JPS628975B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS628975B2 JPS628975B2 JP6604378A JP6604378A JPS628975B2 JP S628975 B2 JPS628975 B2 JP S628975B2 JP 6604378 A JP6604378 A JP 6604378A JP 6604378 A JP6604378 A JP 6604378A JP S628975 B2 JPS628975 B2 JP S628975B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- output
- fmif
- stage
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 5
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims 6
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims 6
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims 3
- 108010062804 fibroblast migration inhibitory factor Proteins 0.000 description 36
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 239000000919 ceramic Substances 0.000 description 2
- 230000008033 biological extinction Effects 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000008034 disappearance Effects 0.000 description 1
- 210000005069 ears Anatomy 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、FM受信機に係り、特に入力信号の
電圧が小さい場合又は、選局における同調周波数
が受信機の復調帯域外にあるときに復調出力端子
に出力される雑音成分（局内ノイズ）の大きく、
耳ざわりな音声出力を抑圧し、全入力範囲、ある
いは全受信周波数範囲で良好な受信を可能とする
周波数変調信号用中間周波回路（以下FMIF回路
という）を提供するものである。
電圧が小さい場合又は、選局における同調周波数
が受信機の復調帯域外にあるときに復調出力端子
に出力される雑音成分（局内ノイズ）の大きく、
耳ざわりな音声出力を抑圧し、全入力範囲、ある
いは全受信周波数範囲で良好な受信を可能とする
周波数変調信号用中間周波回路（以下FMIF回路
という）を提供するものである。
ここで、従来のFMIF回路を第１図をもつて説
明する。第１図で、FMIF回路の入力端子ａに
10.7MHzの中間周波に変換されたFM信号が入力
され多段リミツタ増幅器１００で振幅制限された
後FM弁別器３００で復調された後、出力端子ｂ
から音声信号が出力される。
明する。第１図で、FMIF回路の入力端子ａに
10.7MHzの中間周波に変換されたFM信号が入力
され多段リミツタ増幅器１００で振幅制限された
後FM弁別器３００で復調された後、出力端子ｂ
から音声信号が出力される。
第３図には、入力信号電圧に対する復調後の信
号出力及び雑音出力電圧、つまりリミツタ特性を
示しているが、ここで破線は第１図に示す従来回
路による特性を示している。第３図より明らか
に、リミツタ動作がまだ行なわれていない弱入力
信号電圧（入力信号電圧V2以下）で、復調雑音
出力電圧は最大ＶN1となるが、このとき、信号対
雑音比（以下Ｓ／Ｎ比と略す）も低く、従つて、
この状態で音声を聴こうとする実に耳ざわりで好
ましくない。この大きな雑音を除去するために、
弱入力信号状態においては、FM弁別器の次段に
ミユーテイング回路を設け、低周波信号伝送系を
しや断して音声出力を全く出さないと云う方式も
採用されていた。しかし、この従来方式は可搬用
や車載用のFM受信機等の場合、自動車の走行
中、電界強度が著しく変化するたびに急激な音消
がたびたび生じるという欠点があつた。
号出力及び雑音出力電圧、つまりリミツタ特性を
示しているが、ここで破線は第１図に示す従来回
路による特性を示している。第３図より明らか
に、リミツタ動作がまだ行なわれていない弱入力
信号電圧（入力信号電圧V2以下）で、復調雑音
出力電圧は最大ＶN1となるが、このとき、信号対
雑音比（以下Ｓ／Ｎ比と略す）も低く、従つて、
この状態で音声を聴こうとする実に耳ざわりで好
ましくない。この大きな雑音を除去するために、
弱入力信号状態においては、FM弁別器の次段に
ミユーテイング回路を設け、低周波信号伝送系を
しや断して音声出力を全く出さないと云う方式も
採用されていた。しかし、この従来方式は可搬用
や車載用のFM受信機等の場合、自動車の走行
中、電界強度が著しく変化するたびに急激な音消
がたびたび生じるという欠点があつた。
第４図は、FMIF回路のキヤリア周波数に対す
る復調信号出力電圧を示し、破線が従来回路にお
ける特性である。
る復調信号出力電圧を示し、破線が従来回路にお
ける特性である。
従来のFMIF回路では、第４図よりも明らかな
様に、キヤリア周波数がFMIF回路の中心周波数
cにおける復調出力Ｖpに対し、復調器の帯域外
での復調特性のため周波数a、bにおける不所
望な復調出力Ｖsp1（以下サイドピークノイズと
〓〓〓〓
略す）が正しく同調した場合の出力の２〜３倍程
度大きいと云う問題があつた。
様に、キヤリア周波数がFMIF回路の中心周波数
cにおける復調出力Ｖpに対し、復調器の帯域外
での復調特性のため周波数a、bにおける不所
望な復調出力Ｖsp1（以下サイドピークノイズと
〓〓〓〓
略す）が正しく同調した場合の出力の２〜３倍程
度大きいと云う問題があつた。
本発明は、弱入力信号時の復調雑音出力及び、
帯域外の周波数におけるサイドピークノイズを大
幅に小さくし良好な受信を可能にしたFMIF回路
を提供するものである。
帯域外の周波数におけるサイドピークノイズを大
幅に小さくし良好な受信を可能にしたFMIF回路
を提供するものである。
本発明によれば、FM信号復調出力を可変利得
増幅器で増幅するとともに信号強度検出器で検出
されるFM信号強度に応じて可変利得増幅器の利
得を制御して、入力信号レベルが小さい時および
受信周波数の帯域外に入力信号周波数がはずれた
時出力を小さくするFMIF回路を得る。
増幅器で増幅するとともに信号強度検出器で検出
されるFM信号強度に応じて可変利得増幅器の利
得を制御して、入力信号レベルが小さい時および
受信周波数の帯域外に入力信号周波数がはずれた
時出力を小さくするFMIF回路を得る。
次に図面を参照して本発明をより詳細に説明す
る。
る。
第２図は本発明のFMIF回路の基本的構成を示
すブロツク図で、本発明は、入力端子Ａに加わる
中間周波に変換されたFM信号を１段もしくは多
段のリミツタ増幅器１０１で振幅制限した後、
FM弁別器３０１はFM信号を復調し、その出力
を利得可変低周波数増幅器４０１で増幅してい
る。一方、リミツタ増幅器１０１又は（及び）
FM弁別器３０１より、狭帯域フイルタ１を通し
て、又は、直接に中間周波信号を取り出し、これ
を信号強度検出器５０１で整流及び増幅して、
FM弁別器３０１の後段に接続された利得可変低
周波増幅器４０１に加え、この利得可変低周波増
幅器４０１の電圧利得を制御する様にしている。
この利得可変低周波増幅器４０１の利得を制御す
ることによつて、FMIF回路の入力信号レベルが
小さい時、および入力信号周波数が帯域外にはず
れたとき、利得可変低周波増幅器４０１の電圧利
得を入力信号レベルに比例して下げ、FMIF回路
の出力端子に出力される復調雑音出力電圧を抑え
るか又はサイドピークノイズを、従来の半分程度
に抑えている。
すブロツク図で、本発明は、入力端子Ａに加わる
中間周波に変換されたFM信号を１段もしくは多
段のリミツタ増幅器１０１で振幅制限した後、
FM弁別器３０１はFM信号を復調し、その出力
を利得可変低周波数増幅器４０１で増幅してい
る。一方、リミツタ増幅器１０１又は（及び）
FM弁別器３０１より、狭帯域フイルタ１を通し
て、又は、直接に中間周波信号を取り出し、これ
を信号強度検出器５０１で整流及び増幅して、
FM弁別器３０１の後段に接続された利得可変低
周波増幅器４０１に加え、この利得可変低周波増
幅器４０１の電圧利得を制御する様にしている。
この利得可変低周波増幅器４０１の利得を制御す
ることによつて、FMIF回路の入力信号レベルが
小さい時、および入力信号周波数が帯域外にはず
れたとき、利得可変低周波増幅器４０１の電圧利
得を入力信号レベルに比例して下げ、FMIF回路
の出力端子に出力される復調雑音出力電圧を抑え
るか又はサイドピークノイズを、従来の半分程度
に抑えている。
ここで再び第３図のリミツタ特性を引用する
と、まず実線は本発明回路による特性であるが、
本発明回路による復調雑音出力最大値ＶN2は、従
来FMIF回路のＶN1に比較して小さく（６〜
10dB）従つて良好な受信が可能となる。
と、まず実線は本発明回路による特性であるが、
本発明回路による復調雑音出力最大値ＶN2は、従
来FMIF回路のＶN1に比較して小さく（６〜
10dB）従つて良好な受信が可能となる。
又、再び第４図を引用すれば、まず、実線は本
発明回路による特性であるが、本発明によるとサ
イドピークノイズ出力Ｖsp2は従来のFMIF回路の
Ｖsp1に比較して非常に小さく（6dB〜10dB）で
き良好な受信が可能となる。
発明回路による特性であるが、本発明によるとサ
イドピークノイズ出力Ｖsp2は従来のFMIF回路の
Ｖsp1に比較して非常に小さく（6dB〜10dB）で
き良好な受信が可能となる。
さて、ここで本発明をさらに具体的に説明す
る。
る。
第５図は、FMIF入力信号電圧に対する復調出
力Ｖp及び利得可変低周波増幅器の電圧利得AVL
を示している。第５図から入力レベルを小さくし
ていくとAVLは、リミツタ動作が完全に効かなく
なる入力レベルV2より減少しはじめ入力レベル
V1では最大利得AVLp（dB）よりΔAVL（dB）だ
け小さくなる。（ここで、V1，V2は第３図のV1，
V2に対応する） 又、第６図には、FMIFキヤリア周波数に対す
る復調出力Ｖp及び可変周波増幅器の電圧利得ＡV
Ｌを示している。第６図から、FMIFキヤリア周
波数を中心（c＝10.7MHz）からずらしていく
と電圧利得ＡVLはキヤリア周波数（k又はu）
より減少しはじめキヤリア周波数（a又はb）
では最大利得ＡVLp（dB）よりりΔＡVL（dB）だ
け小さくなる。（ここで、k、u、a、bは
第４図のk、u、a、bに対応する。） 従つて、利得可変低周波増幅器の電圧利得ＡVL
を第２図の狭帯域フイルタ１及び、信号強度検出
器５０１及び可変低周波増幅器４０１によつて第
５図、第６図の特性をもたせる事ができ、第３図
で説明した、弱入力信号時の復調雑音出力及び第
４図で説明したサイドピークノイズが非常に小さ
くでき、従つてノイズの小さい優れたFMIF回路
が構成できる。
力Ｖp及び利得可変低周波増幅器の電圧利得AVL
を示している。第５図から入力レベルを小さくし
ていくとAVLは、リミツタ動作が完全に効かなく
なる入力レベルV2より減少しはじめ入力レベル
V1では最大利得AVLp（dB）よりΔAVL（dB）だ
け小さくなる。（ここで、V1，V2は第３図のV1，
V2に対応する） 又、第６図には、FMIFキヤリア周波数に対す
る復調出力Ｖp及び可変周波増幅器の電圧利得ＡV
Ｌを示している。第６図から、FMIFキヤリア周
波数を中心（c＝10.7MHz）からずらしていく
と電圧利得ＡVLはキヤリア周波数（k又はu）
より減少しはじめキヤリア周波数（a又はb）
では最大利得ＡVLp（dB）よりりΔＡVL（dB）だ
け小さくなる。（ここで、k、u、a、bは
第４図のk、u、a、bに対応する。） 従つて、利得可変低周波増幅器の電圧利得ＡVL
を第２図の狭帯域フイルタ１及び、信号強度検出
器５０１及び可変低周波増幅器４０１によつて第
５図、第６図の特性をもたせる事ができ、第３図
で説明した、弱入力信号時の復調雑音出力及び第
４図で説明したサイドピークノイズが非常に小さ
くでき、従つてノイズの小さい優れたFMIF回路
が構成できる。
第７図に本発明の具体的一実施例を示す。同図
において、FMIF回路は、中間周波数に変換され
たFM信号を振幅制限するリミツタ増幅器１０１
と、振幅制限されたFM信号を復調するクオドラ
チヤ型FM弁別器３０１と、FM復調出力を増幅
する利得可変低周波増幅器４０１及び受信FM信
号の強度を検知する信号強度帯域検出器５０１並
びにこれらに電力を供給する電源回路２０１で構
成されている。
において、FMIF回路は、中間周波数に変換され
たFM信号を振幅制限するリミツタ増幅器１０１
と、振幅制限されたFM信号を復調するクオドラ
チヤ型FM弁別器３０１と、FM復調出力を増幅
する利得可変低周波増幅器４０１及び受信FM信
号の強度を検知する信号強度帯域検出器５０１並
びにこれらに電力を供給する電源回路２０１で構
成されている。
FMIF入力信号は入力端子Ａに加わりセラミツ
クフイルタ１を通して、トランジスタ２，３、ト
ランジスタ８，９、トランジスタ１７，１８の直
結型差動増幅器で構成されるリミツタ増幅器１０
１で増幅され、負荷１９よりリミツタ増幅器出力
端子Ｇより取り出され、且つ、結合コンデンサ２
３を通して、FM弁別器３０１（クオドラチヤ
〓〓〓〓
型）の入力端子Ｋに加わる。端子Ｋに加わつた
FMIF信号は差動増幅器トランジスタ３８，３９
で増幅されトランジスタ３３，３４，３５，３６
よりなるてい倍器の一方に入る。一方、端子Ｋの
FMIF信号は移相回路４２，４３，４４により、
FMIF信号の周波数に対して、位相が変化せしめ
られ（IF中心周波数では90゜）上記てい倍器の
他方に入り、トランジスタ３４，３６のコレクタ
には、FMIF信号に対してFM弁別された復調出
力がでてくる。又、上記復調出力はカレントミラ
ー回路トランジスタ４０，５２、ダイオード３
７，４１によつて差動増幅器トランジスタ４７，
４８の共通エミツタ端子の復調信号電流に変換さ
れる。
クフイルタ１を通して、トランジスタ２，３、ト
ランジスタ８，９、トランジスタ１７，１８の直
結型差動増幅器で構成されるリミツタ増幅器１０
１で増幅され、負荷１９よりリミツタ増幅器出力
端子Ｇより取り出され、且つ、結合コンデンサ２
３を通して、FM弁別器３０１（クオドラチヤ
〓〓〓〓
型）の入力端子Ｋに加わる。端子Ｋに加わつた
FMIF信号は差動増幅器トランジスタ３８，３９
で増幅されトランジスタ３３，３４，３５，３６
よりなるてい倍器の一方に入る。一方、端子Ｋの
FMIF信号は移相回路４２，４３，４４により、
FMIF信号の周波数に対して、位相が変化せしめ
られ（IF中心周波数では90゜）上記てい倍器の
他方に入り、トランジスタ３４，３６のコレクタ
には、FMIF信号に対してFM弁別された復調出
力がでてくる。又、上記復調出力はカレントミラ
ー回路トランジスタ４０，５２、ダイオード３
７，４１によつて差動増幅器トランジスタ４７，
４８の共通エミツタ端子の復調信号電流に変換さ
れる。
一方、端子Ｅ，Ｆ，Ｇからは、セラミツクフイ
ルタ１によつて周波数選択特性を有する信号（入
力端子Ａに加わる入力信号電圧に比例する）が取
り出され、信号強度、帯域検出器５０１，６５に
加えられ、又、移相コイル４３，４４に発生する
帯域特性をもつた信号もエミツタホロワトランジ
スタ２８のエミツタより取り出され端子Ｈから上
記信号強度、帯域検出器５０１，６５に加えら
れ、整流、増幅された後、端子Ｄ，Ｌに制御信号
として取り出される。
ルタ１によつて周波数選択特性を有する信号（入
力端子Ａに加わる入力信号電圧に比例する）が取
り出され、信号強度、帯域検出器５０１，６５に
加えられ、又、移相コイル４３，４４に発生する
帯域特性をもつた信号もエミツタホロワトランジ
スタ２８のエミツタより取り出され端子Ｈから上
記信号強度、帯域検出器５０１，６５に加えら
れ、整流、増幅された後、端子Ｄ，Ｌに制御信号
として取り出される。
又、利得可変低周波増幅器４０１はトランジス
タ５２，６１、ダイオード５１、負荷６２より構
成される増幅器と、トランジスタ４７，４８，４
９，５０，５４，５５，５６，５７及び抵抗５
８，５９，６０より構成される利得制御回路より
成つている。
タ５２，６１、ダイオード５１、負荷６２より構
成される増幅器と、トランジスタ４７，４８，４
９，５０，５４，５５，５６，５７及び抵抗５
８，５９，６０より構成される利得制御回路より
成つている。
さて、第７図において、入力端子Ａに加わる入
力信号の電圧が充分大きく（第３，５図で、V2
以上の入力信号電圧範囲）且つ、周波数がFMIF
回路の帯域内（第４，６図でk〜u）にあると
き、端子Ｄの制御電圧は大きく（端子Ｌの制御電
圧は小さい）トランジスタ５７のコレクタ電位は
低く（５６のコレクタ電位は高く）従つて、トラ
ンジスタ４８，４９が導通、トランジスタ４７，
５０が非導通になる様設定せられ、トランジスタ
５２のコレクタに流れる復調信号電流は全てダイ
オード５１を通してトランジスタ６１のコレクタ
電流となり、負荷６２を通して出力端子Ｃにあら
われ、可変低周波増幅器４０１は最大利得として
動作している。
力信号の電圧が充分大きく（第３，５図で、V2
以上の入力信号電圧範囲）且つ、周波数がFMIF
回路の帯域内（第４，６図でk〜u）にあると
き、端子Ｄの制御電圧は大きく（端子Ｌの制御電
圧は小さい）トランジスタ５７のコレクタ電位は
低く（５６のコレクタ電位は高く）従つて、トラ
ンジスタ４８，４９が導通、トランジスタ４７，
５０が非導通になる様設定せられ、トランジスタ
５２のコレクタに流れる復調信号電流は全てダイ
オード５１を通してトランジスタ６１のコレクタ
電流となり、負荷６２を通して出力端子Ｃにあら
われ、可変低周波増幅器４０１は最大利得として
動作している。
一方、入力端子Ａの入力信号の電圧が小さい
（第３，５図でV2以下の入力信号電圧範囲）又
は、周波数がFMIF帯域（第４，６図でk〜
u）外にあるとき、端子Ｄの制御電圧は徐々に下
がり（入力信号電圧の低下に比例して、又は入力
信号周波数が中心周波数cより遠ざかるのに比
例して）端子Ｌの制御電圧は徐々に上がり（上記
同様に）従つてトランジスタ４７，５０は徐々に
導通しはじめ、ダイオード５１を通して流れるト
ランジスタ６１のコレクタ電流のうち、抵抗５３
を流れる直流電流成分は徐々に増加し、これに対
応して、復調信号電流（トランジスタ５２のコレ
クタ電流）成分が徐々に減少し、従つて利得可変
低周波増幅器４０１の利得も又、徐々に減少す
る。
（第３，５図でV2以下の入力信号電圧範囲）又
は、周波数がFMIF帯域（第４，６図でk〜
u）外にあるとき、端子Ｄの制御電圧は徐々に下
がり（入力信号電圧の低下に比例して、又は入力
信号周波数が中心周波数cより遠ざかるのに比
例して）端子Ｌの制御電圧は徐々に上がり（上記
同様に）従つてトランジスタ４７，５０は徐々に
導通しはじめ、ダイオード５１を通して流れるト
ランジスタ６１のコレクタ電流のうち、抵抗５３
を流れる直流電流成分は徐々に増加し、これに対
応して、復調信号電流（トランジスタ５２のコレ
クタ電流）成分が徐々に減少し、従つて利得可変
低周波増幅器４０１の利得も又、徐々に減少す
る。
第７図で、Ｂ，Ｍ，Ｎ，Ｐ，Ｑ，Ｒは各トラン
ジスタに所定のバイアスを考える為の電源端子で
ある。
ジスタに所定のバイアスを考える為の電源端子で
ある。
この様にして、リミツタ増幅器１０１、電源回
路２０１、FM弁別器３０１で構成される従来
FMIF回路に利得可変低周波増幅器４０１、信号
強度帯域検出器５０１を追加した本発明のFMIF
回路によれば、入力信号が小さくなるに従い（従
つてＳ／Ｎ比が小さくなる）且つ、入力信号周波
数が、FMIF回路の帯域外はずれに従い、FMIF
回路の出力端子Ｃ（第７図）に出力される復調出
力を徐々にしぼりこみ（入力電圧、周波数に対し
て）前記従来例のミユーテイレブ等を接続するこ
とによる急激な音消え等のない、優れたFMIF回
路が構成できる。（但し、利得可変増幅器の利得
変化巾はリミツタ動作が効き始める入力電圧V2
で3dB程度、V1の入力電圧で10dB程度に選ぶと
最良な受信が可能である。）
路２０１、FM弁別器３０１で構成される従来
FMIF回路に利得可変低周波増幅器４０１、信号
強度帯域検出器５０１を追加した本発明のFMIF
回路によれば、入力信号が小さくなるに従い（従
つてＳ／Ｎ比が小さくなる）且つ、入力信号周波
数が、FMIF回路の帯域外はずれに従い、FMIF
回路の出力端子Ｃ（第７図）に出力される復調出
力を徐々にしぼりこみ（入力電圧、周波数に対し
て）前記従来例のミユーテイレブ等を接続するこ
とによる急激な音消え等のない、優れたFMIF回
路が構成できる。（但し、利得可変増幅器の利得
変化巾はリミツタ動作が効き始める入力電圧V2
で3dB程度、V1の入力電圧で10dB程度に選ぶと
最良な受信が可能である。）
第１図はFMIF回路の従来例を示すブロツク図
である。第２図は本発明によるFMIF回路の基本
的回路を示すブロツクダイヤグラムである。第３
図は、第１，２図におけるリミツタ特性を示すグ
ラフであり、縦軸に復調信号出力電圧、復調雑音
出力電圧、横軸にFMIF回路の入力信号電圧をと
つている。第４図は第１，２図におけるサイドピ
ークノイズ特性を示すグラフであり、縦軸に復調
信号出力、横軸にFMIF回路のキヤリア周波数を
とつている。第５図は利得可変低周波増幅器の電
〓〓〓〓
圧利得の入力信号電圧特性を示し、参考として、
復調信号出力電圧特性を示したグラフである。第
６図は利得可変低周波増幅器の電圧利得のFMIF
キヤリア周波数特性を示し、参考として、サイド
ピーク特性も示したグラフである。第７図は本発
明の具体的一実施例を示す図である。 １……フイルタ、１００，１０１……リミツタ
増幅器、３００，３０１……FM弁別器、４０１
……利得可変低周波増幅器、５０１……信号強度
帯域検出器。 〓〓〓〓
である。第２図は本発明によるFMIF回路の基本
的回路を示すブロツクダイヤグラムである。第３
図は、第１，２図におけるリミツタ特性を示すグ
ラフであり、縦軸に復調信号出力電圧、復調雑音
出力電圧、横軸にFMIF回路の入力信号電圧をと
つている。第４図は第１，２図におけるサイドピ
ークノイズ特性を示すグラフであり、縦軸に復調
信号出力、横軸にFMIF回路のキヤリア周波数を
とつている。第５図は利得可変低周波増幅器の電
〓〓〓〓
圧利得の入力信号電圧特性を示し、参考として、
復調信号出力電圧特性を示したグラフである。第
６図は利得可変低周波増幅器の電圧利得のFMIF
キヤリア周波数特性を示し、参考として、サイド
ピーク特性も示したグラフである。第７図は本発
明の具体的一実施例を示す図である。 １……フイルタ、１００，１０１……リミツタ
増幅器、３００，３０１……FM弁別器、４０１
……利得可変低周波増幅器、５０１……信号強度
帯域検出器。 〓〓〓〓
Claims (1)
- １ FM中間周波増幅段と、この中間周波増幅段
の出力信号を受けこの信号の周波数の所定中間周
波数に対するズレに対応した位相量だけ前記中間
周波増幅段の出力信号の位相をシフトする位相シ
フト段と、前記中間周波増幅段の出力信号および
前記位相シフト段の出力信号に応答して復調信号
を発生するクオドラチヤ型の復調段と、前記中間
周波増幅段の出力信号および前記位相シフト段の
出力信号を受けこれらに応答してFM信号強度を
示す情報とFM中間周波信号の前記所定中間周波
数からのずれを示す情報とを有する検出信号を発
生する信号強度および帯域検出段と、前記復調段
の出力端に結合され前記復調段からの出力信号を
前記検出信号に応じて制御された利得で増幅する
可変利得増幅段とを備えるFM信号受信回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6604378A JPS54157017A (en) | 1978-05-31 | 1978-05-31 | Fm signal receiving circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6604378A JPS54157017A (en) | 1978-05-31 | 1978-05-31 | Fm signal receiving circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS54157017A JPS54157017A (en) | 1979-12-11 |
| JPS628975B2 true JPS628975B2 (ja) | 1987-02-25 |
Family
ID=13304445
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6604378A Granted JPS54157017A (en) | 1978-05-31 | 1978-05-31 | Fm signal receiving circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS54157017A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5585148A (en) * | 1978-12-21 | 1980-06-26 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Side peak reduction circuit |
| KR100595839B1 (ko) | 1999-10-04 | 2006-07-05 | 에스케이 텔레콤주식회사 | 잡음신호를 이용한 이득 보상 장치 및 그 방법 |
-
1978
- 1978-05-31 JP JP6604378A patent/JPS54157017A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS54157017A (en) | 1979-12-11 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4776040A (en) | Superheterodyne receiver | |
| JPH0336118Y2 (ja) | ||
| JP2577490B2 (ja) | Ｆｍフロントエンド部のａｇｃ回路 | |
| JPS6340379B2 (ja) | ||
| JPH07336283A (ja) | 線形受信機 | |
| US4356350A (en) | FM Receiver | |
| EP0429021B1 (en) | A receiver capable of quickly suppressing defective effect of multipath reflection interference | |
| US5691666A (en) | Full threshold FM deviation compression feedback demodulator and method | |
| JP2000174644A (ja) | Ｆｍ信号受信中ノイズを低減する方法及びレシ―バ | |
| JPS628975B2 (ja) | ||
| JPS6247017B2 (ja) | ||
| JPH0354443Y2 (ja) | ||
| JPH10190509A (ja) | マイクロ波放送受信回路 | |
| US4499605A (en) | FM-Receiver using a ratio detector with silicon diodes | |
| JP3174230B2 (ja) | ラジオ受信機 | |
| JPS628976B2 (ja) | ||
| JPS6239858B2 (ja) | ||
| JPS5852737Y2 (ja) | 受信機 | |
| JP3480694B2 (ja) | Ｆｍラジオ受信機 | |
| JPS6317257B2 (ja) | ||
| JPS6334343Y2 (ja) | ||
| JPS6218982Y2 (ja) | ||
| JPS62131620A (ja) | 受信機 | |
| JP2594769B2 (ja) | 受信装置 | |
| JPS5852734Y2 (ja) | Ａｍ放送受信機 |