JP3335226B2 - 受信機 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は受信機に関し、特に、Ｉ
Ｆ（中間周波）フィルタをアクティブフィルタによって
構成するＦＭ受信機の改良に関する。
Ｆ（中間周波）フィルタをアクティブフィルタによって
構成するＦＭ受信機の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のＦＭ受信機の構成例について図６
を参照して説明する。同図において、図示しない受信ア
ンテナに到来したＦＭ信号は、高周波増幅されてミキサ
１０に供給される。ミキサ１０で受信高周波と選局周波
数に対応した周波数のローカル信号とを、乗算し、受信
高周波信号とローカル信号との差の周波数であるＩＦ信
号を得る。このＩＦ信号からバンドパスフィルタである
ＩＦフィルタ２０によって希望信号だけを分離する。Ｉ
Ｆフィルタ２０を通過したＩＦ信号はリミッタアンプ３
０で振幅一定に増幅され、ＦＭ検波器４０に与えられ
る。ＦＭ検波器４０は、ＩＦ信号の周波端数偏位に応じ
たレベル出力を発生し、復調出力を得る。
を参照して説明する。同図において、図示しない受信ア
ンテナに到来したＦＭ信号は、高周波増幅されてミキサ
１０に供給される。ミキサ１０で受信高周波と選局周波
数に対応した周波数のローカル信号とを、乗算し、受信
高周波信号とローカル信号との差の周波数であるＩＦ信
号を得る。このＩＦ信号からバンドパスフィルタである
ＩＦフィルタ２０によって希望信号だけを分離する。Ｉ
Ｆフィルタ２０を通過したＩＦ信号はリミッタアンプ３
０で振幅一定に増幅され、ＦＭ検波器４０に与えられ
る。ＦＭ検波器４０は、ＩＦ信号の周波端数偏位に応じ
たレベル出力を発生し、復調出力を得る。
【０００３】上記構成において、ＩＦフィルタをアクテ
ィブフィルタによって構成する場合、アクティブフィル
タはセラミックフィルタ等の受動フィルタに比べてＳ／
Ｎが悪いため、ＩＦフィルタをプリフィルタ及びメイン
フィルタによって形成し、ＩＦ信号をＢＰＦ特性のプリ
フィルタで増幅した後、より狭帯域特性のメインフィル
タに接続する構成とするのが一般的である。
ィブフィルタによって構成する場合、アクティブフィル
タはセラミックフィルタ等の受動フィルタに比べてＳ／
Ｎが悪いため、ＩＦフィルタをプリフィルタ及びメイン
フィルタによって形成し、ＩＦ信号をＢＰＦ特性のプリ
フィルタで増幅した後、より狭帯域特性のメインフィル
タに接続する構成とするのが一般的である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】かかるアクティブフィ
ルタをＩＦフィルタに用いる従来構成では、ＩＦ信号を
プリフィルタで増幅してメインフィルタに供給するた
め、受信信号のレベルが増大したときＩＦ信号のレベル
が飽和し、プリフィルタ或いはメインメインフィルタに
おいてＩＦ信号に歪みが発生する。
ルタをＩＦフィルタに用いる従来構成では、ＩＦ信号を
プリフィルタで増幅してメインフィルタに供給するた
め、受信信号のレベルが増大したときＩＦ信号のレベル
が飽和し、プリフィルタ或いはメインメインフィルタに
おいてＩＦ信号に歪みが発生する。
【０００５】プリフィルタ及びメインフィルタは、アク
ティブフィルタの構成上、負帰還ループが形成さてい
る。ＩＦ信号に歪みが発生すると、負帰還が正しくかか
らなくなり、フィルタ出力信号の位相がずれて位相歪み
をもたらす。そして、復調出力の歪みの原因となり、ま
た、復調出力のＡＭ除去比が低下する原因となる。
ティブフィルタの構成上、負帰還ループが形成さてい
る。ＩＦ信号に歪みが発生すると、負帰還が正しくかか
らなくなり、フィルタ出力信号の位相がずれて位相歪み
をもたらす。そして、復調出力の歪みの原因となり、ま
た、復調出力のＡＭ除去比が低下する原因となる。
【０００６】例えば、図７に示すバンドパスフィルタを
例にして説明する。同図において、ＯＰ１〜ＯＰ３はオ
ペアンプ、Ｒ１〜Ｒ７は抵抗、Ｃ１〜Ｃ２はキャパシタ
である。このフィルタは、いわゆる状態変数型フィルタ
或いはバイカッド型フィルタとよばる構成であり、１次
対バンドパスフィルタとして動作する。
例にして説明する。同図において、ＯＰ１〜ＯＰ３はオ
ペアンプ、Ｒ１〜Ｒ７は抵抗、Ｃ１〜Ｃ２はキャパシタ
である。このフィルタは、いわゆる状態変数型フィルタ
或いはバイカッド型フィルタとよばる構成であり、１次
対バンドパスフィルタとして動作する。
【０００７】 このバンドパスフィルタの中心角周波数ω
０ は、ω０ ２ ＝Ｒ２ ／（Ｒ3 Ｒ6 Ｒ7 Ｃ1 Ｃ2
）であり、この式を変形すると、 （Ｒ２ ／Ｒ3 ）×（１／ω０ Ｃ1 Ｒ6 ）×（１／ω
０ Ｃ2 Ｒ7 ）＝１…(1) ここで、３つのオペアンプで構成される負帰還のループ
を開放して、オープンループとしたときを考えると、
(1) 式で（Ｒ２ ／Ｒ3 ）はオペアンプ１の利得、（１
／ω０ Ｃ1 Ｒ6 ）はオペアンプ２の利得、（１／ω
０ Ｃ2 Ｒ7 ）はオペアンプ３の利得であるから、中心
角周波数ω０ は、オープンループ時のオペアンプ１〜
３の合計利得が１となる角周波数である。
０ は、ω０ ２ ＝Ｒ２ ／（Ｒ3 Ｒ6 Ｒ7 Ｃ1 Ｃ2
）であり、この式を変形すると、 （Ｒ２ ／Ｒ3 ）×（１／ω０ Ｃ1 Ｒ6 ）×（１／ω
０ Ｃ2 Ｒ7 ）＝１…(1) ここで、３つのオペアンプで構成される負帰還のループ
を開放して、オープンループとしたときを考えると、
(1) 式で（Ｒ２ ／Ｒ3 ）はオペアンプ１の利得、（１
／ω０ Ｃ1 Ｒ6 ）はオペアンプ２の利得、（１／ω
０ Ｃ2 Ｒ7 ）はオペアンプ３の利得であるから、中心
角周波数ω０ は、オープンループ時のオペアンプ１〜
３の合計利得が１となる角周波数である。
【０００８】次に、出力が飽和し歪みが発生したときを
考える。歪みが発生するということは、利得が低下した
と考えられる。この状態では、中心角周波数ω０ が下
がることになり、出力信号の位相が遅れる。従って、フ
ィルタ出力に歪みが発生する状態で使用すると、歪みの
ない場合に比べて出力信号の位相が遅れた状態が生ず
る。このような現象は、アクティブフィルタである限り
発生し、特に、複数のアンプを用いて負帰還をかけてい
る場合に顕著となる。
考える。歪みが発生するということは、利得が低下した
と考えられる。この状態では、中心角周波数ω０ が下
がることになり、出力信号の位相が遅れる。従って、フ
ィルタ出力に歪みが発生する状態で使用すると、歪みの
ない場合に比べて出力信号の位相が遅れた状態が生ず
る。このような現象は、アクティブフィルタである限り
発生し、特に、複数のアンプを用いて負帰還をかけてい
る場合に顕著となる。
【０００９】よって、本発明の目的は、ＩＦフィルタに
おける通過信号の歪みに起因して、ＦＭ復調出力に歪み
やＡＭ除去比の低下が生ずることを防止することを目的
とする。
おける通過信号の歪みに起因して、ＦＭ復調出力に歪み
やＡＭ除去比の低下が生ずることを防止することを目的
とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
本発明の受信機は、受信高周波信号に局発信号を混合し
て中間周波信号に変換するイメージキャンセルミキサ
と、上記中間周波信号を帯域増幅するアクティブフィル
タ及び上記アクティブフィルタの出力から希望波信号を
分離する帯域通過特性の他のフィルタからなるＩＦフィ
ルタと、上記ＩＦフィルタの出力信号の振幅を揃えるリ
ミッタアンプと、上記アクティブフィルタの出力信号レ
ベルを検出するレベル検出回路と、上記レベル検出回路
の出力に応じて上記イメージキャンセルミキサの利得を
制御する制御回路と、を備えることを特徴とする。
本発明の受信機は、受信高周波信号に局発信号を混合し
て中間周波信号に変換するイメージキャンセルミキサ
と、上記中間周波信号を帯域増幅するアクティブフィル
タ及び上記アクティブフィルタの出力から希望波信号を
分離する帯域通過特性の他のフィルタからなるＩＦフィ
ルタと、上記ＩＦフィルタの出力信号の振幅を揃えるリ
ミッタアンプと、上記アクティブフィルタの出力信号レ
ベルを検出するレベル検出回路と、上記レベル検出回路
の出力に応じて上記イメージキャンセルミキサの利得を
制御する制御回路と、を備えることを特徴とする。
【００１１】
【作用】ＩＦ信号から希望波信号を分離するＩＦフィル
タのプリフィルタの出力レベルを検出してプリフィルタ
に供給されるＩＦ信号のレベルを制御してプリフィルタ
及びメインフィルタにおいて希望波信号が歪むことを防
止する。
タのプリフィルタの出力レベルを検出してプリフィルタ
に供給されるＩＦ信号のレベルを制御してプリフィルタ
及びメインフィルタにおいて希望波信号が歪むことを防
止する。
【００１２】この結果、ＩＦ段における希望波信号の歪
みに起因するＦＭ復調出力の歪み、ＡＭ除去比の低下が
防止される。
みに起因するＦＭ復調出力の歪み、ＡＭ除去比の低下が
防止される。
【００１３】
【実施例】以下、本発明の実施例について図１を参照し
て説明する。図１において図３と対応する部分には同一
符号を付し、かかる部分の説明は省略する。
て説明する。図１において図３と対応する部分には同一
符号を付し、かかる部分の説明は省略する。
【００１４】この実施例の構成では、レベル検出器５０
及び利得制御回路６０が追加されている。レベル検出器
５０はプリフィルタ２１の出力端に接続され、プリフィ
ルタ２１の出力信号のレベルを検出し、検出したレベル
を表すレベル信号を利得制御回路６０に供給する。利得
制御回路６０は、この検出レベル、すなわち、プリフィ
ルタ２１の出力信号のレベルが所定値を越えると、ミキ
サ１０の利得を下げるように、ミキサ１０に供給する利
得制御信号のレベルを制御する。このようにして、プリ
フィルタ２１の出力がある値を越えて増加すると、この
出力を抑制するようにミキサ１０の利得を減少させて、
出力信号の歪みを防止する負帰還制御ループが形成され
る。プリフィルタ２１の出力信号が所定のレベルを越え
ないように調整されるので、メインフィルタ２２が通過
信号を増幅しないように設定すれば、メインフィルタ２
２でも信号歪みの発生を防止できる。
及び利得制御回路６０が追加されている。レベル検出器
５０はプリフィルタ２１の出力端に接続され、プリフィ
ルタ２１の出力信号のレベルを検出し、検出したレベル
を表すレベル信号を利得制御回路６０に供給する。利得
制御回路６０は、この検出レベル、すなわち、プリフィ
ルタ２１の出力信号のレベルが所定値を越えると、ミキ
サ１０の利得を下げるように、ミキサ１０に供給する利
得制御信号のレベルを制御する。このようにして、プリ
フィルタ２１の出力がある値を越えて増加すると、この
出力を抑制するようにミキサ１０の利得を減少させて、
出力信号の歪みを防止する負帰還制御ループが形成され
る。プリフィルタ２１の出力信号が所定のレベルを越え
ないように調整されるので、メインフィルタ２２が通過
信号を増幅しないように設定すれば、メインフィルタ２
２でも信号歪みの発生を防止できる。
【００１５】図３は、レベル検出器５０の構成例を示し
ている。レベル検出器５０は、レベル比較器５１、検波
器５２、基準電圧源Ｅ０ 、キャパシタＣによって構成
され、入力信号がレベル比較器５１に入力される。入力
信号の振幅が基準電圧Ｅ０を越えると、その間中、レベ
ル比較器５１の「Ｈ」レベル出力が発生する。この出力
は、検波器５２及びキャパシタＣ０ によって平滑にさ
れ、入力信号の振幅に応じた直流電圧の出力信号に変換
される。かかる構成によってレベル検出器５０は、入力
信号のレベルが基準電圧Ｅ０ を越えとき「Ｈ」レベル
を出力し、基準電圧Ｅ０ を越えないとき「Ｌ」レベル
を出力する。
ている。レベル検出器５０は、レベル比較器５１、検波
器５２、基準電圧源Ｅ０ 、キャパシタＣによって構成
され、入力信号がレベル比較器５１に入力される。入力
信号の振幅が基準電圧Ｅ０を越えると、その間中、レベ
ル比較器５１の「Ｈ」レベル出力が発生する。この出力
は、検波器５２及びキャパシタＣ０ によって平滑にさ
れ、入力信号の振幅に応じた直流電圧の出力信号に変換
される。かかる構成によってレベル検出器５０は、入力
信号のレベルが基準電圧Ｅ０ を越えとき「Ｈ」レベル
を出力し、基準電圧Ｅ０ を越えないとき「Ｌ」レベル
を出力する。
【００１６】図４は、利得制御回路６０の構成例を示し
ている。ミキサ１０には、一般に使用されているギルバ
ート乗算器（２重平衡型差動アンプ）が用いられる。こ
の乗算器の可変電流源６１に利得制御電圧を供給して乗
算器のバイアス電流を増減する。また、乗算器の入力信
号端に可変減衰器６２を接続し、可変減衰器６２を通過
する入力信号のレベルを利得制御電圧に応じて調整す
る。ここで、可変電流源６１及び可変減衰器６２は、利
得制御回路６０に対応する。なお、乗算器のバイアス電
流レベル及び入力信号のレベルの両方を調整せずとも、
例えば、一方の可変電流源６１のみによって利得制御回
路６０を構成することができる。
ている。ミキサ１０には、一般に使用されているギルバ
ート乗算器（２重平衡型差動アンプ）が用いられる。こ
の乗算器の可変電流源６１に利得制御電圧を供給して乗
算器のバイアス電流を増減する。また、乗算器の入力信
号端に可変減衰器６２を接続し、可変減衰器６２を通過
する入力信号のレベルを利得制御電圧に応じて調整す
る。ここで、可変電流源６１及び可変減衰器６２は、利
得制御回路６０に対応する。なお、乗算器のバイアス電
流レベル及び入力信号のレベルの両方を調整せずとも、
例えば、一方の可変電流源６１のみによって利得制御回
路６０を構成することができる。
【００１７】なお、上記実施例では、出力信号のレベル
検出をプリフィルタ２１の出力端子において行ってい
る。これは、次の理由による。まず、メインフィルタ２
２の出力端で信号レベルを検出する場合、メインフィル
タ２２の通過周波数帯域特性は高い周波数の歪周波数成
分を通過させないため、プリフィルタ２１の出力に歪み
が発生したかどうかを知ることができない。プリフィル
タ２１の出力信号レベルを検出するのが都合がよい。一
方、プリフィルタ２１の前で信号レベルを検出する場合
は、フィルタがかかる前であり、出力信号中には希望波
以外の妨害波信号も含まれる。このため、妨害波信号の
レベルに影響され、正確な制御動作を期待し難い。ま
た、プリフィルタによって増幅する前は、信号レベルが
低いのでレベルを検出し難い。
検出をプリフィルタ２１の出力端子において行ってい
る。これは、次の理由による。まず、メインフィルタ２
２の出力端で信号レベルを検出する場合、メインフィル
タ２２の通過周波数帯域特性は高い周波数の歪周波数成
分を通過させないため、プリフィルタ２１の出力に歪み
が発生したかどうかを知ることができない。プリフィル
タ２１の出力信号レベルを検出するのが都合がよい。一
方、プリフィルタ２１の前で信号レベルを検出する場合
は、フィルタがかかる前であり、出力信号中には希望波
以外の妨害波信号も含まれる。このため、妨害波信号の
レベルに影響され、正確な制御動作を期待し難い。ま
た、プリフィルタによって増幅する前は、信号レベルが
低いのでレベルを検出し難い。
【００１８】かかる構成によって、プリフィルタ２１の
出力信号が過大レベルとなって歪むのが防止される。
出力信号が過大レベルとなって歪むのが防止される。
【００１９】図２は、本発明の他の実施例を示してい
る。同図において図１と対応する部分には同一符号を付
し、かかる部分の説明を省略する。この実施例では、プ
リフィルタ２１の出力信号をレベル検出器５０によって
レベル検波し、検出したレベルを図示しないインタフェ
ースのＡ／Ｄ変換器を介してコントローラ７０に供給す
る。コントローラ７０はマイクロプロセッサ等を用いて
構成され、プリフィルタ２１の出力信号のレベルに対応
して出力すべき利得制御信号のデータを、図示しないＲ
ＯＭから読み出す。このＲＯＭには、予め該出力信号の
レベル対利得制御信号レベルの制御特性曲線がプログラ
ムされており、例えば表形式で記憶されている。読み出
されたデータは、図示しないＤ／Ａ変換器に与えられて
利得制御信号となり、利得制御回路６０に供給される。
このようなコントローラ７０を用いることによって、所
望の制御特性でミキサの利得を制御することが可能とな
る。
る。同図において図１と対応する部分には同一符号を付
し、かかる部分の説明を省略する。この実施例では、プ
リフィルタ２１の出力信号をレベル検出器５０によって
レベル検波し、検出したレベルを図示しないインタフェ
ースのＡ／Ｄ変換器を介してコントローラ７０に供給す
る。コントローラ７０はマイクロプロセッサ等を用いて
構成され、プリフィルタ２１の出力信号のレベルに対応
して出力すべき利得制御信号のデータを、図示しないＲ
ＯＭから読み出す。このＲＯＭには、予め該出力信号の
レベル対利得制御信号レベルの制御特性曲線がプログラ
ムされており、例えば表形式で記憶されている。読み出
されたデータは、図示しないＤ／Ａ変換器に与えられて
利得制御信号となり、利得制御回路６０に供給される。
このようなコントローラ７０を用いることによって、所
望の制御特性でミキサの利得を制御することが可能とな
る。
【００２０】更に、ＩＦ信号の周波数を低周波数に設定
することによってＩＦフィルタをアクティブフィルタに
よって構成することが容易になる。この場合、希望波信
号とイメージ周波数信号との周波数差は、ＩＦ信号の周
波数の２倍であるため、両周波数間の差が少なくなり、
イメージ信号を除去し難くなる。そこで、イメージキャ
ンセル方式のミキサを用いると都合がよい。
することによってＩＦフィルタをアクティブフィルタに
よって構成することが容易になる。この場合、希望波信
号とイメージ周波数信号との周波数差は、ＩＦ信号の周
波数の２倍であるため、両周波数間の差が少なくなり、
イメージ信号を除去し難くなる。そこで、イメージキャ
ンセル方式のミキサを用いると都合がよい。
【００２１】図５は、イメージキャンセル方式のミキサ
の例を示している。同図において、ミキサ１１及び１２
の一方入力端子には入力信号としてＲＦ（高周波）信号
が供給される。ミキサ１１及び１２の他方入力端子に
は、夫々移相器１３によって（π／２）ラジアン位相が
シフトされたローカル信号及び位相シフトされないロー
カル信号が供給される。ミキサ１１の出力は、希望波信
号の位相が（π／２）ラジアン位相がシフトしている。
ミキサ１２の出力は、位相がシフトしていないが、移相
器１５を経由することによって希望波信号の位相が（π
／２）ラジアン位相シフトされる。２つの希望波信号
は、加算器１４によって同相で加算され、加算器１４の
出力には、２つの希望波信号が加算された信号が得られ
る。
の例を示している。同図において、ミキサ１１及び１２
の一方入力端子には入力信号としてＲＦ（高周波）信号
が供給される。ミキサ１１及び１２の他方入力端子に
は、夫々移相器１３によって（π／２）ラジアン位相が
シフトされたローカル信号及び位相シフトされないロー
カル信号が供給される。ミキサ１１の出力は、希望波信
号の位相が（π／２）ラジアン位相がシフトしている。
ミキサ１２の出力は、位相がシフトしていないが、移相
器１５を経由することによって希望波信号の位相が（π
／２）ラジアン位相シフトされる。２つの希望波信号
は、加算器１４によって同相で加算され、加算器１４の
出力には、２つの希望波信号が加算された信号が得られ
る。
【００２２】一方、ＲＦ信号中のイメージ信号は、ミキ
サ１１の出力において−（π／２）ラジアン位相シフト
するので、加算器１４の入力において互いに逆相で加え
られる。このため、加算器１４の出力ではイメージ信号
が相殺され、ＩＦ出力信号にはフィルタで除去すべきイ
メージ信号が現れない。このため、上述したように低い
ＩＦ周波数のＩＦフィルタにアクティブフィルタを用い
る場合に好都合である。
サ１１の出力において−（π／２）ラジアン位相シフト
するので、加算器１４の入力において互いに逆相で加え
られる。このため、加算器１４の出力ではイメージ信号
が相殺され、ＩＦ出力信号にはフィルタで除去すべきイ
メージ信号が現れない。このため、上述したように低い
ＩＦ周波数のＩＦフィルタにアクティブフィルタを用い
る場合に好都合である。
【００２３】
【発明の効果】以上説明したように本発明の受信機によ
れば、プリフィルタの出力信号のレベルを検出し、検出
レベルに応じてミキサ利得を制御して、プリフィルタ及
びメインフィルタを通過するＩＦ信号に歪みが発生しな
いようにしているので、復調出力に歪みが発生したり、
ＡＭ除去比が低下することを抑制することが可能とな
る。
れば、プリフィルタの出力信号のレベルを検出し、検出
レベルに応じてミキサ利得を制御して、プリフィルタ及
びメインフィルタを通過するＩＦ信号に歪みが発生しな
いようにしているので、復調出力に歪みが発生したり、
ＡＭ除去比が低下することを抑制することが可能とな
る。
【図１】 本発明の受信機の第１の実施例を示すブロック
図。
図。
【図２】 本発明の受信機の第２の実施例を示すブロック
図。
図。
【図３】レベル検出器の構成例を示すブロック図。
【図４】利得制御回路の構成例を示すブロック図。
【図５】イメージキャンセル方式のミキサの例を示すブ
ロック図。
ロック図。
【図６】従来のＦＭ受信機の構成例を示すブロック図。
【図７】アクティブフィルタの構成例を示す回路図。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03G 1/00 - 3/34 H03D 3/00 H04B 1/16 H03H 11/12
Claims (3)
- 【請求項１】受信高周波信号に局発信号を混合して中間
周波信号に変換するイメージキャンセルミキサと、 前記中間周波信号を帯域増幅するアクティブフィルタ及
び前記アクティブフィルタの出力から希望波信号を分離
する帯域通過特性の他のフィルタからなるＩＦフィルタ
と、 前記ＩＦフィルタの出力信号の振幅を揃えるリミッタア
ンプと、 前記アクティブフィルタの出力信号レベルを検出するレ
ベル検出回路と、 前記レベル検出回路の出力に応じて前記イメージキャン
セルミキサの利得を制御する制御回路と、 を備えることを特徴とする受信機。 - 【請求項２】前記リミッタアンプの出力信号の周波数偏
位に応じたレベル信号を発生するＦＭ検波器をさらに備
えることを特徴とする請求項１に記載の受信機。 - 【請求項３】前記他のフィルタは、アクティブフィルタ
であることを特徴とする請求項１又は２に記載の受信
機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22459293A JP3335226B2 (ja) | 1993-09-09 | 1993-09-09 | 受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22459293A JP3335226B2 (ja) | 1993-09-09 | 1993-09-09 | 受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0786856A JPH0786856A (ja) | 1995-03-31 |
| JP3335226B2 true JP3335226B2 (ja) | 2002-10-15 |
Family
ID=16816149
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22459293A Expired - Fee Related JP3335226B2 (ja) | 1993-09-09 | 1993-09-09 | 受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3335226B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3754029B2 (ja) | 2003-03-24 | 2006-03-08 | 株式会社東芝 | 受信回路及び受信装置 |
-
1993
- 1993-09-09 JP JP22459293A patent/JP3335226B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0786856A (ja) | 1995-03-31 |
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