JPH0336118Y2 - - Google Patents
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- JPH0336118Y2 JPH0336118Y2 JP1988083997U JP8399788U JPH0336118Y2 JP H0336118 Y2 JPH0336118 Y2 JP H0336118Y2 JP 1988083997 U JP1988083997 U JP 1988083997U JP 8399788 U JP8399788 U JP 8399788U JP H0336118 Y2 JPH0336118 Y2 JP H0336118Y2
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- Japan
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- signal
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- limiter
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/001—Details of arrangements applicable to more than one type of frequency demodulator
- H03D3/003—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback
- H03D3/004—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback wherein the demodulated signal is used for controlling an oscillator, e.g. the local oscillator
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/34—Muting amplifier when no signal is present or when only weak signals are present, or caused by the presence of noise signals, e.g. squelch systems
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本考案は、ラジオ受信機のオーデイオ信号処理
部へのオーデイオ信号の供給を阻止するミユーテ
イング回路を備えるラジオ受信機に関する。
部へのオーデイオ信号の供給を阻止するミユーテ
イング回路を備えるラジオ受信機に関する。
かかるラジオ受信機は論文“エフ・エム・ア
イ・エフ・ストリツプ・ユージング・ザ・シー・
エー・3189イー（FM IF Strip Using the CA
3189E）”、“エレクトール（Flektor）”誌、
Vol.5，No.６，第22〜26頁（カンタベリー（英
国））に記載されている。
イ・エフ・ストリツプ・ユージング・ザ・シー・
エー・3189イー（FM IF Strip Using the CA
3189E）”、“エレクトール（Flektor）”誌、
Vol.5，No.６，第22〜26頁（カンタベリー（英
国））に記載されている。
既知のラジオ受信機ではミユーテイング回路
は、ラジオ受信機が放送送信にほぼ適正に同調さ
れなければ信号再生につきいわゆるミユーテイン
グ動作を行う。その結果妨害ノイズは聴取できな
くなる。
は、ラジオ受信機が放送送信にほぼ適正に同調さ
れなければ信号再生につきいわゆるミユーテイン
グ動作を行う。その結果妨害ノイズは聴取できな
くなる。
しかし、ラジオ受信機が２つの送信機の間にお
いて同調さた場合又は微弱に受信される放送送信
に同調された場合に行われるミユーテイング回路
の付勢に当り、従来のラジオ受信機においては完
全なミユーテイングが行われ、ユーザはラジオ受
信機が故障したと感ずることがしばしばあつた。
いて同調さた場合又は微弱に受信される放送送信
に同調された場合に行われるミユーテイング回路
の付勢に当り、従来のラジオ受信機においては完
全なミユーテイングが行われ、ユーザはラジオ受
信機が故障したと感ずることがしばしばあつた。
このような感じを持たせるのを防止するための
明白な対策はミユーテイング回路全体を除去する
ことである。しかしこのようにすると同調に当り
極めて好ましくない音響効果を生ずる。
明白な対策はミユーテイング回路全体を除去する
ことである。しかしこのようにすると同調に当り
極めて好ましくない音響効果を生ずる。
本考案の目的は、上記好ましくない音響効果を
防止し、かつラジオ受信機が適正同調範囲外即ち
ミユーテイング回路が付勢される範囲において作
動していることをユーザに指示するラジオ受信機
を提供するにある。
防止し、かつラジオ受信機が適正同調範囲外即ち
ミユーテイング回路が付勢される範囲において作
動していることをユーザに指示するラジオ受信機
を提供するにある。
かかる目的を達成するため本考案のラジオ受信
機は、ミユーテイング回路の入力端子をノイズ信
号を発生するノイズ源回路に結合し、ミユーテイ
ング回路が付勢された場合ミユーテイング回路を
介しオーデイオ信号処理部にノイズ信号を供給す
るよう構成したことを特徴とする。
機は、ミユーテイング回路の入力端子をノイズ信
号を発生するノイズ源回路に結合し、ミユーテイ
ング回路が付勢された場合ミユーテイング回路を
介しオーデイオ信号処理部にノイズ信号を供給す
るよう構成したことを特徴とする。
本考案の構成を使用した場合、適正同調範囲外
においては人為的かつ容認可能なノイズ信号を聴
き取ることができる。この音響指示は、適正同調
範囲外においてラジオ受信機が好ましくない音響
効果を発生しながら作動するか又は好ましくない
音響効果を発生することなく作動するかをユーザ
に知らせ、これは、可視指示に対し、ユーザが自
己の視覚による観察を中断する必要がないという
利点を有し、これは、例えば、カーラジオに対し
特に重要である。
においては人為的かつ容認可能なノイズ信号を聴
き取ることができる。この音響指示は、適正同調
範囲外においてラジオ受信機が好ましくない音響
効果を発生しながら作動するか又は好ましくない
音響効果を発生することなく作動するかをユーザ
に知らせ、これは、可視指示に対し、ユーザが自
己の視覚による観察を中断する必要がないという
利点を有し、これは、例えば、カーラジオに対し
特に重要である。
本考案のラジオ受信機の好適例においては、ノ
イズ源回路に、熱雑音を発生する抵抗と、この熱
雑音を増幅する増幅器とを設けるよう構成したこ
とを特徴とする。
イズ源回路に、熱雑音を発生する抵抗と、この熱
雑音を増幅する増幅器とを設けるよう構成したこ
とを特徴とする。
図面につき本考案の実施例を説明する。第１図
は本考案の実施例としてFM受信機１を示し、こ
の受信機の一端はアンテナ装置１００に接続し、
かつ他端はスピーカ３２に接続する。FM受信機
１は周波数同期ループ（周波数ロツクループ）６
〜１８を備え、その信号入力端子３は入力増幅器
２を介してアンテナ装置１００に結合し、また
FM受信機１は制御回路１９〜２７を備え、その
一端は後述する態様で周波数同期ループ６〜１８
に結合し、かつ他端はミユーテイング回路２９の
制御入力端子２８に結合する。ミユーテイング回
路２９は第１および第２入力端子３３および３４
を備え、第１入力端子３３は周波数同期ループ６
〜１８の信号出力端子５に結合し、第２入力端子
３４はノイズ源回路３０に結合する。ミユーテイ
ング回路２９の出力端子はオーデイオ信号処理部
３１を介してスピーカ３２に結合する。休止状態
では第１入力端子３３がミユーテイング回路２９
の出力端子に接続され、作動状態では第２入力端
子３４がミユーテイング回路２９の出力端子に接
続される。周波数同期ループ６〜１８は縦続接続
関係で、信号入力端子３に接続した混合段６、低
域通過フイルタ７、周波数−電圧変換器１８、い
わゆる第１アンプ・リミツタ１５、加算回路１６
および混合段６に接続する電圧制御発振器１７を
備える。第１アンプ・リミツタ１５および加算回
路１６の共通接続点を周波数同期ループ６〜１８
の信号出力端子５に接続する。また加算回路１６
は同調電圧入力端子４を有し、これに供給された
同調電圧と第１アンプ・リミツタ１５の出力電圧
を加算する。周波数−電圧変換器１８は低域通過
フイルタ７に接続した第２アンプ・リミツタ８を
備え、その出力端子はいわゆる第２位相検波器３
９の第１入力端子１２に結合し、かつ第２リミツ
タ９および第１の周波数応動90゜移相器１０の縦
続接続回路を介して第２位相検波器３９の第２入
力端子１３に結合する。第２位相検波器３９は入
力端子１２および１３に接続した混合段１１と、
第１アンプ・リミツタ１５に接続した低域通過フ
イルタ１４との縦続接続回路を備える。
は本考案の実施例としてFM受信機１を示し、こ
の受信機の一端はアンテナ装置１００に接続し、
かつ他端はスピーカ３２に接続する。FM受信機
１は周波数同期ループ（周波数ロツクループ）６
〜１８を備え、その信号入力端子３は入力増幅器
２を介してアンテナ装置１００に結合し、また
FM受信機１は制御回路１９〜２７を備え、その
一端は後述する態様で周波数同期ループ６〜１８
に結合し、かつ他端はミユーテイング回路２９の
制御入力端子２８に結合する。ミユーテイング回
路２９は第１および第２入力端子３３および３４
を備え、第１入力端子３３は周波数同期ループ６
〜１８の信号出力端子５に結合し、第２入力端子
３４はノイズ源回路３０に結合する。ミユーテイ
ング回路２９の出力端子はオーデイオ信号処理部
３１を介してスピーカ３２に結合する。休止状態
では第１入力端子３３がミユーテイング回路２９
の出力端子に接続され、作動状態では第２入力端
子３４がミユーテイング回路２９の出力端子に接
続される。周波数同期ループ６〜１８は縦続接続
関係で、信号入力端子３に接続した混合段６、低
域通過フイルタ７、周波数−電圧変換器１８、い
わゆる第１アンプ・リミツタ１５、加算回路１６
および混合段６に接続する電圧制御発振器１７を
備える。第１アンプ・リミツタ１５および加算回
路１６の共通接続点を周波数同期ループ６〜１８
の信号出力端子５に接続する。また加算回路１６
は同調電圧入力端子４を有し、これに供給された
同調電圧と第１アンプ・リミツタ１５の出力電圧
を加算する。周波数−電圧変換器１８は低域通過
フイルタ７に接続した第２アンプ・リミツタ８を
備え、その出力端子はいわゆる第２位相検波器３
９の第１入力端子１２に結合し、かつ第２リミツ
タ９および第１の周波数応動90゜移相器１０の縦
続接続回路を介して第２位相検波器３９の第２入
力端子１３に結合する。第２位相検波器３９は入
力端子１２および１３に接続した混合段１１と、
第１アンプ・リミツタ１５に接続した低域通過フ
イルタ１４との縦続接続回路を備える。
制御回路１９〜２７は全ての通過周波数に応動
する180゜移相器１９を備え、この移相器１９はい
わゆる第３リミツタ２１を介していわゆる第１位
相検波器２７の第２入力端子２４に結合する。位
相検波器２７の第１入力端子２３は周波数−電圧
変換器１８の第２リミツタ９の出力端子に結合す
る。第１位相検波器２７の出力端子はいわゆる第
１リミツタ２６を介してミユーテイング回路２９
の制御入力端子２８に接続する。
する180゜移相器１９を備え、この移相器１９はい
わゆる第３リミツタ２１を介していわゆる第１位
相検波器２７の第２入力端子２４に結合する。位
相検波器２７の第１入力端子２３は周波数−電圧
変換器１８の第２リミツタ９の出力端子に結合す
る。第１位相検波器２７の出力端子はいわゆる第
１リミツタ２６を介してミユーテイング回路２９
の制御入力端子２８に接続する。
全通過周波数応動180゜移相器１９は、周波数−
電圧変換器１８の第１周波数応動90゜移相器１０
および第３リミツタ２１の間に接続した第２の周
波数応動90゜移相器２０を備える。縦続接続した
２個の周波数応動90゜移相器１０および２０全体
は全通過周波数応動180゜移相器として作動し、両
方の周波数応動90゜移相器１０および２０は、こ
れを通過する信号の位相を各通過信号の周波数に
左右される量だけ推移し、かつ通過信号の位相を
各通過信号の所定周波数に対し90゜だけ推移する
よう構成する。第１位相検波器２７は２個の入力
端子２３および２４に接続した混合段２２と、第
１リミツタ２６に接続した低域通過フイルタ２５
との縦続接続回路を備える。
電圧変換器１８の第１周波数応動90゜移相器１０
および第３リミツタ２１の間に接続した第２の周
波数応動90゜移相器２０を備える。縦続接続した
２個の周波数応動90゜移相器１０および２０全体
は全通過周波数応動180゜移相器として作動し、両
方の周波数応動90゜移相器１０および２０は、こ
れを通過する信号の位相を各通過信号の周波数に
左右される量だけ推移し、かつ通過信号の位相を
各通過信号の所定周波数に対し90゜だけ推移する
よう構成する。第１位相検波器２７は２個の入力
端子２３および２４に接続した混合段２２と、第
１リミツタ２６に接続した低域通過フイルタ２５
との縦続接続回路を備える。
入力増幅器２は搬送波周波数Zを有するアンテ
ナ信号を増幅し、これを混合段６に供給する。混
合段６ではこのアンテナ信号と、周波数VCOを有
する電圧制御発振器１７の信号が乗算され、然る
後周波数Z−VCOを有する所望の混合信号を低域
通過フイルタ７によつて選択する。例えば周波数
の隣接した送信機によつて生ずる不所望の混合信
号は低域通過フイルタ７によつて抑制される。具
体例では低域通過フイルタ７の3dB通過帯域は
100kHzとした。
ナ信号を増幅し、これを混合段６に供給する。混
合段６ではこのアンテナ信号と、周波数VCOを有
する電圧制御発振器１７の信号が乗算され、然る
後周波数Z−VCOを有する所望の混合信号を低域
通過フイルタ７によつて選択する。例えば周波数
の隣接した送信機によつて生ずる不所望の混合信
号は低域通過フイルタ７によつて抑制される。具
体例では低域通過フイルタ７の3dB通過帯域は
100kHzとした。
第２アンプ・リミツタ８は微弱な信号（例えば
ノイズ信号または低域通過フイルタ７の通過帯域
縁部で充分抑制されなかつた信号）を直線性で増
幅し、かつ低域通過フイルタ７を減衰されること
なく通過した強い入力信号に対しリミツタとして
作動する。第２アンプ・リミツタ８の出力信号は
混合段１１の第１入力端子１２および第２リミツ
タ９に供給し、この出力信号の振幅が第２リミツ
タ９において制限される。次いで周波数応動90゜
移相器１０において周波数応動推移が行われ、周
波数Lを有する信号の位相が90゜推移される。具
体例では90゜移相器１０の特性周波数である周波
数Lを60kHzに選定した。
ノイズ信号または低域通過フイルタ７の通過帯域
縁部で充分抑制されなかつた信号）を直線性で増
幅し、かつ低域通過フイルタ７を減衰されること
なく通過した強い入力信号に対しリミツタとして
作動する。第２アンプ・リミツタ８の出力信号は
混合段１１の第１入力端子１２および第２リミツ
タ９に供給し、この出力信号の振幅が第２リミツ
タ９において制限される。次いで周波数応動90゜
移相器１０において周波数応動推移が行われ、周
波数Lを有する信号の位相が90゜推移される。具
体例では90゜移相器１０の特性周波数である周波
数Lを60kHzに選定した。
混合段１１では90゜移相器１０の出力信号と第
２アンプ・リミツタ８の出力信号とが乗算され、
混合段１１の出力端子にはその２個の入力端子に
供給された信号の間の位相差および振幅に比例す
る振幅を有する出力信号が生ずる。従つて周波数
−電圧変換器１８のノイズ特性は、乗算すべき両
信号の振幅を制限する従来の二乗検波FM復調器
に比べ遥に有利になり、その理由はかかる従来の
二乗検波FM復調器は小さいノイズ信号に対して
も二乗検波方式で作動し、従つて低域通過フイル
タ７の通過帯域内に位置するノイズ成分を擾乱を
生ずる程度まで増幅してしまうからである。
２アンプ・リミツタ８の出力信号とが乗算され、
混合段１１の出力端子にはその２個の入力端子に
供給された信号の間の位相差および振幅に比例す
る振幅を有する出力信号が生ずる。従つて周波数
−電圧変換器１８のノイズ特性は、乗算すべき両
信号の振幅を制限する従来の二乗検波FM復調器
に比べ遥に有利になり、その理由はかかる従来の
二乗検波FM復調器は小さいノイズ信号に対して
も二乗検波方式で作動し、従つて低域通過フイル
タ７の通過帯域内に位置するノイズ成分を擾乱を
生ずる程度まで増幅してしまうからである。
低域通過フイルタ１４は混合段１１の出力端子
において得られる混合信号からオーデイオ周波数
混合信号を選択する。このフイルタ１４の低域通
過特性により、周波数同期ループ６〜１８のルー
プゲイン特性の勾配および遮断周波数、従つてル
ープ内で帰還動作が行われる周波数範囲が決る。
具体例ではこの低域通過フイルタ１４（ループフ
イルタとも呼ばれる）の帯域幅は15kHzとした。
において得られる混合信号からオーデイオ周波数
混合信号を選択する。このフイルタ１４の低域通
過特性により、周波数同期ループ６〜１８のルー
プゲイン特性の勾配および遮断周波数、従つてル
ープ内で帰還動作が行われる周波数範囲が決る。
具体例ではこの低域通過フイルタ１４（ループフ
イルタとも呼ばれる）の帯域幅は15kHzとした。
周波数−電圧変換器１８の動作を詳細に説明す
るため第２図において曲線１００は、この周波数
−電圧変換器１８の出力電圧VDEMの理想的変化
を、送信機周波数Zを有する所定レベルの無変調
アンテナ信号において、標準同調周波数として使
用される差周波数Z−VCOの関数として示す。
るため第２図において曲線１００は、この周波数
−電圧変換器１８の出力電圧VDEMの理想的変化
を、送信機周波数Zを有する所定レベルの無変調
アンテナ信号において、標準同調周波数として使
用される差周波数Z−VCOの関数として示す。
曲線１００は混合段６で行われる低いベースバ
ンドへの変換の結果Z＝VCOなる点に対し対称と
なる。更に、標準同調周波数Z−VCOの周波数L
および−Lにおいて第２位相検波器３９の２個の
入力端子１２および１３における信号の間に90゜
の位相推移が得られる。その場合周波数−電圧変
換器１８の出力電圧DEMは零になる。前記アンテ
ナ信号のレベルを有する信号が低域通過フイルタ
７においてほぼ完全に抑制される周波数をqで示
すと、出力電圧VDEMは標準同調周波数Z−VCOに
おいてqより高いかまたは−qより低い周波数範
囲においても零になる。
ンドへの変換の結果Z＝VCOなる点に対し対称と
なる。更に、標準同調周波数Z−VCOの周波数L
および−Lにおいて第２位相検波器３９の２個の
入力端子１２および１３における信号の間に90゜
の位相推移が得られる。その場合周波数−電圧変
換器１８の出力電圧DEMは零になる。前記アンテ
ナ信号のレベルを有する信号が低域通過フイルタ
７においてほぼ完全に抑制される周波数をqで示
すと、出力電圧VDEMは標準同調周波数Z−VCOに
おいてqより高いかまたは−qより低い周波数範
囲においても零になる。
低域通過フイルタ７の通過帯域縁部においてア
ンテナ信号の部分的な抑制が行なわれる標準同調
周波数Z−VCOの値においては、このようにかな
りの程度まで抑制さたアンテナ信号を混合段６で
発生しかつ低域通過帯域内にあるノイズ信号より
小さくすることができる。小さい振幅の入力信号
に対するアンプ・リミツタ８における直線性増幅
のため、かかる小振幅の入力信号に対しては出力
電圧VDEMはかかる小さい振幅の信号が生ずる周
波数、即ち第２位相検波器３９の第１および第２
入力端子における信号の間の位相差に依存するだ
けでなく、かかる小さい振幅の信号の振幅の値に
も依存する。これにより平均ノイズレベルは、周
波数−電圧変換器１８における復調後Lにおける
適正同調での平均信号レベルに合致することとな
る。これにより、ノイズレベルおよび信号レベル
の間の急激な過渡電圧変化が生じなくなるので、
偶発的にノイズに消される微弱なアンテナ信号に
より不所望のパルス状妨害信号を生ずることがな
くなる。
ンテナ信号の部分的な抑制が行なわれる標準同調
周波数Z−VCOの値においては、このようにかな
りの程度まで抑制さたアンテナ信号を混合段６で
発生しかつ低域通過帯域内にあるノイズ信号より
小さくすることができる。小さい振幅の入力信号
に対するアンプ・リミツタ８における直線性増幅
のため、かかる小振幅の入力信号に対しては出力
電圧VDEMはかかる小さい振幅の信号が生ずる周
波数、即ち第２位相検波器３９の第１および第２
入力端子における信号の間の位相差に依存するだ
けでなく、かかる小さい振幅の信号の振幅の値に
も依存する。これにより平均ノイズレベルは、周
波数−電圧変換器１８における復調後Lにおける
適正同調での平均信号レベルに合致することとな
る。これにより、ノイズレベルおよび信号レベル
の間の急激な過渡電圧変化が生じなくなるので、
偶発的にノイズに消される微弱なアンテナ信号に
より不所望のパルス状妨害信号を生ずることがな
くなる。
周波数−電圧変換器１８の出力信号VDEMは第
１アンプ・リミツタ１５に供給し、ここで所定最
大信号レベルまで出力信号VDEMの直線性増幅を
行う。第２図においてこの最大信号レベルは標準
同調周波数Z−VCOが0.5Lおよび1.5Lで得られ
る。最大信号レベル以上の信号は制限される。
１アンプ・リミツタ１５に供給し、ここで所定最
大信号レベルまで出力信号VDEMの直線性増幅を
行う。第２図においてこの最大信号レベルは標準
同調周波数Z−VCOが0.5Lおよび1.5Lで得られ
る。最大信号レベル以上の信号は制限される。
アンプ・リミツタ１５の動作を詳細に説明する
ため第３図を参照する。第３図において線分110
〜116は、送信機周波数Zを有する所定レベルの
無変調アンテナ信号に対してアンプ・リミツタ１
５の出力電圧VVCOの理想的変化を、標準同調周
波数として使用される差周波数Z−VCOの関数と
して示す。
ため第３図を参照する。第３図において線分110
〜116は、送信機周波数Zを有する所定レベルの
無変調アンテナ信号に対してアンプ・リミツタ１
５の出力電圧VVCOの理想的変化を、標準同調周
波数として使用される差周波数Z−VCOの関数と
して示す。
アンプ・リミツタ１５は標準同調周波数Z−
VCOにつき線分111〜113で示した範囲では振幅制
限モードにある。これらの範囲即ち後述する保持
範囲では周波数同期ループが実際上スイツチイン
されるが、電圧VVCO従つて発振器周波数VCOは一
定に推維される。出力信号VDEMの直線性増幅は
線分110および114〜116で示した範囲において行
われる。しかし周波数同期ループ６〜１８の正帰
還は線分115および116で示した範囲において行わ
れる。これらの周波数範囲では発振器周波数が急
激に変化する。
VCOにつき線分111〜113で示した範囲では振幅制
限モードにある。これらの範囲即ち後述する保持
範囲では周波数同期ループが実際上スイツチイン
されるが、電圧VVCO従つて発振器周波数VCOは一
定に推維される。出力信号VDEMの直線性増幅は
線分110および114〜116で示した範囲において行
われる。しかし周波数同期ループ６〜１８の正帰
還は線分115および116で示した範囲において行わ
れる。これらの周波数範囲では発振器周波数が急
激に変化する。
負帰還は線分114および110で示した範囲で行わ
れる。これらの範囲では安定な同調即ち周波数同
期ループの同期が行われる。本考案により後述す
る態様で行われる不所望な２次同調の抑制は線分
114の部分で行われる。線分115は電圧制御発振器
１７の適正同調範囲即ちいわゆるロツクイン範囲
を示す。
れる。これらの範囲では安定な同調即ち周波数同
期ループの同期が行われる。本考案により後述す
る態様で行われる不所望な２次同調の抑制は線分
114の部分で行われる。線分115は電圧制御発振器
１７の適正同調範囲即ちいわゆるロツクイン範囲
を示す。
ミユーテイング回路２９に対する制御電圧は第
１図に示した制御回路１９〜２７によつて得ら
れ、この制御回路は全通過周波数応動180゜移相器
１９、いわゆる第３リミツタ２１、位相検波器２
７およびいわゆる第１リミツタ２６を備える。
１図に示した制御回路１９〜２７によつて得ら
れ、この制御回路は全通過周波数応動180゜移相器
１９、いわゆる第３リミツタ２１、位相検波器２
７およびいわゆる第１リミツタ２６を備える。
この制御回路１９〜２７の動作を説明するため
第４および５図を参照する。これらの図において
は位相検波器２７の出力電圧VCORおよびリミツタ
２６の出力端子から送出される制御電圧VMUTE
を、標準同調周波数として使用される差周波数Z
−VCOの関数として送信機周波数Zを有する所定
レベルの無変調アンテナ信号において理想化した
態様で示してある。
第４および５図を参照する。これらの図において
は位相検波器２７の出力電圧VCORおよびリミツタ
２６の出力端子から送出される制御電圧VMUTE
を、標準同調周波数として使用される差周波数Z
−VCOの関数として送信機周波数Zを有する所定
レベルの無変調アンテナ信号において理想化した
態様で示してある。
第４図に参照数字１２０で示した如く変化する
出力電圧VCORは、混合段２２の入力端子に接続し
た第１位相検波器２７の入力端子２３及び２４の
うち、入力端子２３には振幅制限された信号を直
接供給し、かつ入力端子２４には、この信号が全
通過周波数応動180゜移相器１９において推維され
た位相だけの位相差を有する信号をリミツタを介
して供給することによつて得られる。
出力電圧VCORは、混合段２２の入力端子に接続し
た第１位相検波器２７の入力端子２３及び２４の
うち、入力端子２３には振幅制限された信号を直
接供給し、かつ入力端子２４には、この信号が全
通過周波数応動180゜移相器１９において推維され
た位相だけの位相差を有する信号をリミツタを介
して供給することによつて得られる。
第２周波数応動90゜移相器２０の特性周波数は
第１周波数応動90゜移相器１０の特性周波数（L
＝60kHz）に等しく設定するので、０；0.5L；
L；1.5L；−0.5L；−Lおよび−1.5Lの標準同
調周波数Z−VCOにおいて位相推移0゜；90゜；
180゜；270゜；−90゜；−180゜および−270゜がそれぞ
れ得られる。低域通過フイルタ２５の帯域幅は、
0.5L乃至1.5Lの範囲における同調に当り同調回
路がオーデイオ周波数のタイミングで連続的にス
イツチオンおよびスイツチオフされるのを防止す
るため過大にならないよう選定する必要がある一
方、同調に当りミユーテイング回路が過度に緩慢
にスイツチオフされ、これによりいわゆる送信機
のスキツプを招来するのを防止するため過小にな
らないよう選定する必要がある。この帯域幅の実
用例は１Hzである。
第１周波数応動90゜移相器１０の特性周波数（L
＝60kHz）に等しく設定するので、０；0.5L；
L；1.5L；−0.5L；−Lおよび−1.5Lの標準同
調周波数Z−VCOにおいて位相推移0゜；90゜；
180゜；270゜；−90゜；−180゜および−270゜がそれぞ
れ得られる。低域通過フイルタ２５の帯域幅は、
0.5L乃至1.5Lの範囲における同調に当り同調回
路がオーデイオ周波数のタイミングで連続的にス
イツチオンおよびスイツチオフされるのを防止す
るため過大にならないよう選定する必要がある一
方、同調に当りミユーテイング回路が過度に緩慢
にスイツチオフされ、これによりいわゆる送信機
のスキツプを招来するのを防止するため過小にな
らないよう選定する必要がある。この帯域幅の実
用例は１Hzである。
第５図に折線１３０で示した電圧VMUTEの理想
的変化はいわゆる第１リミツタ２６における電圧
VCORの無限利得によつて得られる。リミツタ２６
の出力電圧VMUTE即ちミユーテイング回路２９に
対する制御電圧は２つの離散値の間で急激に変化
する。ミユーテイング回路２９の切替えは標準同
調周波数Z−VCOの値−1.5L；−0.5L；0.5Lお
よ
び1.5Lにおいて行われる。
的変化はいわゆる第１リミツタ２６における電圧
VCORの無限利得によつて得られる。リミツタ２６
の出力電圧VMUTE即ちミユーテイング回路２９に
対する制御電圧は２つの離散値の間で急激に変化
する。ミユーテイング回路２９の切替えは標準同
調周波数Z−VCOの値−1.5L；−0.5L；0.5Lお
よ
び1.5Lにおいて行われる。
ミユーテイング回路２９が電圧VMUTEの正値で
付勢されかつVMUTEの負値で休止状態に切替えら
れるようにし、ミユーテイング回路２９が電圧
VMUTEの正値で付勢された場合周波数同期ループ
６〜１８の信号出力端子５は信号処理部３１から
減結合され、この信号処理部３１には−1.5L以
下、−0.5Lおよび0.5Lの間、並に1.5L以上の標準
同調周波数Z−VCOにおいてノイズ源回路３０が
結合される。従つてFM受信機が所望局に未だ同
調されていない場合、スピーカ３２がFM受信機
が作動状態にあることを音響の形態で使用者に知
らせる一方、第３図の線分114で示した範囲にお
ける２次局に対する如何なる同調も抑制される。
アンプにより増幅される抵抗の熱雑音はノイズ源
回路として作用させることができる。
付勢されかつVMUTEの負値で休止状態に切替えら
れるようにし、ミユーテイング回路２９が電圧
VMUTEの正値で付勢された場合周波数同期ループ
６〜１８の信号出力端子５は信号処理部３１から
減結合され、この信号処理部３１には−1.5L以
下、−0.5Lおよび0.5Lの間、並に1.5L以上の標準
同調周波数Z−VCOにおいてノイズ源回路３０が
結合される。従つてFM受信機が所望局に未だ同
調されていない場合、スピーカ３２がFM受信機
が作動状態にあることを音響の形態で使用者に知
らせる一方、第３図の線分114で示した範囲にお
ける２次局に対する如何なる同調も抑制される。
アンプにより増幅される抵抗の熱雑音はノイズ源
回路として作用させることができる。
−1.5Lおよび−0.5Lの間並に0.5Lおよび1.5L
の間の標準同調周波数Z−VCOでは周波数同期ル
ープ６〜１８の信号出力端子５はミユーテイング
回路２９を介して信号処理部３１に接続され、ス
ピーカ３２により音声周波信号の再生が行われ
る。前述したように、周波数同期ループ６〜１８
は−0.5Lおよび−1.5Lの間の周波数範囲では正
帰還されるので、この範囲を１回の跳躍で通過
し、0.5Lおよび1.5Lの間の適正同調範囲におい
てだけ安定な同調が達成され、ミユーテイング回
路２９は休止状態になる。
の間の標準同調周波数Z−VCOでは周波数同期ル
ープ６〜１８の信号出力端子５はミユーテイング
回路２９を介して信号処理部３１に接続され、ス
ピーカ３２により音声周波信号の再生が行われ
る。前述したように、周波数同期ループ６〜１８
は−0.5Lおよび−1.5Lの間の周波数範囲では正
帰還されるので、この範囲を１回の跳躍で通過
し、0.5Lおよび1.5Lの間の適正同調範囲におい
てだけ安定な同調が達成され、ミユーテイング回
路２９は休止状態になる。
なお第１、第２及び第３リミツタ２６，９及び
２１の機能は基本的に同じであり、或る値より大
きい振幅を抑制する。しかしこれらリミツタには
普通のFM受信機の中間周波リミツタにおいて通
常みられる如き比較的大きい増幅係数を有する増
幅器を設けることができる。かかる増幅器はこれ
らリミツタの前位の回路における信号増幅が十分
な場合には省略できる。また、第４図及び第５図
のうち特に後者は理想的変化を示したもので、実
際上、電圧VVORの振幅変化範囲（第４図）は電
圧VMUTEの振幅変化範囲（第５図）とは異なる
が、電圧VCORがゼロレベルの周りの小さい正方向
又は負方向限界値を越えた場合第１リミツタによ
つて電圧VCORの振幅を制限することにより、電圧
VMUTEを第５図に示した前記理想的変化に極めて
良好に近似させることができる。
２１の機能は基本的に同じであり、或る値より大
きい振幅を抑制する。しかしこれらリミツタには
普通のFM受信機の中間周波リミツタにおいて通
常みられる如き比較的大きい増幅係数を有する増
幅器を設けることができる。かかる増幅器はこれ
らリミツタの前位の回路における信号増幅が十分
な場合には省略できる。また、第４図及び第５図
のうち特に後者は理想的変化を示したもので、実
際上、電圧VVORの振幅変化範囲（第４図）は電
圧VMUTEの振幅変化範囲（第５図）とは異なる
が、電圧VCORがゼロレベルの周りの小さい正方向
又は負方向限界値を越えた場合第１リミツタによ
つて電圧VCORの振幅を制限することにより、電圧
VMUTEを第５図に示した前記理想的変化に極めて
良好に近似させることができる。
第６図は本考案のFM受信機の同調動作を示
す。説明を簡単にするため電圧制御発振器１７の
周波数VCOを、連続的に変化する送信機周波数Z
および一定振幅を有する無変調アンテナ信号の関
数として示す。
す。説明を簡単にするため電圧制御発振器１７の
周波数VCOを、連続的に変化する送信機周波数Z
および一定振幅を有する無変調アンテナ信号の関
数として示す。
直線ｐ，ｑ，ｒおよびｓは、標準同調周波数Z
−VCOの値が−1.5L；−0.5L；0.5Lおよび1.5
L
となる点をそれぞれ示す。ミユーテイング回路２
９は直線ｐおよびｑの間並に直線ｒおよびｓの間
の標準同調周波数Z−VCOにおいて休止状態とな
り、これらの領域の外側ではミユーテイング回路
２９は作動状態となる。
−VCOの値が−1.5L；−0.5L；0.5Lおよび1.5
L
となる点をそれぞれ示す。ミユーテイング回路２
９は直線ｐおよびｑの間並に直線ｒおよびｓの間
の標準同調周波数Z−VCOにおいて休止状態とな
り、これらの領域の外側ではミユーテイング回路
２９は作動状態となる。
標準同調周波数Z−VCOが−1.5L以下の範囲で
は、経路Ｇはまず周波数Zの増大する方向に進
む。この場合周波数同期ループはロツクされず、
電圧制御発振器１７は自走発振を行う。然る後Z
−VCO＝−1.5Lの時経路Ｅに到達し、ここで周波
数同期ループはロツクされ、電圧制御発振器１７
の周波数VCOが送信機周波数Zによりプルインさ
れる。経路Ｅは第３図の線分114で示した安定な
２次同調の範囲を示す。
は、経路Ｇはまず周波数Zの増大する方向に進
む。この場合周波数同期ループはロツクされず、
電圧制御発振器１７は自走発振を行う。然る後Z
−VCO＝−1.5Lの時経路Ｅに到達し、ここで周波
数同期ループはロツクされ、電圧制御発振器１７
の周波数VCOが送信機周波数Zによりプルインさ
れる。経路Ｅは第３図の線分114で示した安定な
２次同調の範囲を示す。
経路Ｊでは周波数Zが更に増大する。この範囲
ではリミツタ１５はその振幅制限動作を行い、周
波数VCOはZが増大するにも拘わらず一定値に留
る。経路Ｊは第３図の線分112によつて示した保
持範囲に対応する。経路Ｇ，ＥおよびＪを通る場
合ミユーテイング回路２９が作動するので、この
周波数範囲での同調に対しては受信機はミユーテ
イング状態にセツトされ、同調過程につき音響に
よる指示を与えるノイズ源回路３０のノイズだけ
が再生される。
ではリミツタ１５はその振幅制限動作を行い、周
波数VCOはZが増大するにも拘わらず一定値に留
る。経路Ｊは第３図の線分112によつて示した保
持範囲に対応する。経路Ｇ，ＥおよびＪを通る場
合ミユーテイング回路２９が作動するので、この
周波数範囲での同調に対しては受信機はミユーテ
イング状態にセツトされ、同調過程につき音響に
よる指示を与えるノイズ源回路３０のノイズだけ
が再生される。
経路Ｊで周波数Zが増大すると経路Ａに進み、
その場合周波数同期ループにおいて正帰還が行わ
れる。これにより、周波数同期ループがロツクさ
れるまで、周波数VCOの急激な減少に当り経路Ａ
は直線ｐおよびｑの間を通る。ミユーテイング回
路２９は低域通過フイルタの狭帯域幅に起因する
慣性遅延の後スイツチオフされるので、この経路
を介する周波数ジヤンプの際にもミユーテイング
回路２９は作動状態に維持され、従つてこの周波
数ジヤンプは聴取されることがない。
その場合周波数同期ループにおいて正帰還が行わ
れる。これにより、周波数同期ループがロツクさ
れるまで、周波数VCOの急激な減少に当り経路Ａ
は直線ｐおよびｑの間を通る。ミユーテイング回
路２９は低域通過フイルタの狭帯域幅に起因する
慣性遅延の後スイツチオフされるので、この経路
を介する周波数ジヤンプの際にもミユーテイング
回路２９は作動状態に維持され、従つてこの周波
数ジヤンプは聴取されることがない。
周波数同期ループの前記ロツキングは適正同調
範囲即ちプルイン範囲Ｆにおいて行われる。第３
図ではこの範囲を線分110で示す。この場合発振
器周波数VCOは広い範囲にわたり送信機周波数Z
に追随する。かかる態様で復調機能が自動周波数
制御機能と合体される。
範囲即ちプルイン範囲Ｆにおいて行われる。第３
図ではこの範囲を線分110で示す。この場合発振
器周波数VCOは広い範囲にわたり送信機周波数Z
に追随する。かかる態様で復調機能が自動周波数
制御機能と合体される。
プルイン範囲の縁部は直線ｓによつて形成さ
れ、その場合アンプ・リミツタ１５が振幅制限動
作を開始し、発振器周波数VCOは送信機周波数Z
の増大に当り一定に維持される。ここでミユーテ
イング回路２９が付勢される。その場合経路Ｋに
進む。この経路Ｋは第３図の線分113で示した範
囲に対応する。
れ、その場合アンプ・リミツタ１５が振幅制限動
作を開始し、発振器周波数VCOは送信機周波数Z
の増大に当り一定に維持される。ここでミユーテ
イング回路２９が付勢される。その場合経路Ｋに
進む。この経路Ｋは第３図の線分113で示した範
囲に対応する。
更に送信機周波数Zが増大するとアンプ・リミ
ツタ１５の振幅制限動作が停止し、周波数同期ル
ープにおいて正帰還動作が生ずる（第３図の線分
116を参照）。その結果発振器周波数VCOが急激に
減少して、遂に周波数同期ループが充分に非同期
（アンロツク）状態になり、電圧制御発振器１７
が完全に自走発振状態になる。その場合経路Ｄを
辿る。
ツタ１５の振幅制限動作が停止し、周波数同期ル
ープにおいて正帰還動作が生ずる（第３図の線分
116を参照）。その結果発振器周波数VCOが急激に
減少して、遂に周波数同期ループが充分に非同期
（アンロツク）状態になり、電圧制御発振器１７
が完全に自走発振状態になる。その場合経路Ｄを
辿る。
送信機周波数Zが更に増大すると周波数同期ル
ープは非同期状態に維持され、その場合経路Ｈを
辿る。経路Ｋ，ＤおよびＨにわたる同調に当りミ
ユーテイング回路２９が作動し、音響による同調
指示のため使用されるノイズ源回路３０のノイズ
だけが聴取される。具体例ではプルイン範囲Ｆは
約350kHzであつた。
ープは非同期状態に維持され、その場合経路Ｈを
辿る。経路Ｋ，ＤおよびＨにわたる同調に当りミ
ユーテイング回路２９が作動し、音響による同調
指示のため使用されるノイズ源回路３０のノイズ
だけが聴取される。具体例ではプルイン範囲Ｆは
約350kHzであつた。
上述したようにした到達した周波数範囲から開
始すると、送信機周波数Zの減少に当り経路Ｈの
後に経路Ｍを辿り、周波数同期ループの同期は経
路Ｍにおいて維持される。送信機周波数Zが更に
減少すると標準同調周波数Z−VCOが減少して、
遂に値に到達し、周波数同期ループにおいて正
帰還が生ずる（第３図の線分116を参照。）その瞬
時に発振器周波数VCOが急激に増大して遂に周波
数同期ループが同期される。経路Ｂで示したこの
周波数ジヤンプは、この周波数範囲ではミユーテ
イング回路２９が作動しているので、聴取されな
い。
始すると、送信機周波数Zの減少に当り経路Ｈの
後に経路Ｍを辿り、周波数同期ループの同期は経
路Ｍにおいて維持される。送信機周波数Zが更に
減少すると標準同調周波数Z−VCOが減少して、
遂に値に到達し、周波数同期ループにおいて正
帰還が生ずる（第３図の線分116を参照。）その瞬
時に発振器周波数VCOが急激に増大して遂に周波
数同期ループが同期される。経路Ｂで示したこの
周波数ジヤンプは、この周波数範囲ではミユーテ
イング回路２９が作動しているので、聴取されな
い。
周波数同期ループの同期は適正同調即ちプルイ
ン範囲Ｆにおいて行われ、この範囲Ｆにおいては
復調および自動周波数制御が行われる。その場合
ミユーテイング回路２９は休止状態にある。送信
器周波数Zが減少するとプルイン範囲Ｆの縁部が
直線ｒに到達する。その場合標準同調周波数Z−
VCOは値0.5Lを有する。この場合アンプ・リミツ
タ１５が付勢され、第３図の線分111で示した範
囲に対応する経路Ｌを辿る。その場合ミユーテイ
ング回路２９が作動する。
ン範囲Ｆにおいて行われ、この範囲Ｆにおいては
復調および自動周波数制御が行われる。その場合
ミユーテイング回路２９は休止状態にある。送信
器周波数Zが減少するとプルイン範囲Ｆの縁部が
直線ｒに到達する。その場合標準同調周波数Z−
VCOは値0.5Lを有する。この場合アンプ・リミツ
タ１５が付勢され、第３図の線分111で示した範
囲に対応する経路Ｌを辿る。その場合ミユーテイ
ング回路２９が作動する。
送信機周波数Zが更に減少すると、直線ｑにお
いて周波数同期ループには正帰還が生じ、これに
応答して発振器周波数VCOが急激に増大して、遂
に周波数同期ループが非同期となり、電圧制御発
振器１７は完全に自走発振状態となる。その場合
経路Ｃを辿る。経路Ａに対する場合と同じく、経
路Ｃの際のこの周波数ジヤンプは直線ｐおよびｑ
の間の範囲を辿る。低域通過フイルタ２５の狭い
帯域幅のためミユーテイング回路２９はある慣性
遅れを伴つてスイツチオフされるので、ミユーテ
イング回路２９は直線ｐおよびｑの間の上記範囲
を通過する際も作動状態に維持される。これによ
り周波数ジヤンプが抑制される。標準同調周波数
Z−VCOが更に減少すると、周波数同期ループは
非同期状態に維持され、電圧制御発振器１７は完
全に自走発振状態になる。
いて周波数同期ループには正帰還が生じ、これに
応答して発振器周波数VCOが急激に増大して、遂
に周波数同期ループが非同期となり、電圧制御発
振器１７は完全に自走発振状態となる。その場合
経路Ｃを辿る。経路Ａに対する場合と同じく、経
路Ｃの際のこの周波数ジヤンプは直線ｐおよびｑ
の間の範囲を辿る。低域通過フイルタ２５の狭い
帯域幅のためミユーテイング回路２９はある慣性
遅れを伴つてスイツチオフされるので、ミユーテ
イング回路２９は直線ｐおよびｑの間の上記範囲
を通過する際も作動状態に維持される。これによ
り周波数ジヤンプが抑制される。標準同調周波数
Z−VCOが更に減少すると、周波数同期ループは
非同期状態に維持され、電圧制御発振器１７は完
全に自走発振状態になる。
なお代案として、アンプ・リミツタ１５およ
び／または制御回路１９〜２７を適切に構成配置
して、ミユーテイング回路が付勢される以前に既
に電圧VVCOの振幅制限が行われるようにするこ
とができる。この振幅制限に付随する可聴音ひず
みは、受信機が適正同調範囲の縁部に同調された
ことの指示を使用者に与える。
び／または制御回路１９〜２７を適切に構成配置
して、ミユーテイング回路が付勢される以前に既
に電圧VVCOの振幅制限が行われるようにするこ
とができる。この振幅制限に付随する可聴音ひず
みは、受信機が適正同調範囲の縁部に同調された
ことの指示を使用者に与える。
第１ａ図は本考案の他の実施例としてAM受信
機１′を示し、図中第１図のFM受信機１の回路
と同一機能を有する回路は同一番号で示す。AM
受信機１′は、復調動作が周波数−電圧変換器１
８ではなく振幅検波器５１において行われる点で
FM受信機１とは相違し、振幅検波器５１はAGC
増幅器８′を介して低域通過フイルタ７に接続す
る。振幅検波器５１の出力端子はAGCフイルタ
５０を介してAGC増幅器８′の制御入力端子に接
続し、かつミユーテイング回路２９の入力端子３
３にも接続する。AGCフイルタ５０の時定数は
約0.1秒である。
機１′を示し、図中第１図のFM受信機１の回路
と同一機能を有する回路は同一番号で示す。AM
受信機１′は、復調動作が周波数−電圧変換器１
８ではなく振幅検波器５１において行われる点で
FM受信機１とは相違し、振幅検波器５１はAGC
増幅器８′を介して低域通過フイルタ７に接続す
る。振幅検波器５１の出力端子はAGCフイルタ
５０を介してAGC増幅器８′の制御入力端子に接
続し、かつミユーテイング回路２９の入力端子３
３にも接続する。AGCフイルタ５０の時定数は
約0.1秒である。
周波数−電圧変換器１８は自動周波数制御のた
めの制御信号発生回路としてだけ作動し、制御信
号発生回路はFM受信機１のオーデイオ周波数低
域通過フイルタ１４を約１秒の時定数を有する自
動周波数制御フイルタ１４′で置換することによ
つて実現する。
めの制御信号発生回路としてだけ作動し、制御信
号発生回路はFM受信機１のオーデイオ周波数低
域通過フイルタ１４を約１秒の時定数を有する自
動周波数制御フイルタ１４′で置換することによ
つて実現する。
アンテナ信号の所定レベルにおける標準無変調
同調周波数の関数として本考案AM受信機１′の
周波数−電圧変換器１８、第１アンプ・リミツタ
１５、第１位相検波器２７および第１リミツタ２
６の出力電圧の理想的変化並に無変調信号に対す
る同調動作は、FM受信機１の場合と同様であ
り、第２〜６図の説明が適用できる。
同調周波数の関数として本考案AM受信機１′の
周波数−電圧変換器１８、第１アンプ・リミツタ
１５、第１位相検波器２７および第１リミツタ２
６の出力電圧の理想的変化並に無変調信号に対す
る同調動作は、FM受信機１の場合と同様であ
り、第２〜６図の説明が適用できる。
第１図は本考案の実施例のブロツク図、第１ａ
図は本考案の他の実施例を示すブロツク図、第２
〜５図は本考案受信機の作動説明図、第６図は本
考案受信機の同調動作説明図である。 １……FM受信機、１′……AM受信機、２……
入力増幅器、３……信号入力端子、４……同調電
圧入力端子、５……信号出力端子、６……混合
段、７……低域通過フイルタ、８……第２アン
プ・リミツタ、８′……AGC増幅器、９……第２
リミツタ、１０……第１周波数応動90゜移相器、
１１……混合段、１４……低域通過フイルタ、１
４′……自動周波数制御フイルタ、１５……第１
アンプ・リミツタ、１６……加算回路、１７……
電圧制御発振器、１８……周波数−電圧変換器、
１９……全通過周波数応動180゜移相器、２０……
第２周波数応動90゜移相器、２１……第３リミツ
タ、２２……混合段、２５……低域通過フイル
タ、２６……第１リミツタ、２７……第１位相検
波器、２８……制御入力端子、２９……ミユーテ
イング回路、３０……ノイズ源回路、３１……オ
ーデイオ信号処理部、３２……スピーカ、３９…
…第２位相検波器、５０……AGCフイルタ、５
１……振幅検波器、１００……アンテナ装置。
図は本考案の他の実施例を示すブロツク図、第２
〜５図は本考案受信機の作動説明図、第６図は本
考案受信機の同調動作説明図である。 １……FM受信機、１′……AM受信機、２……
入力増幅器、３……信号入力端子、４……同調電
圧入力端子、５……信号出力端子、６……混合
段、７……低域通過フイルタ、８……第２アン
プ・リミツタ、８′……AGC増幅器、９……第２
リミツタ、１０……第１周波数応動90゜移相器、
１１……混合段、１４……低域通過フイルタ、１
４′……自動周波数制御フイルタ、１５……第１
アンプ・リミツタ、１６……加算回路、１７……
電圧制御発振器、１８……周波数−電圧変換器、
１９……全通過周波数応動180゜移相器、２０……
第２周波数応動90゜移相器、２１……第３リミツ
タ、２２……混合段、２５……低域通過フイル
タ、２６……第１リミツタ、２７……第１位相検
波器、２８……制御入力端子、２９……ミユーテ
イング回路、３０……ノイズ源回路、３１……オ
ーデイオ信号処理部、３２……スピーカ、３９…
…第２位相検波器、５０……AGCフイルタ、５
１……振幅検波器、１００……アンテナ装置。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 １ ラジオ受信機のオーデイオ信号処理部へのオ
ーデイオ信号の供給を阻止するミユーテイング
回路を備えるラジオ受信機において、ミユーテ
イング回路の入力端子をノイズ信号を発生する
ノイズ源回路に結合し、ミユーテイング回路が
付勢された場合ミユーテイング回路を介しオー
デイオ信号処理部にノイズ信号を供給するよう
構成したことを特徴とするラジオ受信機。 ２ ノイズ源回路に、熱雑音を発生する抵抗と、
この熱雑音を増幅する増幅器とを設ける実用新
案登録請求の範囲第１項記載の受信機。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NLAANVRAGE7906602,A NL184594C (nl) | 1979-09-04 | 1979-09-04 | Radio-ontvanger voorzien van een frequentie gesleutelde lus met audiofrequente terugkoppeling, en een stomschakeling. |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6421534U JPS6421534U (ja) | 1989-02-02 |
| JPH0336118Y2 true JPH0336118Y2 (ja) | 1991-07-31 |
Family
ID=19833779
Family Applications (4)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12126080A Granted JPS5640332A (en) | 1979-09-04 | 1980-09-03 | Radio reciever |
| JP61299011A Granted JPS62247628A (ja) | 1979-09-04 | 1986-12-17 | ラジオ受信機 |
| JP61299012A Pending JPS62247629A (ja) | 1979-09-04 | 1986-12-17 | ラジオ受信機 |
| JP1988083997U Expired JPH0336118Y2 (ja) | 1979-09-04 | 1988-06-27 |
Family Applications Before (3)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12126080A Granted JPS5640332A (en) | 1979-09-04 | 1980-09-03 | Radio reciever |
| JP61299011A Granted JPS62247628A (ja) | 1979-09-04 | 1986-12-17 | ラジオ受信機 |
| JP61299012A Pending JPS62247629A (ja) | 1979-09-04 | 1986-12-17 | ラジオ受信機 |
Country Status (15)
| Country | Link |
|---|---|
| US (3) | US4426735A (ja) |
| JP (4) | JPS5640332A (ja) |
| AT (1) | AT380136B (ja) |
| AU (1) | AU544293B2 (ja) |
| BR (1) | BR8005613A (ja) |
| CA (1) | CA1163326A (ja) |
| DE (3) | DE3032701C2 (ja) |
| ES (1) | ES494719A0 (ja) |
| FR (3) | FR2464600A1 (ja) |
| GB (2) | GB2059702B (ja) |
| HK (3) | HK99684A (ja) |
| IT (1) | IT1129142B (ja) |
| NL (1) | NL184594C (ja) |
| SE (2) | SE448507B (ja) |
| SG (1) | SG22184G (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL184594C (nl) * | 1979-09-04 | 1989-09-01 | Philips Nv | Radio-ontvanger voorzien van een frequentie gesleutelde lus met audiofrequente terugkoppeling, en een stomschakeling. |
| NL8200959A (nl) * | 1982-03-09 | 1983-10-03 | Philips Nv | Fm-ontvanger voorzien van een frequentie gesleutelde lus. |
| DE3208758A1 (de) * | 1982-03-11 | 1983-09-22 | Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg | Schaltungsanordnung fuer einen fm-empfaenger |
| FR2538645B1 (fr) * | 1982-12-28 | 1986-04-11 | Thomson Csf | Procede et dispositif d'interpolation de la parole dans un systeme de transmission de parole numerisee |
| NL8301179A (nl) * | 1983-04-01 | 1984-11-01 | Philips Nv | Ontvanger voor hf-signalen voorzien van een paar parallelle signaalwegen. |
| JPS59215113A (ja) * | 1983-05-23 | 1984-12-05 | Victor Co Of Japan Ltd | テレビジヨン信号受信装置のａｆｃ回路 |
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| DE3479947D1 (en) * | 1983-06-27 | 1989-11-02 | Commw Of Australia | Squelch circuit |
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| GB2158330A (en) * | 1984-04-30 | 1985-11-06 | Philips Electronic Associated | An afc system for a direct modulation fm data receiver |
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| NL8502967A (nl) * | 1985-09-19 | 1987-04-16 | Philips Nv | Hoekdemodulator. |
| DE3686421T2 (de) * | 1986-04-03 | 1993-01-28 | Motorola Inc | Ukw-empfaenger mit rauschunterdrueckung beim empfang von signalen mit "raleigh"-ueberblendung. |
| JPS62189438U (ja) * | 1986-05-23 | 1987-12-02 | ||
| JPH0734547B2 (ja) * | 1988-06-16 | 1995-04-12 | パイオニア株式会社 | ミューティング制御回路 |
| US4947456A (en) * | 1988-09-16 | 1990-08-07 | Uniden America Corporation | Scanning radio receiver |
| US5514988A (en) * | 1994-09-15 | 1996-05-07 | National Semiconductor Corporation | Temperature-compensated, precision frequency-to-voltage converter |
| US5970399A (en) * | 1995-11-22 | 1999-10-19 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Radio channel squelching systems |
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| US6373398B2 (en) * | 1997-06-10 | 2002-04-16 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Automobile tuner system |
| GB2341741B (en) * | 1998-09-18 | 2003-03-26 | Nec Technologies | Stabilisation of passband active filters |
| JP3275878B2 (ja) | 1999-06-22 | 2002-04-22 | トヨタ自動車株式会社 | デジタル放送受信機 |
| CH702685B1 (fr) | 1999-10-06 | 2011-08-31 | Richemont Int Sa | Récepteur à modulation de fréquence, notamment pour une application RDS. |
| EP1091512A1 (fr) * | 1999-10-06 | 2001-04-11 | Conseils et Manufactures VLG SA | Récepteur à modulation de fréquence, notamment pour une application RDS |
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| US2831106A (en) * | 1956-09-25 | 1958-04-15 | American Telephone & Telegraph | Stabilized automatic frequency control circuit with noise operated squelch |
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| JPS4979762A (ja) * | 1972-12-09 | 1974-08-01 | ||
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1979
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