１０４
を通じて緩衝され、電圧Ｖ_T が抵抗１１８の両端に展開
され、これはＬＣタンク回路１８〜２０の両端の電圧と
等しい。Ｖ_T ／Ｒ₁₁₈ に等しい電流が、トランジスタ１
００，１０４を流れる。ただしＲ₁₁₈ は抵抗１１８の値
とする。−Ｖ_T／Ｒ₁₁₈ に等しい対応の電流が、トラン
ジスタ１１０，１１２に流れる。電流の負の成分を、Ｌ
Ｃタンク回路１８〜２０の両端の電圧に関して位相が逆
の成分として定義して、電流の正の成分をＬＣタンク回
路１８〜２０の両端の電圧に関して同相のものと定義す
ることにより、ノード１６の交流信号の負の成分はすべ
てトランジスタ１１０，１１２により供給された電流の
等しい逆の成分によって補償される。

【００２０】位相補償段６０のゲインを制御するため
に、ノード５８で上昇している電圧により、電流は抵抗
１２４を通じて電流源１０８に流れ込み、それによりト
ランジスタ１０２，１０６を通る電流が小さくなる。リ
アクタンス段６２の構造と同様に、トランジスタ１０
２，１０６の交流／直流比は、トランジスタ１０４，１
１２の交流／直流比と同じである。このため、トランジ
スタ１０６を通る電流の実際の交流成分が少なくなり、
それによってノード１６から引き出される正の抵抗性電
流が変動する。逆に、音声インターキャリア周波数が、
ＬＣタンク回路１８〜２０の未補償の中心周波数よりも
高い場合は、ノード５８の電圧は下がって、抵抗１２４
によりノード５８に電流が流れ込む。トランジスタ１０
６を通る電流の実際の交流成分は、それに従って増え
て、ノード１６からより多くの抵抗性電流を引き出す。

【００２１】このように、リアクタンス段６２は、ノー
ド１６において信号のリアクタンス成分を処理して、音
声インターキャリアの周波数とは関わらずに、マルチプ
ライヤ１２の入力の両端に実質的に９０度の移相を行
う。位相補償段６０は、ノード１６の実際の成分をすべ
て処理して、純粋なリアクタンス行動を保障する。

【００２２】本発明の特定の実施例が図示および説明さ
れたが、当業者には更なる改良および改善が可能であろ
う。本発明は図示された特定の形式に制限されるもので
はなく、添付の請求項は本発明の精神と範囲から逸脱し
ないすべての改良を包括するものであることを理解され
たい。

【図面の簡単な説明】

【図１】直角検出器を図示する簡単な概略ブロック図で
ある。

【図２】図１のマルチプライヤを示す概略図である。

【図３】図１のリアクタンス段と位相補償段を示す概略
図である。

【符号の説明】

１０制限ＩＦ増幅器１２マルチプライヤ１４，２０，５２コンデンサ１６，５８ノード１８インダクタ２４導体４０，４４，４６，４８，５４増幅器４２，５０抵抗６０位相補償段６２リアクタンス段Ａ音声インターキャリア上の音声Ｂ音声Ｖ_CC 電位Ｖ_REF 基準電位

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１および第２入力と、出力とを有する
マルチプライヤ回路（１２）であって、前記第１および
第２入力が、ある周波数で動作する第１および第２入力
信号を受信するマルチプライヤ回路（１２）；第１ノー
ド（１６）において前記マルチプライヤの前記第２入力
に結合された出力を有し、リアクタンス負荷を展開し、
前記第１および第２入力信号間に所定の位相関係を設定
する第１手段（１８〜２０）；および前記マルチプライ
ヤの前記出力と前記第１ノードとの間に結合され、前記
リアクタンス負荷を調整して、前記第１および第２入力
信号の前記周波数が変化しても前記の所定の位相関係を
維持する第２手段（４０〜６２）；によって構成される
ことを特徴とする直角検出器。
【請求項２】ある周波数で動作する入力信号を受け取
り、第１および第２出力においてそれぞれ第１および第
２出力信号をもたらす第１増幅器（１０）；第１および
第２入力と差動出力とを有し、前記第１入力が前記第１
増幅器から前記第１出力信号を受け取るマルチプライヤ
回路（１２）；前記第１増幅器の前記第２出力と、前記
マルチプライヤ回路の前記第２入力の第１ノードとの間
に結合された第１コンデンサ（１４）；前記第１ノード
に結合された出力を有して、リアクタンス負荷を展開さ
せ、前記マルチプライヤ回路の前記第１および第２入力
における信号間に所定の位相関係を設定する第１手段
（１８〜２０）；および前記マルチプライヤ回路の前記
差動出力と前記第１ノードとの間に結合され、前記リア
クタンス負荷を調整して、前記入力信号の前記周波数が
変化しても前記の所定の位相関係を維持する第２手段
（４０〜６２）；によって構成されることを特徴とする
直角検出器。
【請求項３】ある周波数で動作する入力信号を復調す
る方法であって：入力信号を増幅して、第１および第２
出力信号を設ける段階；前記第２出力信号を交流結合し
て、直流成分を除去し、前記第１および第２入力信号間
に所定の移相を行いながら、交流結合された出力信号を
設ける段階；前記第１出力信号と前記交流結合された出
力信号とを乗算し、被乗算信号を設ける段階；リアクタ
ンス負荷を展開して、前記第１出力信号と前記交流結合
された出力信号との間に所定の位相関係を設定する段
階；および前記リアクタンス負荷を調整して、前記入力
信号の前記周波数が変化しても前記の所定の位相関係を
維持する段階；によって構成されることを特徴とする方
法。