JPS62131620A - 受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、可変容量ダイオードにより周波数同調せしめ
うる可制御発振器と、この可制御発振器から信号が供給
され、無線周波受信信号を中間周波信号に変換する混合
段と、固定の中間周波数に同調され、この固定の中間周
波数に対する中間周波信号の周波数偏移を基準値に対す
る出力電圧信号に変換する周波数−電圧変換器と、この
周波数−電圧変換器の出力電圧信号から前記の可制御発
振器の可変容量ダイオードに対する制御信号を取出す制
御信号発生回路とを有する自動微同調用周波数制御ルー
プが設けられた受信機であって、前記の可制御発振器の
非対称性の容量−電圧特性が少なくとも部分的に補償さ
れるようになっている受信機に関するものである。

上述した種類の受信機に用いる自動微同調用の周波数制
御ループは公開されているドイツ連邦共和国特許出願第
１．２６０．５５８号明細書に開示されており既知であ
る。

この既知の周波数制御ループの制御信号発生回路はトラ
ンジスタを有し、このトランジスタは一方では制御勾配
を高める為に、周波数−電圧変換器として機能する周波
数弁別器の出力電圧を増幅し、他方では可変客車ダイオ
ードを、その容ｌ（キャパシタンス）が通常生じている
電界強度の場合に中間周波信号の前記の周波数偏移に対
し直線的に変化するように駆動する。

この可変容量ダイオードの容量変化は、通常生じている
電界強度に対する正および負の周波数偏移がトランジス
タから生じる制御信号を中間周波数に対応する前記の基
準値を挟んで非対称的に位置する第１および第２の固定
値にそれぞれ振幅制限するようにトランジスタを動作さ
せその動作点を選択することにより既知の周波数制御ル
ープにおいて達成される。ある状況の下では、制御信号
中にこのようにして得られる非対称性が可制御発振器の
可変容量ダイオードの容蚤−電圧特性の非対称性を補償
する。従って、周波数制御ループの捕獲および保持範囲
（以後単に制御範囲と称する）が正しい同調点、すなわ
ち中間周波信号の搬送波が前記の固定の中間周波数と一
致する同調位置を挟んである程度対称的に位置するよう
になる。

制御信号の振幅制限が行われる同調範囲では、制御信号
は生じるおそれのある中間周波信号の周波数偏移に応じ
て変化せず、従って自動微同調が動作しなくなる。従っ
て、周波数−電圧変換器よりも前に設けられた受信機の
無線周波フィルタの縁部（エツジ）における安定な同調
状態（サイド同調とも称する）が生じるおそれがある。

これにより可成り可聴性の信号ひずみを生ぜしめる。

更に、主として対称的な弁別器電圧の線形増幅は小さな
電界強度に対して既知の周波数制御ループのトランジス
タにおいて行われており、従って制御信号も対称的であ
る。この場合、可変容量ダイオードの非対称的な容量−
電圧特性が補償されず、既知の周波数制御ループの制御
範囲も非対称となる。

本発明の目的は、電界強度にかかわらず且つ不所望な安
定なサイト同調効果を生ぜしめるおそれがなく、受信機
における自動微同調に対する周波数制御ループの制御範
囲を正しい同調点に対して対称的にすることにある。

本発明は、可変容量グイメートにより周波数同調せしめ
うる可制御発振器と、この可制御発振器から信号が供給
され、無線周波受信信号を中間周波信号に変換する混合
段と、固定の中間周波数に同調され、この固定の中間周
波数に対する中間周波信号の周波数偏移を基準値に対す
る出力電圧信号に変換する周波数−電圧変換器と、この
周波数−電圧変換器の出力電圧信号から前記の可制御発
振器の可変容量ダイオードに対する制御信号を取出ず制
御信号発生回路とを有する自動微同調用周波数制御ルー
プが設けられた受信機であって、前記の可制御発振器の
非対称性の容量−電圧１）性が少なくとも部分的に補償
されるようになっている受信機において、前記の制御信
号発生回路が、前記の周波数−電圧変換器と前記の可変
容量ダイオードとの間に配置されたしきい値減衰回路を
具えており、このしきい値減衰回路のしきい値電圧が前
記の基準値にほぼ一致しており、前記の周波数−電圧変
換器の出力電圧信号がこのしきい値電圧を越えると、こ
のしきい値減衰回路の伝達定数がほぼ一定の有限ｄＢ値
だけ減少するようになっていることを特徴とする。

本発明は、可変容量ダイオードの非対称の容量−電圧特
性を補償する為に制御信号を非対称振幅適合させる場合
、基準値よりも高い周波数−電圧変換器の出力電圧信号
を基準値よりも低い周波数−電圧変換器の出力電圧信号
に比べて直線的に増幅或いは減衰させることにより制御
信号の振幅制限、従って安定なザイド同調効果の発生が
防止されるという認識を基に成したものである。

本発明による手段を用いると、制御信号は基準値に対す
る周波数偏移の方向に応じて正或いは負の振幅変化を行
い、この変化は最初は周波数偏移の値に応じて所定の最
大の正或いは負の値まで徐々に増大し、その抜栓々に減
少する。制御信号の最大の正および最大の負の振幅変化
は基準値に対応する基準容量に対する可変容量ダイオー
ドの容量変化（これらの容量変化はこれらの制御信号の
振幅変化により生ぜしめられる）に対して反比例する。

更に、これらの最大の正および負の振幅変化の各々は主
として正しい同調点に対する所定の正或いは負の一方の
周波数偏移の際にのみ生じる。

換言すれば、制御信号の周波数依存振幅変化はこれらの
最大の振幅変化の点の付近で湾曲し、従って安定なサイ
ド同調効果が阻止され、得られる対称性は中間周波信号
の振幅すなわち電界強度に依存しなくなる。

容易に実現しうるようにする本発明による受信機の実施
例では、前記のしきい値減衰回路が、前記の周波数−電
圧変換器の出力電圧信号としきい値電圧とを比較する電
圧比較器と、この電圧比較器に結合され前記の周波数〜
電圧変換器と前記の可変容量ダイオードとの間に配置さ
れた分圧器とを具えており、前記の電圧比較器は、前記
の周波数−電圧変換器の出力電圧信号がしきい値電圧を
越えると前記の分圧器の分圧比を高めるようにするのが
好ましい。

他の好適な実施例では、前記の分圧器が第１および第２
抵抗の直列回路を有しており、第１抵抗は前記の周波数
−電圧変換器と前記の可変容量ダイオードとの間に結合
され、第２抵抗は前記の電圧比較器内に設けられた第１
トランジスタのエミッタに結合され、この第１トランジ
スタはそのコレクタを経て接地されているとともにその
ベースを経て第１バイアス電圧の点に接続されており、
この第１バイアス電圧は前記のしきい値電圧と導通状態
にある第１トランジスタのベース−エミッタ接合にまた
がる電圧との差にほぼ等しくなっており、前記の第１ト
ランジスタが比較機能を達成し且つ分圧器の分圧比をも
制御するようにする。

この種類の受信機の更に他の好適例では、前記の第１抵
抗が第３抵抗と相俟って他の分圧器を構成しており、こ
の第１抵抗がこの第３抵抗を経て第２トランジスタのエ
ミッタに結合されており、この第２トランジスタの導電
型は前記の第１トランジスタの導電型と逆であり、この
第２トランジスタはそのコレクタを経て供給電圧の点に
接続され且つそのベースを経て第２バイアス電圧の点に
接続され、この第２バイアス電圧は前記のしきい値電圧
と導通している第２トランジスタのベース−エミッタ接
合にまたがる電圧との和にほぼ等しくなっており、最初
に記載した分圧器の分圧比と前記の他の分圧器の分圧比
との間の比が前記の基準値に対応する基準容量に対する
可変容量ダイオードの容量−電圧特性の非対称性と逆に
なっているようにする。

この手段を用いると、制御信号の双方向非対称振幅適合
が得られる。

図面につき本発明を説明する。

冊 第１図は本発明による受信機（１〜９）を示し、この受
信機はアンテナ入力端Ａが設けられたＲＦ（無線周波）
人力段１を具えており、この入力段１は周波数制御ルー
プ（２〜６）に結合され、且つこのループを経て信号処
理装置７〈例えばステレオデコーダおよび音声信号出力
段の双方またはいずれか一方）および拡声器８および９
に結合されている。周波数制御ループ（２〜６）はＲＦ
人力段１に結合された混合段２と、中間周波（ＩＦ）部
分３と、例えばＦＭ直角変調検波器、ＦＭ−ＰＬＬ　（
位相ロックループ）検波器、比検波器等としうる周波数
−電圧変換器４と、可変容量ダイオードＤに結合された
制御信号発生回路５とを有している。この可変容量ダイ
オードＤは可制御発振器６の同調素子であり、この可制
御発振器６により周波数可同調発振器信号を混合段２に
供給する。

このような受信機における信号処理自体は既知であり、
無線周波数（ＲＦ）受信信号はＲＰ入力段１を経て混合
段２に供給され、この混合段２において、このＲＦ倍信
号発振器信号によって中間周波（ＩＰ）信号に変換され
る。ＩＰ倍信号選択はＩＦ部分３において行なわれる。

ＦＭ受信機の場合、続いて、周波数−電圧変換器４にお
いて周波数検波が行なわれ、これに続いて、この変換器
４に結合された信号処理装置７において信号処理（例え
ばステレオ復号）が行なわれ、拡声器８および９におい
て再生処理が行なわれる。へＭ受信機の場合には、ＩＰ
部分３の出力端におけるＡＭ検波器（図示せず）におい
てＡＭ検波が行なわれ、これに続いて音声出力段（図示
せず）において音声信号処理が行なわれる。

ＩＦ部分３および周波数−電圧変換器４は互いに同一の
固定中間周波数に同調される。周波数−電圧変換器４は
ＦＭ受信機およびへＭ受信機の双方において、固定の中
間周波数に対するＩＦ倍信号瀧送波の周波数偏移を、固
定の中間周波数に相当する基準値に対する信号振幅変化
に変換する。これらの信号振幅変化はその大きさおよび
方向においてこれらの周波数偏移により決定される。周
波数−電圧変換器４の出力信号（以後簡単化の為に検出
器出力電圧と称、する）から制御信号発生回路５におい
て可変容量ダイオードＤに対する制御信号を後に説明す
るようにして取出し、この制御信号により、負帰還、従
って周波数制御ループ（２〜６）における前記の周波数
偏移の減少が行われるように可制御発振器６の周波数を
制御することにより、自動微同調が達成される。

値が等しい正および負の周波数偏移に対する検出器出力
電圧は基準値に対し対称的に変化し、一方、この基準値
に対する可変容量ダイオードＤの電圧−容量特性は可成
り非対称である為、この基準値を挟む周波数に対し対称
的に変化する制御信号の場合に、制御範囲も非対称とな
る。この点を説明する為に第２図を参照する。この第２
図において、曲線に１は最後に述べたダイオード特性（
ダイオード遮断電圧■。の関数としてのダイオード容量
ｃｄ）を示し、曲線に２は周波数偏移に応じて振幅が変
化する対称的な前記の検出器出力電圧或いは少なくとも
その直流成分の周波数依存振幅変化を示す。

■８をダイオードＤの陰極に供給される供給（電源）電
圧とし、■、をＩＦ倍信号搬送波が固定の中間周波数と
一致する際の正しい同調の場合に生じる基準値とした場
合に、ダイオード遮断電圧Ｖｎ　−Ｖｓ　　Ｖ、での基
準容量Ｃｒから出発して、検出器出力電圧の直流成分に
相当し且つ■、＋／ＩＶとｖ、−７１ｖとの間で■、を
挟んでに２に亘って対称的に変化する制御信号■。は、
最大容量値Ｃ１と最小容量値Ｃ２との間でＣｒを挟んで
非対称的に位置する範囲内の容量変化となる。すなわち
、Ｃ０およびＣｒ間の範囲はＣｒおよび０２間の範囲よ
りも可成り大きくなる。周波数ｆ２で生じる制御信号■
。の最大の、この場合上の振幅（Ｑ）を、周波最大容量
値Ｃ３をＣ３まで減少でき、これによりＣ３およびＣｒ
間の容量差をＣｒおよびＣ２間の容量差にほぼ等しくし
うる。この場合、正の周波数偏移に対する周波数制御ル
ープ（２〜６）のループ利得が負の周波数偏移に対する
ループ利得に等しくなり、制御範囲が対称的となる。

このような振幅減少を、従来のように、すなわち第２図
に点Ｒおよび２間の平坦部分によって示すように制御信
号■。の振幅制限により得ると、前記の周波数ｆ２と点
Ｐに相当する周波数ｆ４との間の範囲内で不所望なサイ
ド（ｓｉｄｅ）同調が生じるおそれがある。

本発明による受信機においては、振幅減少に当たって■
１を越える値に対する制御信号■。を■１を越えない値
に対する制御信号に比べて一定の有限ｄｏｔ（この場合
３ｄＢ）だけ減衰させることにより、制御信号■。の上
述した振幅制限を防止する。

従って、周波数で点Ｑに相当する点Ｔを挟んで振幅曲線
が湾曲する。従って、ｆｌおよびｆ２の外部の範囲では
、周波数制御ループに周波数偏移の正帰還があり、この
正帰還により、サイド同調効果が安定となるのを阻止す
る不安定性を生せしめる。

基準値■、に対して方向依存性のあるこのような振幅減
少は第１図の受信機の制御信号発生回路５によって得ら
れる。この制御信号発生回路５は分圧器Ｒ，，Ｒ２を有
し、この分圧器の一端は入力端１０を経て周波数−電圧
変換器４の出力端に結合され、他端は第１ＰＮＰ　　）
ランジスタＴ、のエミッタに結合されている。このトラ
ンジスタＴ１のベースは第１バイアス電圧の点に接続さ
れ、そのコレクタは接地されている。上記の第１バイア
ス電圧は供給電圧■、の点と大地との間に設けた分圧器
Ｒ２゜Ｒ５の出力端に得られる。分圧器Ｒ，，Ｒ２の抵
抗Ｒ１およびＲ２間の相互接続点は信号周波数に対し接
地コンデンサＣを経て大地に接続され、且つ抵抗Ｒ６お
よび制御信号発生回路５の出力端１１を経て可変容量ダ
イオードＤに接続されている。

第１バイアス電圧は分圧器Ｒ４，Ｒ５により、検出器出
力電圧の基準値■、よりもほぼ１ダイオード電圧（約６
００ｍＶ）だけ、すなわち導通状態のトランジスタＴ、
のベース−エミッタダイオードの両端間電圧だけ低い値
に調整する。従って、分圧器Ｒ１゜Ｒ２およびしきい値
減衰回路として機能するトランジスタＴ１のしきい値電
圧は基準値■、に等しく、検出器出力電圧が基準電圧■
、よりも高い場合（曲線に２の破線部分０．Ｒ，Ｑ、Ｐ
）、トランジスタＴ、が導通し、抵抗Ｒ２がトランジス
タＴ、のエミッターコレクタ通路を経て接地され、検出
器出力電圧が分圧器Ｒ，，Ｒ２の分圧比に応じて減衰さ
れる。

従って、周波数依存制御電圧■。は点Ｔを通る曲線に２
′の実線部分を追従する。

検出器出力電圧が基準値■、よりも低い値に減少すると
、トランジスタＴ、の導通度が減少する。

この範囲では分圧器Ｒ，，Ｒ２が依然としである程度動
作しているが、減衰効果は実際に無視しろる程小さく、
周波数依存制御電圧■。はほぼ、点Ｓを通る曲線に２の
実線部分を追従する。

基準値■、よりも高い値および低い値に対し検出器出力
電圧を非対称ダイオード特性に振幅適合させるのは、第
３および４図の制御信号発生回路により可能となる。こ
れら第３および４図においては第１図の素子に対応する
素子に第１図と同じ符号を付した。このいわゆる双方向
振幅適合は、第３図の回路では、しきい値第１ＰＮＰ　
　）ランジスタＴ１に加えてしきい値第２ＰＮＰ　　）
ランジスタＴ２を設け、そのエミッタを第３抵抗Ｒ３を
経て第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２との間の相互接続点に
接続し、第１抵抗Ｒ１および第３抵抗Ｒ３を以っていわ
ゆる他の分圧器を構成し、トランジスタＴ２のコレクタ
を供給（電源）電圧の点に接続し、このトランジスタＴ
２のベースを第２バイアス電圧の点に接続することによ
り達成される。第１および第２バイアス電圧はもとの抵
抗Ｒ４の部分抵抗Ｒ４′およびＲ″、と抵抗Ｒ５とによ
り供給電圧■５を適切に分圧することにより得られる。

Ｒ１およびＲ２によって決定される分圧比と、Ｒ１およ
びＲ３によって決定される分圧比との間の比を、基準容
量Ｃ１を挟むダイオード特性の容量の非対称性にほぼ反
比例するように選択することにより、バイアス電圧を適
切に選択した場合に対称的な制御範囲が得られる。曲線
に２′によって示す点ＳおよびＴを通る周波数依存性の
変化を制御信号に与える為には、検出器出力電圧変化の
振幅を必ずしも所定の値にする必要はなく、第１図の回
路の場合よりも大きくすることもできる。

第４図は、本発明による受信機に用いる制御信号発生回
路５の一般的な実施例を示し、この場合、電圧比較が第
１比較器ＣＯＭＰＩおよび第２比較器ＣＤＭＰ２で行わ
れ、これら比較器はそれぞれ第１および第２しきい値電
圧ｖ１およびｖ２を越えた際にスイッチＳ１およびＳ２
を閉じ、従って第３図の回路と同様に検出器出力電圧を
双方向に振幅適合させる。

実際の数値例では、抵抗Ｒ１〜Ｒ６の値をそれぞれ３０
にΩ、３０にΩ、６０にΩ、１５にΩ、４．３にΩおよ
びＩＯＫΩとし、抵抗Ｒ４／およびＲ″４の値をそれぞ
れ４．３にΩおよび１０．７　ＫΩとし、供給電圧■。

を１６００ｍＶとし、基準値■、を８００ｍＶ　とし、
容量Ｃの値を４．７　μＦとした。

本発明の着想は上述したのとは異なる方法で、例えばし
きい値増幅器を用い、この増幅器により基準値■、より
も高い値に比べてこの基準値■。

よりも低い値に対して検出器出力電圧を増幅することに
より、また制御電圧■。をダイオードの陰極に供給し、
これにより前述した振幅適合を正確に反転させて非対称
のダイオード特性を適切に補償するか或いは制御ループ
２〜６の回路中のどこか他の個所で周波数或いは電圧依
存伝達関数の反転を実現することにより、又はこれらの
双方を行うことにより達成することもできること明らか
である。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明による受信機を示す回路線図、第２図
は、可制御発振器中に設けた可変容重ダイオードの容囃
−電圧特性と、制御信号の幾つかの特性とを示す本発明
受信機の動作説明用線図、第３図は、制御信号を双方向
振幅適合させるしきい値減衰回路を示す回路図、 第４図は、本発明による受信機に用いるしきい値減衰回
路の他の例を示す回路図である。 １・・・ＲＦ入力段　　　　２・・・混合段３・・・中
間周波部分 ４・・・周波数−電圧変換器 ５・・・制御信号発生回路 ６・・・可制御発振器　　７・・・信号処理装置８．９
・・・拡声器

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、可変容量ダイオードにより周波数同調せしめうる可
   制御発振器と、この可制御発振器から信号が供給され、
   無線周波受信信号を中間周波信号に変換する混合段と、
   固定の中間周波数に同調され、この固定の中間周波数に
   対する中間周波信号の周波数偏移を基準値に対する出力
   電圧信号に変換する周波数−電圧変換器と、この周波数
   −電圧変換器の出力電圧信号から前記の可制御発振器の
   可変容量ダイオードに対する制御信号を取出す制御信号
   発生回路とを有する自動微同調用周波数制御ループが設
   けられた受信機であって、前記の可制御発振器の非対称
   性の容量−電圧特性が少なくとも部分的に補償されるよ
   うになっている受信機において、前記の制御信号発生回
   路が、前記の周波数−電圧変換器と前記の可変容量ダイ
   オードとの間に配置されたしきい値減衰回路を具えてお
   り、このしきい値減衰回路のしきい値電圧が前記の基準
   値にほぼ一致しており、前記の周波数−電圧変換器の出
   力電圧信号がこのしきい値電圧を越えると、このしきい
   値減衰回路の伝達定数がほぼ一定の有限ｄＢ値だけ減少
   するようになっていることを特徴とする受信機。 ２、特許請求の範囲第１項に記載の受信機において、前
   記のしきい値減衰回路が、前記の周波数−電圧変換器の
   出力電圧信号としきい値電圧とを比較する電圧比較器と
   、この電圧比較器に結合され前記の周波数−電圧変換器
   と前記の可変容量ダイオードとの間に配置された分圧器
   とを具えており、前記の電圧比較器は、前記の周波数−
   電圧変換器の出力電圧信号がしきい値電圧を越えると前
   記の分圧器の分圧比を高めるようになっていることを特
   徴とする受信機。 ３、特許請求の範囲第２項に記載の受信機において、前
   記の分圧器が第１および第２抵抗の直列回路を有してお
   り、第１抵抗は前記の周波数−電圧変換器と前記の可変
   容量ダイオードとの間に結合され、第２抵抗は前記の電
   圧比較器内に設けられた第１トランジスタのエミッタに
   結合され、この第１トランジスタはそのコレクタを経て
   接地されているとともにそのベースを経て第１バイアス
   電圧の点に接続されており、この第１バイアス電圧は前
   記のしきい値電圧と導通状態にある第１トランジスタの
   ベース−エミッタ接合にまたがる電圧との差にほぼ等し
   くなっていることを特徴とする受信機。 ４、特許請求の範囲第３項に記載の受信機において、前
   記の第１抵抗が第３抵抗と相俟って他の分圧器を構成し
   ており、この第１抵抗がこの第３抵抗を経て第２トラン
   ジスタのエミッタに結合されており、この第２トランジ
   スタの導電型は前記の第１トランジスタの導電型と逆で
   あり、この第２トランジスタはそのコレクタを経て供給
   電圧の点に接続され且つそのベースを経て第２バイアス
   電圧の点に接続され、この第２バイアス電圧は前記のし
   きい値電圧と導通している第２トランジスタのベース−
   エミッタ接合にまたがる電圧との和にほぼ等しくなって
   おり、最初に記載した分圧器の分圧比と前記の他の分圧
   器の分圧比との間の比が前記の可変容量ダイオードの容
   量−電圧特性の非対称性と逆になっていることを特徴と
   する受信機。