JPS5880903A - テレビジヨン信号処理装置 - Google Patents
テレビジヨン信号処理装置Info
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- JPS5880903A JPS5880903A JP56179469A JP17946981A JPS5880903A JP S5880903 A JPS5880903 A JP S5880903A JP 56179469 A JP56179469 A JP 56179469A JP 17946981 A JP17946981 A JP 17946981A JP S5880903 A JPS5880903 A JP S5880903A
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- video
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はテレビジタン受像機に用いられるテレビジョン
信１号処理装置に関係するものであり、特に１．ビデオ
同期検波器の検波特性および動作安定性を改良しようと
するもの°である。
信１号処理装置に関係するものであり、特に１．ビデオ
同期検波器の検波特性および動作安定性を改良しようと
するもの°である。
変調されたテレビシコン信号を受信し同期検波器を用い
てビデオ信号を再生するには一般的に第１図の構成が用
いられる。すなわち、無線周波（以下ＲＦと略称する）
増幅器１で増幅された信号は周波数変換器２で所望の信
号周波数成分のみを標準の中間周波（以下ＩＦ と略称
する）信号に変換するための局部発振器３の出力信号と
混合される。国内の標準ｉＦ周波数は映像ｉＦ搬送波が
５８．７５ＭＨｚ 、音声ｉＦ搬送波が５４．２５ＭＨ
ｚであり、通常局部発振器３は受信したＲＦテレビジョ
ン信号周波数より高い、いわゆる上側へテロダイン方式
が用いられる。ｉＦ フィルタ４は映像ｉＦ倍信号対し
て所定の周波数特性を与えるとともに不要な信号成分を
除去し、さらには音声ｉＦ倍信号振幅レベルを設定し、
後段の可変利得のｉＦ増幅器６．ビデオ検波器６が映像
ｉＦ倍信号音声ｉＦ倍信号の間で相互干渉を生じないよ
うにするものである。ビデオ検波器６を既知の同期検波
手段で構゛成するには同期搬送波を再生するための発振
器７．が映像ｉＦ倍信号搬送波と同期し、また導、ｌｌ
ｌ７１で示した発振出力信号が前記の搬送波に対して０
もしくはπ（ｒａｄ）の相対位相関係に維持することが
必要である。第２図は同期搬送波を再生するだめの位相
制御ループの構成を示した一例である。図においては前
記の発振器７の出力信号を略π、／２ （ｒ ａｄ ）
の移相器８を介して位相比較器９に供給し、信号入力端
子Ｔ２の映像ｉＦ倍信号搬送波成分を搬送波抽出回路１
０で得て導線７３で供給し、これら２つの信号を位相比
較して誤差信号電圧を出力端子Ｔ３に発生する。低域ろ
波器１１はこの誤差信号電圧の略直流成分を発振器の制
御電圧とするが、テレビジョンへの応用においては前記
の発振器７かもしくは特公昭４９−７８４５号公報に記
載の如く局部発振器３を制御して同期搬送波を再生し、
いずれも位相比較器９の２つの入力信号、すなわち信号
入力端子Ｔ２ と導線７２との信号の位相差がπ／２（
ｒａｄ）となるように発振器の周波数および位相を制御
し、従って第１図の信号中力端子Ｔ１ にビデオ信号お
よび４．５ＭＨｚのインターキ゛ヤリア音声信号を生ず
る。同期検波器をテレビジョンのビデオ検波段へ応用す
る場合、特に家庭用テレビジョンにおいては特別の新規
な問題が生じる。ＲＦ倍信号周波数変換するだめの局部
−振器３の発振周波数が周囲温度の変化あるいは経年変
化等によって標準周波数と異なってしまうことはよく知
られていることであるが、不所望なテレビジョン信号、
あるいは他の無線周波信号による妨害を避けるために故
意に離調さすてｉＦ周波数を偏移させる必要もあり、こ
れらに対してビデオ検波器は安定に、また良好な検波特
性が維持されなければならない。第１図および第２図を
用いて説明した既知のビデオ同期検波器を用いたテレビ
ジョン信号処理装置では第１に搬送波抽出回路−１０が
通常第３図ａで示すような可変のコイル１ｏ１、コンデ
ンサ１０２および一定振幅の搬送波を得るだめのダイオ
ード対１０３ 、１０４とからなる同調性周波数選択回
路が用いられ、その振幅および位相特性は例えば第３図
す、ｃに示すように゛周波数に対して変化する。従って
局部発振器を標準の周波数より離調する必要がある場合
には前記の同調選択回路の位相推移がビデオ検波器の検
波位相を変える欠点が生じる。第２の欠点は位相比較器
９を含む位相制御ループの周波数引込みレンジはループ
の交流利得に関係し、主として低域ろ波器１１の時定数
により決定されることは既知であり、良好な検波特性を
得るには低域ろ波器１１０時定数を十分大きくせざるを
得ないことにある。しかし前記のようにテレビシロン受
像機では映像機では映像ｉＦ搬送波は標準の周波数より
数百ＫＨｚ乃至１１ＡＨ２離調される場合があり低域ろ
波器の時定数を十分大きくした場合にはビデオ信号°を
再生できないという極めて大なる欠点をもっている。
てビデオ信号を再生するには一般的に第１図の構成が用
いられる。すなわち、無線周波（以下ＲＦと略称する）
増幅器１で増幅された信号は周波数変換器２で所望の信
号周波数成分のみを標準の中間周波（以下ＩＦ と略称
する）信号に変換するための局部発振器３の出力信号と
混合される。国内の標準ｉＦ周波数は映像ｉＦ搬送波が
５８．７５ＭＨｚ 、音声ｉＦ搬送波が５４．２５ＭＨ
ｚであり、通常局部発振器３は受信したＲＦテレビジョ
ン信号周波数より高い、いわゆる上側へテロダイン方式
が用いられる。ｉＦ フィルタ４は映像ｉＦ倍信号対し
て所定の周波数特性を与えるとともに不要な信号成分を
除去し、さらには音声ｉＦ倍信号振幅レベルを設定し、
後段の可変利得のｉＦ増幅器６．ビデオ検波器６が映像
ｉＦ倍信号音声ｉＦ倍信号の間で相互干渉を生じないよ
うにするものである。ビデオ検波器６を既知の同期検波
手段で構゛成するには同期搬送波を再生するための発振
器７．が映像ｉＦ倍信号搬送波と同期し、また導、ｌｌ
ｌ７１で示した発振出力信号が前記の搬送波に対して０
もしくはπ（ｒａｄ）の相対位相関係に維持することが
必要である。第２図は同期搬送波を再生するだめの位相
制御ループの構成を示した一例である。図においては前
記の発振器７の出力信号を略π、／２ （ｒ ａｄ ）
の移相器８を介して位相比較器９に供給し、信号入力端
子Ｔ２の映像ｉＦ倍信号搬送波成分を搬送波抽出回路１
０で得て導線７３で供給し、これら２つの信号を位相比
較して誤差信号電圧を出力端子Ｔ３に発生する。低域ろ
波器１１はこの誤差信号電圧の略直流成分を発振器の制
御電圧とするが、テレビジョンへの応用においては前記
の発振器７かもしくは特公昭４９−７８４５号公報に記
載の如く局部発振器３を制御して同期搬送波を再生し、
いずれも位相比較器９の２つの入力信号、すなわち信号
入力端子Ｔ２ と導線７２との信号の位相差がπ／２（
ｒａｄ）となるように発振器の周波数および位相を制御
し、従って第１図の信号中力端子Ｔ１ にビデオ信号お
よび４．５ＭＨｚのインターキ゛ヤリア音声信号を生ず
る。同期検波器をテレビジョンのビデオ検波段へ応用す
る場合、特に家庭用テレビジョンにおいては特別の新規
な問題が生じる。ＲＦ倍信号周波数変換するだめの局部
−振器３の発振周波数が周囲温度の変化あるいは経年変
化等によって標準周波数と異なってしまうことはよく知
られていることであるが、不所望なテレビジョン信号、
あるいは他の無線周波信号による妨害を避けるために故
意に離調さすてｉＦ周波数を偏移させる必要もあり、こ
れらに対してビデオ検波器は安定に、また良好な検波特
性が維持されなければならない。第１図および第２図を
用いて説明した既知のビデオ同期検波器を用いたテレビ
ジョン信号処理装置では第１に搬送波抽出回路−１０が
通常第３図ａで示すような可変のコイル１ｏ１、コンデ
ンサ１０２および一定振幅の搬送波を得るだめのダイオ
ード対１０３ 、１０４とからなる同調性周波数選択回
路が用いられ、その振幅および位相特性は例えば第３図
す、ｃに示すように゛周波数に対して変化する。従って
局部発振器を標準の周波数より離調する必要がある場合
には前記の同調選択回路の位相推移がビデオ検波器の検
波位相を変える欠点が生じる。第２の欠点は位相比較器
９を含む位相制御ループの周波数引込みレンジはループ
の交流利得に関係し、主として低域ろ波器１１の時定数
により決定されることは既知であり、良好な検波特性を
得るには低域ろ波器１１０時定数を十分大きくせざるを
得ないことにある。しかし前記のようにテレビシロン受
像機では映像機では映像ｉＦ搬送波は標準の周波数より
数百ＫＨｚ乃至１１ＡＨ２離調される場合があり低域ろ
波器の時定数を十分大きくした場合にはビデオ信号°を
再生できないという極めて大なる欠点をもっている。
本発明は上記のような一般家庭を対象とするテレビジョ
ン受像機に応用可能な高安定、低ひずみの信号処理装置
を提供するものである。
ン受像機に応用可能な高安定、低ひずみの信号処理装置
を提供するものである。
本発明にもとすくテレビジョン信号処理装置ではビデオ
同１期検波器の同期搬送波を再生するだめの位相制御ル
ープは映像ｉＦ増幅器の出方端子に実質的に非同調の結
合手段によって信号入力端子が接続された位相比較器と
ループフィルタを構成し、少なくとも異なる時定数に設
定ができる可変時定数の低域ろ波器の出力信号で電圧制
御形見振器の発振周波数が制御される。低域ろ波器はビ
デオ同期検波器の出力信号の略平均直流レベルを生成す
るための積分器とこの積分器出力の直流信号電圧を予め
設定された基準の直流電圧と比較するレベル比較器とを
含んでなる位相制御ループの同期状態を検出する同期検
出器の出力信号によってその時定数が選択される特徴を
もっており以下図面を参照して詳細に説明する。第４図
は本発明による信号処理装置の一例を示したブロック図
であ−る。同期搬送波を再生するための位相制御ループ
は位相比較器９、時定数が少なくとも２段階に切換え、
あるいは選択可能な低域ろ波器１２および電圧制御形見
振器７から構成され、発振器７の信号出力端子の導線７
１と７２の同期搬送波は相対位相差がπ／２（−ｒａｄ
）に設定されたものである。
同１期検波器の同期搬送波を再生するだめの位相制御ル
ープは映像ｉＦ増幅器の出方端子に実質的に非同調の結
合手段によって信号入力端子が接続された位相比較器と
ループフィルタを構成し、少なくとも異なる時定数に設
定ができる可変時定数の低域ろ波器の出力信号で電圧制
御形見振器の発振周波数が制御される。低域ろ波器はビ
デオ同期検波器の出力信号の略平均直流レベルを生成す
るための積分器とこの積分器出力の直流信号電圧を予め
設定された基準の直流電圧と比較するレベル比較器とを
含んでなる位相制御ループの同期状態を検出する同期検
出器の出力信号によってその時定数が選択される特徴を
もっており以下図面を参照して詳細に説明する。第４図
は本発明による信号処理装置の一例を示したブロック図
であ−る。同期搬送波を再生するための位相制御ループ
は位相比較器９、時定数が少なくとも２段階に切換え、
あるいは選択可能な低域ろ波器１２および電圧制御形見
振器７から構成され、発振器７の信号出力端子の導線７
１と７２の同期搬送波は相対位相差がπ／２（−ｒａｄ
）に設定されたものである。
導線５゛１は可変利得のｉＦ増幅器６の信号出力端子を
非、同調の結合手段１で位相比較器９の信号入力端子に
結合している。ビデオ検波器６の信号入力端子も位相比
較器９と同様の手段でｉＦ増幅器５に結合がなされてお
り、従ってこれらの検波器６゜比較器９を構成する２つ
の乗算器には同一の映像ｉＦ倍信号供給される。映像ｉ
Ｆ倍信号標準の周波数と異なる場合、すなわち受像機の
局部発振器の離調あるいは変化をともなう場合において
も本発明ではビデオ検波器および位相比較器の２つの入
力映像ｉＦ信号間に相対位相差は生じない。従って位相
制御ループによって再生された導線７１の尚期搬送波も
前記の映像ｉＦ倍信号の間の相対位相差も略々０もしく
はπ（ｒａｄ）でありビデオ検波器６は所定の検波位相
を維持できる。ビデオ増幅器１３は検波器６の出力ビデ
オ信号を所定の、振幅レベルに増幅し、その人力端子は
検波器ｅに直流結合される。ビデオ増幅器１ａの出力信
号は位相制御ループの同期状態を検出するための同期検
出器１４１．信号出力端子Ｔ４および雑音消去回路１６
゛に供給される。同期ビデオ検波器は一般的に再生搬送
波が映像ＩＦ信号の搬送波近傍の極めて微少な周波数あ
るいは位相変化についてのみ応答、 するものであるの
で既知の包絡線検波器、あるいは疑似的な同期検波器と
は著しく異なる検波特性をも°っている。低域ろ波器１
２はビデオ検波器が低ひずみの特性を維持できるように
その時定数が十分大きく設定されるのが普通であり、こ
の場合映像ｉＦ倍信号搬送波周波数の偏移に対して位相
制御ループの周波数引込み範囲が狭いために同期外れを
生じる。ビデオ検波器６はループの非同期モードでは印
加された２つの入力信号の積成分をその信号出力端子に
発生し、通常は２信号間のビート信号を生じる。また、
受信したＲＦ倍信号混入したパルス雑音成分は信号成分
と同様に周波数変換−および増幅されてビデ“オ検波器
６に印加されるが、導線７１で示した同期搬送波との間
で、位相制御ループの同期、非同期モードに関係なく一
定の位相関係をもたないので検波器６によってベースバ
ンドの雑音周波数に変換される。ビデオ増幅器１゛３の
出力信号は、前記のように位相制御ループの２つのモー
ドに対応して異なり、この信号を用いた同期検出器１４
はパルス雑音に対する振幅制限あるいは処理回路と、略
直流信号電圧成分を得るだめの積分器および基準の直流
電圧と比較するレベル比較器とから構成される。本発明
においては、低域ろ波器１２０時定数は位相制御ループ
の周波数引込み範囲を広くなすように十分小さく、設定
され、映像ｉＦ周波数の偏移に対しても安定に同期する
ように構成される。同期検出器１４はビデオ検波器６が
ビデオ信号をその信号出力端子に発生しているときにの
み低域ろ波器１２の時定数切換え信号電圧を発生し、こ
の信号は、発振、器７が映像ｉＦ倍信号搬送波成分およ
びその近傍の極めて狭い周波数成分に対してのみ応答す
るようにろ波器１２の時定数を大きくする。従って（デ
オ検波器６は実質的に位相変化の極めて微少な同期搬送
波で動作するために低ひずみのビデオ信号を再生できる
。またｉＦ増幅器６の信号出力端子には音声１Ｆ信号も
出力されるので、４．５ＭＨｚのく一ト信号が検波器６
によって発生され増幅器１３で所定の振幅レベルに増幅
されて信号出力端子Ｔ３ に導出されている。これは雑
音消去回路１６がパルス雑音に対して応答すると、ビデ
オ信号の一部分が所定の直流レベルに固定されるために
４．５ＭＨ２のビート信号も同様にして不所望な除去作
用を受け、パルス雑音混入時の音声チャネルの性能劣化
を防ぐものであるが、雑音消去回路が、ビデオ信号、４
．５ＭＨＥのビート信号の両方を入力信号とする構成の
ものにおいては信号出力端子Ｔ２ よりこのビート信号
を得ることはもちろん可能である。 □ 第６図は本発明の信号処理装置の一具体構成例である。
非、同調の結合手段１で位相比較器９の信号入力端子に
結合している。ビデオ検波器６の信号入力端子も位相比
較器９と同様の手段でｉＦ増幅器５に結合がなされてお
り、従ってこれらの検波器６゜比較器９を構成する２つ
の乗算器には同一の映像ｉＦ倍信号供給される。映像ｉ
Ｆ倍信号標準の周波数と異なる場合、すなわち受像機の
局部発振器の離調あるいは変化をともなう場合において
も本発明ではビデオ検波器および位相比較器の２つの入
力映像ｉＦ信号間に相対位相差は生じない。従って位相
制御ループによって再生された導線７１の尚期搬送波も
前記の映像ｉＦ倍信号の間の相対位相差も略々０もしく
はπ（ｒａｄ）でありビデオ検波器６は所定の検波位相
を維持できる。ビデオ増幅器１３は検波器６の出力ビデ
オ信号を所定の、振幅レベルに増幅し、その人力端子は
検波器ｅに直流結合される。ビデオ増幅器１ａの出力信
号は位相制御ループの同期状態を検出するための同期検
出器１４１．信号出力端子Ｔ４および雑音消去回路１６
゛に供給される。同期ビデオ検波器は一般的に再生搬送
波が映像ＩＦ信号の搬送波近傍の極めて微少な周波数あ
るいは位相変化についてのみ応答、 するものであるの
で既知の包絡線検波器、あるいは疑似的な同期検波器と
は著しく異なる検波特性をも°っている。低域ろ波器１
２はビデオ検波器が低ひずみの特性を維持できるように
その時定数が十分大きく設定されるのが普通であり、こ
の場合映像ｉＦ倍信号搬送波周波数の偏移に対して位相
制御ループの周波数引込み範囲が狭いために同期外れを
生じる。ビデオ検波器６はループの非同期モードでは印
加された２つの入力信号の積成分をその信号出力端子に
発生し、通常は２信号間のビート信号を生じる。また、
受信したＲＦ倍信号混入したパルス雑音成分は信号成分
と同様に周波数変換−および増幅されてビデ“オ検波器
６に印加されるが、導線７１で示した同期搬送波との間
で、位相制御ループの同期、非同期モードに関係なく一
定の位相関係をもたないので検波器６によってベースバ
ンドの雑音周波数に変換される。ビデオ増幅器１゛３の
出力信号は、前記のように位相制御ループの２つのモー
ドに対応して異なり、この信号を用いた同期検出器１４
はパルス雑音に対する振幅制限あるいは処理回路と、略
直流信号電圧成分を得るだめの積分器および基準の直流
電圧と比較するレベル比較器とから構成される。本発明
においては、低域ろ波器１２０時定数は位相制御ループ
の周波数引込み範囲を広くなすように十分小さく、設定
され、映像ｉＦ周波数の偏移に対しても安定に同期する
ように構成される。同期検出器１４はビデオ検波器６が
ビデオ信号をその信号出力端子に発生しているときにの
み低域ろ波器１２の時定数切換え信号電圧を発生し、こ
の信号は、発振、器７が映像ｉＦ倍信号搬送波成分およ
びその近傍の極めて狭い周波数成分に対してのみ応答す
るようにろ波器１２の時定数を大きくする。従って（デ
オ検波器６は実質的に位相変化の極めて微少な同期搬送
波で動作するために低ひずみのビデオ信号を再生できる
。またｉＦ増幅器６の信号出力端子には音声１Ｆ信号も
出力されるので、４．５ＭＨｚのく一ト信号が検波器６
によって発生され増幅器１３で所定の振幅レベルに増幅
されて信号出力端子Ｔ３ に導出されている。これは雑
音消去回路１６がパルス雑音に対して応答すると、ビデ
オ信号の一部分が所定の直流レベルに固定されるために
４．５ＭＨ２のビート信号も同様にして不所望な除去作
用を受け、パルス雑音混入時の音声チャネルの性能劣化
を防ぐものであるが、雑音消去回路が、ビデオ信号、４
．５ＭＨＥのビート信号の両方を入力信号とする構成の
ものにおいては信号出力端子Ｔ２ よりこのビート信号
を得ることはもちろん可能である。 □ 第６図は本発明の信号処理装置の一具体構成例である。
同期検出器１４は抵抗器１．４１ 、コンデンサ１４２
からなる積分器とトランジスタ１４３゜１４４からなる
レベル比較器とから構成されトランジスタ１４４のベー
ス電極には電源Ｅ１ によって基準電圧が印加されて
いる。負荷抵抗器１４６の両端には位相制御ループの同
期モードにおいてのみ電圧降下が１発生し、トランジス
タ１４６を導通させζ電流制限抵抗１４７を介して低域
ろ波器１２の１時定数切換えトランジスタ１２１を導通
させる。印相制御ループの低域ろ波器は位相比較器９の
出力信号が抵抗器１２２を介して一端が接続されたコン
デンサ１２３．抵抗器１２４および１２６によって構成
される既知のラグリード形フィルタである。低域ろ波器
の出力信号電圧、すなわち発振器７０制御電圧は抵抗器
１２２とコンデンサ１２３との共通接続点より得られる
。トランジスタ１２１は直流的にはバイアスされていな
い抵抗器１２６の両端にコレクターエミッタ電極を接続
しており抵抗器１４７を介して供給される切換信号によ
り、ベース−エミッタ接合およびベース−コレクタ接合
がともに順方向にバイアスされて飽和するがそのコレク
タ電極の直流バイアスは２つの接合電圧の差分が生じる
のみであり通常のトランジスタは十乃至数十（ｍＶ ）
程度で極めて微少である。従ってトランジスタΩ導通、
遮断が発振器７の制御信号に好ましくない電圧変化を与
えないので位相制御ループの応答の高速切換えが可能で
ある。本発明の他の利点はＩＦ増幅器とともにビデオ検
波器および他の信号処理回路を単一の集積回路チップの
中に構成する場合に得られる。
からなる積分器とトランジスタ１４３゜１４４からなる
レベル比較器とから構成されトランジスタ１４４のベー
ス電極には電源Ｅ１ によって基準電圧が印加されて
いる。負荷抵抗器１４６の両端には位相制御ループの同
期モードにおいてのみ電圧降下が１発生し、トランジス
タ１４６を導通させζ電流制限抵抗１４７を介して低域
ろ波器１２の１時定数切換えトランジスタ１２１を導通
させる。印相制御ループの低域ろ波器は位相比較器９の
出力信号が抵抗器１２２を介して一端が接続されたコン
デンサ１２３．抵抗器１２４および１２６によって構成
される既知のラグリード形フィルタである。低域ろ波器
の出力信号電圧、すなわち発振器７０制御電圧は抵抗器
１２２とコンデンサ１２３との共通接続点より得られる
。トランジスタ１２１は直流的にはバイアスされていな
い抵抗器１２６の両端にコレクターエミッタ電極を接続
しており抵抗器１４７を介して供給される切換信号によ
り、ベース−エミッタ接合およびベース−コレクタ接合
がともに順方向にバイアスされて飽和するがそのコレク
タ電極の直流バイアスは２つの接合電圧の差分が生じる
のみであり通常のトランジスタは十乃至数十（ｍＶ ）
程度で極めて微少である。従ってトランジスタΩ導通、
遮断が発振器７の制御信号に好ましくない電圧変化を与
えないので位相制御ループの応答の高速切換えが可能で
ある。本発明の他の利点はＩＦ増幅器とともにビデオ検
波器および他の信号処理回路を単一の集積回路チップの
中に構成する場合に得られる。
１Ｆ増幅器の信号入力端子Ｔ６の信号レベルは１００μ
Ｖ乃至数十ｍＶであシ、従ってｉＦ増幅器６の利得はｅ
ｓｏｄＢ程度が必要である。既知のように集積回路チッ
プは普通数■角であり、集積回路容器の端子への導出は
ワイヤーによってなされるためにｉＦ増幅器の信号出力
端子がチップの外へ導出される場合には、入力端子と出
力端子と ′の結合が必然的に生じ、増幅器の安定性
が劣化する欠点をもっている。本発明では前記のように
ｉＦ増幅器の信号出力端子が集積回路チップの中でビデ
オ検波器および位相比較器の信号入力端子に非同調の結
合手段で接続され、Ｔ２およびＴ４およびその他の信号
出力端子にはｉＦ信号周波数成分が生じ々いので著しい
安定度の向上が可能である。
Ｖ乃至数十ｍＶであシ、従ってｉＦ増幅器６の利得はｅ
ｓｏｄＢ程度が必要である。既知のように集積回路チッ
プは普通数■角であり、集積回路容器の端子への導出は
ワイヤーによってなされるためにｉＦ増幅器の信号出力
端子がチップの外へ導出される場合には、入力端子と出
力端子と ′の結合が必然的に生じ、増幅器の安定性
が劣化する欠点をもっている。本発明では前記のように
ｉＦ増幅器の信号出力端子が集積回路チップの中でビデ
オ検波器および位相比較器の信号入力端子に非同調の結
合手段で接続され、Ｔ２およびＴ４およびその他の信号
出力端子にはｉＦ信号周波数成分が生じ々いので著しい
安定度の向上が可能である。
しかしこれは本発明に附随する利点であってこの構成に
限定されるものではなく、映像ＩＦ信号の搬送波成分お
よびその近傍の周波数成分に対して位相推移をともなう
ような同調性周波数選択回路以外やものは配置可能であ
り、これは本発明の範囲内である。
限定されるものではなく、映像ＩＦ信号の搬送波成分お
よびその近傍の周波数成分に対して位相推移をともなう
ような同調性周波数選択回路以外やものは配置可能であ
り、これは本発明の範囲内である。
以上のように本発明による信号処理装置では受像機の局
部発振器の発振周波数を標準周波数と異ならせる場合に
もビデオ検波器を良好な検波特性に維持できるのみでな
く、特に集積回路で構成する場合に好適であるなど工業
価値が極めて大であるっ
部発振器の発振周波数を標準周波数と異ならせる場合に
もビデオ検波器を良好な検波特性に維持できるのみでな
く、特に集積回路で構成する場合に好適であるなど工業
価値が極めて大であるっ
第１図は従来例におけるビデオ同期検波器を用いたテレ
・ビジョン信号処理装置のブロック線図、第２図は同装
置の同期搬送波再生回路のプロック図は本発明の一実施
例におけるテレビジョン信号処理装置のブロック線図、
第６図は同装置の具体回路図である。 ５−・・ｉ「理悔（Ｃ・−・・４昧、？・・、比蜘［。 ７−１１．−ｅ２ｎ、 Ｉｚ−・−イ（τり〜ｊ３ｉ
１’！Ｌじビレ−、ｔ４−− （ｆ、ｔｒ４卆釦邊＝６
−、 ／３ 、、、、 し−テ・°λ≧ｎＨ請シ
ー４Ａ：（Ｉｆ／／ｌ＆７ｐ −１１Ｌ”Ｌ’＋
＋ｙ７１ヨ １ド！Ｊ ＋ｖ＼ Ｉｊｈａ第１図 第３図 ″ 第４図
・ビジョン信号処理装置のブロック線図、第２図は同装
置の同期搬送波再生回路のプロック図は本発明の一実施
例におけるテレビジョン信号処理装置のブロック線図、
第６図は同装置の具体回路図である。 ５−・・ｉ「理悔（Ｃ・−・・４昧、？・・、比蜘［。 ７−１１．−ｅ２ｎ、 Ｉｚ−・−イ（τり〜ｊ３ｉ
１’！Ｌじビレ−、ｔ４−− （ｆ、ｔｒ４卆釦邊＝６
−、 ／３ 、、、、 し−テ・°λ≧ｎＨ請シ
ー４Ａ：（Ｉｆ／／ｌ＆７ｐ −１１Ｌ”Ｌ’＋
＋ｙ７１ヨ １ド！Ｊ ＋ｖ＼ Ｉｊｈａ第１図 第３図 ″ 第４図
Claims (4)
- （１）同期電送波信号が位相制御ループによって制御拝
れる電圧制御形見振器によシ再生さくるビデオ同期検門
手段と、所定の中間周波信号を増幅するための可変利得
増幅手段と、相ぢ的に略π／２（ｒａｄ）の位相差を与
える第１．第２発振出力信号を生成する電圧制御形発振
手段と、前記増幅手段によ゛シ所定の振幅レベルに増幅
された中間波信号と第１発振出力信号とを入力とする第
１乗算手段と、前記増幅手段により所定の振幅レベルに
増幅された中間周波信号と第２発振出力信号とを入力と
する第２乗算手段と、前記増幅手段の出力信号を夫々第
１および第２乗算手段に供給するための実質的に非同調
の結合手段と、前記第１乗算手段の出力信号成分を入力
として少なくとも積分器と、この積分器の出力信号電圧
を所定の直流基準電圧と比較する構成のレベル比較器と
を含んでなる位相同期状態検出手段と、前記第２乗算手
段の出力信号の略直流成分を前記発振器の制御電圧とし
て出力し、少なくとも′時定数の選択、もしくは切換え
が可能な低域ろ波手段とを具備し、前記検出手段が位相
制御〃−プの同期モードにおいてのみ前記の低域ろ波器
の時定数を十分大きくなるように制御してなるテレビジ
ョン信号処理装置。 - （２）第１乗算手段には映像ｉＦ信号と音声ｉＦ信号と
の合成信号が供給されてなり、その出力信号よりインタ
ーキャリア音声信号を得るようにした特許請求の範囲第
１項記載のテレビジョン信号処理装置。 - （３）低域ろ波手段が、この低域ろ波手段の信号出力端
子と接地電位もしくは所定の基準電位との間に直列接続
で配置されてなるコンデンサ、第１の抵抗器および第２
の抵抗器とを少なくとも有し、この第２の抵抗器の両端
を半導体スイッチ素子にて短絡可能に構成した特許請求
の範囲第１項記載−のテレビジョン信号処理装置。 - （４）半導体スイッチ素子がトランジスタで形成されて
なる特許請求の範囲第３項記載のテレビジョン信号処理
装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56179469A JPS5880903A (ja) | 1981-11-09 | 1981-11-09 | テレビジヨン信号処理装置 |
| EP82305831A EP0080280B1 (en) | 1981-11-09 | 1982-11-02 | A synchronous video detector circuit using phase-locked loop |
| US06/438,466 US4524389A (en) | 1981-11-09 | 1982-11-02 | Synchronous video detector circuit using phase-locked loop |
| DE8282305831T DE3272758D1 (en) | 1981-11-09 | 1982-11-02 | A synchronous video detector circuit using phase-locked loop |
| CA000415086A CA1194592A (en) | 1981-11-09 | 1982-11-08 | Synchronous video detector circuit using phase-locked loop |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56179469A JPS5880903A (ja) | 1981-11-09 | 1981-11-09 | テレビジヨン信号処理装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5880903A true JPS5880903A (ja) | 1983-05-16 |
| JPH048962B2 JPH048962B2 (ja) | 1992-02-18 |
Family
ID=16066388
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56179469A Granted JPS5880903A (ja) | 1981-11-09 | 1981-11-09 | テレビジヨン信号処理装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5880903A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63102373U (ja) * | 1986-12-19 | 1988-07-04 | ||
| US7453527B2 (en) | 1995-04-21 | 2008-11-18 | Microtune (Texas), L.P. | Highly integrated television tuner on a single microcircuit |
-
1981
- 1981-11-09 JP JP56179469A patent/JPS5880903A/ja active Granted
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63102373U (ja) * | 1986-12-19 | 1988-07-04 | ||
| US7453527B2 (en) | 1995-04-21 | 2008-11-18 | Microtune (Texas), L.P. | Highly integrated television tuner on a single microcircuit |
| US7746412B2 (en) | 1995-04-21 | 2010-06-29 | Microtune (Texas), L.P. | Highly integrated television tuner on a single microcircuit |
| US7868704B2 (en) | 1995-04-21 | 2011-01-11 | Microtune (Texas), Inc. | Broadband integrated television tuner |
| US8139161B2 (en) | 1995-04-21 | 2012-03-20 | Csr Technology Inc. | Broadband integrated tuner |
| US7538621B2 (en) | 1997-08-01 | 2009-05-26 | Microtune (Texas), L.P. | Broadband integrated tuner |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH048962B2 (ja) | 1992-02-18 |
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