JP2002016491A - 周波数制御発振器 - Google Patents
周波数制御発振器Info
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- JP2002016491A JP2002016491A JP2000196640A JP2000196640A JP2002016491A JP 2002016491 A JP2002016491 A JP 2002016491A JP 2000196640 A JP2000196640 A JP 2000196640A JP 2000196640 A JP2000196640 A JP 2000196640A JP 2002016491 A JP2002016491 A JP 2002016491A
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- Japan
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- signal
- oscillation signal
- controlled oscillator
- phase shift
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION, OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/02—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a frequency discriminator comprising a passive frequency-determining element
- H03L7/04—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a frequency discriminator comprising a passive frequency-determining element wherein the frequency-determining element comprises distributed inductance and capacitance
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B21/00—Generation of oscillations by combining unmodulated signals of different frequencies
- H03B21/01—Generation of oscillations by combining unmodulated signals of different frequencies by beating unmodulated signals of different frequencies
- H03B21/02—Generation of oscillations by combining unmodulated signals of different frequencies by beating unmodulated signals of different frequencies by plural beating, i.e. for frequency synthesis ; Beating in combination with multiplication or division of frequency
Abstract
(57)【要約】
【課題】 小型化が可能な周波数制御発振器を提供する
ことを目的とする。 【解決手段】 目標周波数と発振信号の周波数との周波
数差に応じた分の移相を上記発振信号に施して位相シフ
ト発振信号を得て、この位相シフト発振信号と発振信号
とを乗算して得た乗算信号に基づいて、上記発振信号の
周波数を調整すべき誤差信号を生成する。
ことを目的とする。 【解決手段】 目標周波数と発振信号の周波数との周波
数差に応じた分の移相を上記発振信号に施して位相シフ
ト発振信号を得て、この位相シフト発振信号と発振信号
とを乗算して得た乗算信号に基づいて、上記発振信号の
周波数を調整すべき誤差信号を生成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線ＬＡＮ(Local
access network)、加入者無線、及び衛星携帯電話等の
高速デジタル通信、並びに自動車レーダなどの高度道路
交通システム等で用いられる通信機器に搭載されている
周波数制御発振器に関する。
access network)、加入者無線、及び衛星携帯電話等の
高速デジタル通信、並びに自動車レーダなどの高度道路
交通システム等で用いられる通信機器に搭載されている
周波数制御発振器に関する。
【０００２】
【従来技術】通信機器内において中間周波数を得るべく
設けられている周波数制御発振器としては、温度変動が
生じても発振信号の周波数を一定に維持させることがで
きるものが望まれている。このような周波数制御発振器
としては、特開平７−３８４３３号公報に提示されてい
るものが知られている。
設けられている周波数制御発振器としては、温度変動が
生じても発振信号の周波数を一定に維持させることがで
きるものが望まれている。このような周波数制御発振器
としては、特開平７−３８４３３号公報に提示されてい
るものが知られている。
【０００３】図１は、特開平７−３８４３３号公報に示
されている従来の周波数制御発振器を示す図である。図
１において、分波手段２は、上記電圧制御発振器１が発
生した一定周波数、例えば３０[GHz]の発振信号を３つ
に分波し、夫々、ローパスフィルタ３、ハイパスフィル
タ４、及び出力端１０の各々に供給する。ローパスフィ
ルタ３は、上記発振信号中における３０[GHz]よりも低
い周波数成分のみを透過してこれを検波器５に供給す
る。検波器５は、かかる発振信号の低周波成分のエンベ
ロープを検出し、これを低周波成分信号として差動電圧
出力手段７に供給する。ハイパスフィルタ４は、上記発
振信号中における３０[GHz]よりも高い周波数成分のみ
を透過してこれを検波器６に供給する。検波器６は、か
かる発振信号の高周波成分のエンベロープを検出し、こ
れを高周波成分信号として差動電圧出力手段７に供給す
る。差動電圧出力手段７は、上記高周波成分信号と低周
波成分信号との電圧差を求め、この電圧差に応じた誤差
信号を電圧制御発振器１に供給する。電圧制御発振器１
は、かかる誤差信号に応じて、発生すべき上記発振信号
の周波数調整を行う。
されている従来の周波数制御発振器を示す図である。図
１において、分波手段２は、上記電圧制御発振器１が発
生した一定周波数、例えば３０[GHz]の発振信号を３つ
に分波し、夫々、ローパスフィルタ３、ハイパスフィル
タ４、及び出力端１０の各々に供給する。ローパスフィ
ルタ３は、上記発振信号中における３０[GHz]よりも低
い周波数成分のみを透過してこれを検波器５に供給す
る。検波器５は、かかる発振信号の低周波成分のエンベ
ロープを検出し、これを低周波成分信号として差動電圧
出力手段７に供給する。ハイパスフィルタ４は、上記発
振信号中における３０[GHz]よりも高い周波数成分のみ
を透過してこれを検波器６に供給する。検波器６は、か
かる発振信号の高周波成分のエンベロープを検出し、こ
れを高周波成分信号として差動電圧出力手段７に供給す
る。差動電圧出力手段７は、上記高周波成分信号と低周
波成分信号との電圧差を求め、この電圧差に応じた誤差
信号を電圧制御発振器１に供給する。電圧制御発振器１
は、かかる誤差信号に応じて、発生すべき上記発振信号
の周波数調整を行う。
【０００４】以下に、かかる周波数制御発振器の動作原
理を簡単に説明する。先ず、電圧制御発振器１から出力
され発振信号の周波数が目標周波数、つまり３０[GHz]
と一致している場合には、上記高周波成分信号と低周波
成分信号との電圧差はゼロである。よって、この際、差
動電圧出力手段７は"０"ボルトの誤差信号を電圧制御発
振器１に供給することになり、それ故、電圧制御発振器
１が発生する発振信号の周波数に変化はない。一方、電
圧制御発振器１から出力された発振信号の周波数が目標
周波数よりも高くなってしまった場合には、上記低周波
成分信号よりも高周波成分信号の方が高電圧となる。よ
って、この際、差動電圧出力手段７は、両者の電圧差に
応じた正電圧の誤差信号を電圧制御発振器１に供給する
ことになる。これにより、電圧制御発振器１は、発生す
べき発振信号の周波数を上記正電圧の誤差信号に応じて
低くする。又、電圧制御発振器１から出力された発振信
号の周波数が目標周波数よりも低くなってしまった場合
には、上記低周波成分信号よりも高周波成分信号の方が
低電圧となる。よって、この際、差動電圧出力手段７
は、両者の電圧差に応じた負電圧の誤差信号を電圧制御
発振器１に供給することになる。これにより、電圧制御
発振器１は、発生すべき発振信号の周波数を上記負電圧
の誤差信号に応じて高くする。
理を簡単に説明する。先ず、電圧制御発振器１から出力
され発振信号の周波数が目標周波数、つまり３０[GHz]
と一致している場合には、上記高周波成分信号と低周波
成分信号との電圧差はゼロである。よって、この際、差
動電圧出力手段７は"０"ボルトの誤差信号を電圧制御発
振器１に供給することになり、それ故、電圧制御発振器
１が発生する発振信号の周波数に変化はない。一方、電
圧制御発振器１から出力された発振信号の周波数が目標
周波数よりも高くなってしまった場合には、上記低周波
成分信号よりも高周波成分信号の方が高電圧となる。よ
って、この際、差動電圧出力手段７は、両者の電圧差に
応じた正電圧の誤差信号を電圧制御発振器１に供給する
ことになる。これにより、電圧制御発振器１は、発生す
べき発振信号の周波数を上記正電圧の誤差信号に応じて
低くする。又、電圧制御発振器１から出力された発振信
号の周波数が目標周波数よりも低くなってしまった場合
には、上記低周波成分信号よりも高周波成分信号の方が
低電圧となる。よって、この際、差動電圧出力手段７
は、両者の電圧差に応じた負電圧の誤差信号を電圧制御
発振器１に供給することになる。これにより、電圧制御
発振器１は、発生すべき発振信号の周波数を上記負電圧
の誤差信号に応じて高くする。
【０００５】このように、かかる周波数制御発振器で
は、ローパスフィルタ３及びハイパスフィルタ４によっ
て上記目標周波数に対する高域方向又は低域方向への周
波数ズレを検出し、その周波数ズレに応じた分だけ発振
信号の周波数を調整している。従って、例え温度変動が
生じても、常に、発振信号の周波数を上記目標周波数に
維持させることができるのである。
は、ローパスフィルタ３及びハイパスフィルタ４によっ
て上記目標周波数に対する高域方向又は低域方向への周
波数ズレを検出し、その周波数ズレに応じた分だけ発振
信号の周波数を調整している。従って、例え温度変動が
生じても、常に、発振信号の周波数を上記目標周波数に
維持させることができるのである。
【０００６】ところが、目標周波数に対する高域方向又
は低域方向への僅かな周波数ズレをフィルタによって検
出しなければならない為、ローパスフィルタ３及びハイ
パスフィルタ４としては、急峻なカットオフ特性が要求
される。そのため、フィルタの大規模化、かつ多段数化
に伴なって回路構造は複雑になり、小型化が困難である
という問題があった。
は低域方向への僅かな周波数ズレをフィルタによって検
出しなければならない為、ローパスフィルタ３及びハイ
パスフィルタ４としては、急峻なカットオフ特性が要求
される。そのため、フィルタの大規模化、かつ多段数化
に伴なって回路構造は複雑になり、小型化が困難である
という問題があった。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】本発明はかかる問題点
を解決すべく為されたものであり、小型化が可能な周波
数制御発振器を提供することを目的とする。
を解決すべく為されたものであり、小型化が可能な周波
数制御発振器を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明による周波数制御
発振器は、発振信号の周波数を目標周波数に維持しつつ
出力する周波数制御発振器であって、前記発振信号の周
波数を誤差信号に応じて調整しつつ前記発振信号の発生
を行う発振器と、前記目標周波数と前記発振信号の周波
数との周波数差に応じた分の移相を前記発振信号に施し
て位相シフト発振信号を得る移相手段と、前記位相シフ
ト発振信号と前記発振信号とを乗算して乗算信号を得る
乗算手段と、前記乗算信号に基づいて前記誤差信号を生
成する誤差信号生成手段とを有する。
発振器は、発振信号の周波数を目標周波数に維持しつつ
出力する周波数制御発振器であって、前記発振信号の周
波数を誤差信号に応じて調整しつつ前記発振信号の発生
を行う発振器と、前記目標周波数と前記発振信号の周波
数との周波数差に応じた分の移相を前記発振信号に施し
て位相シフト発振信号を得る移相手段と、前記位相シフ
ト発振信号と前記発振信号とを乗算して乗算信号を得る
乗算手段と、前記乗算信号に基づいて前記誤差信号を生
成する誤差信号生成手段とを有する。
【０００９】
【作用】本発明による周波数制御発振器においては、発
振信号の周波数と目標周波数との周波数ずれを位相差に
変換し、この位相差に基づいて上記発振信号の周波数を
目標周波数に一致させるべき制御を行う。よって、本発
明によれば、カットオフ特性が急峻で複雑な構造を有す
るフィルタを必要としないので、構成が簡略化され小型
化が容易に為される。
振信号の周波数と目標周波数との周波数ずれを位相差に
変換し、この位相差に基づいて上記発振信号の周波数を
目標周波数に一致させるべき制御を行う。よって、本発
明によれば、カットオフ特性が急峻で複雑な構造を有す
るフィルタを必要としないので、構成が簡略化され小型
化が容易に為される。
【００１０】
【発明の実施の形態】図２は、本発明による周波数制御
発振器の概略構成を示す図である。尚、図２に示す周波
数制御発振器は、発振信号の周波数を常に目標周波数ω
に維持させて出力するものである。図２において、電圧
制御発振器１は、上記目標周波数ωと同一周波数(例え
ば、３０[GHz])の発振信号ＯＳを発生し、これを分波手
段２に供給する。この際、電圧制御発振器１は、後述す
る誤差信号生成手段５０から供給された誤差信号ＧＶに
応じて発振信号ＯＳの周波数を調整する。分波手段２
は、かかる発振信号ＯＳを３つの発振信号ＯＳ1〜ＯＳ3
に分波し、これらを図２に示す如く夫々、出力端１０、
移相手段３０及び乗算手段４０各々に供給する。
発振器の概略構成を示す図である。尚、図２に示す周波
数制御発振器は、発振信号の周波数を常に目標周波数ω
に維持させて出力するものである。図２において、電圧
制御発振器１は、上記目標周波数ωと同一周波数(例え
ば、３０[GHz])の発振信号ＯＳを発生し、これを分波手
段２に供給する。この際、電圧制御発振器１は、後述す
る誤差信号生成手段５０から供給された誤差信号ＧＶに
応じて発振信号ＯＳの周波数を調整する。分波手段２
は、かかる発振信号ＯＳを３つの発振信号ＯＳ1〜ＯＳ3
に分波し、これらを図２に示す如く夫々、出力端１０、
移相手段３０及び乗算手段４０各々に供給する。
【００１１】移相手段３０は、上記発振信号ＯＳ1の位
相を例えば９０度だけ移相せしめ、更に、上記発振信号
ＯＳ1の周波数と上記目標周波数ωとの周波数差に応じ
た分だけ移相して得られた位相シフト発振信号ＯＳPを
乗算手段４０に供給する。移相手段３０は、例えば図３
及び図４に示されるが如き構造を有する伝送線路・誘電
体共振移相器からなる。
相を例えば９０度だけ移相せしめ、更に、上記発振信号
ＯＳ1の周波数と上記目標周波数ωとの周波数差に応じ
た分だけ移相して得られた位相シフト発振信号ＯＳPを
乗算手段４０に供給する。移相手段３０は、例えば図３
及び図４に示されるが如き構造を有する伝送線路・誘電
体共振移相器からなる。
【００１２】図３及び図４に示す如く、この伝送線路・
誘電体共振移相器は、接地板３１が付着されている誘電
体基板３２上に、夫々、図の如く配置された第１移相伝
送線３３、ディスク状の誘電体３４、及び第２移相伝送
線３５から構成される。第１移相伝送線３３は、例えば
上記目標周波数ωを有する発振信号ＯＳの波長λの１／
４の長さを有するストリップ伝送線からなり、その一端
ａには上記分波手段２からの発振信号ＯＳ1が印加され
る。そして、かかる第１移相伝送線３３の他端ｂからギ
ャップｇ１だけ離間して誘電体３４が形成されている。
誘電体３４は、共振モード、共振周波数及び誘電率によ
ってそのディスクの直径及び高さが決定する。尚、その
共振周波数は、上記目標周波数ω(例えば３０[GHz])と
同一とする。このようなミリ波の高周波帯では、誘電体
３４の直径を約１[mm]オーダで小型化することができ
る。ストリップ伝送線からなる第２移相伝送線３５の一
端ａと誘電体３４とはギャップｇ２だけ離間しており、
この第２移相伝送線３５の他端ｂから上記位相シフト発
振信号ＯＳPが出力される構造となっている。
誘電体共振移相器は、接地板３１が付着されている誘電
体基板３２上に、夫々、図の如く配置された第１移相伝
送線３３、ディスク状の誘電体３４、及び第２移相伝送
線３５から構成される。第１移相伝送線３３は、例えば
上記目標周波数ωを有する発振信号ＯＳの波長λの１／
４の長さを有するストリップ伝送線からなり、その一端
ａには上記分波手段２からの発振信号ＯＳ1が印加され
る。そして、かかる第１移相伝送線３３の他端ｂからギ
ャップｇ１だけ離間して誘電体３４が形成されている。
誘電体３４は、共振モード、共振周波数及び誘電率によ
ってそのディスクの直径及び高さが決定する。尚、その
共振周波数は、上記目標周波数ω(例えば３０[GHz])と
同一とする。このようなミリ波の高周波帯では、誘電体
３４の直径を約１[mm]オーダで小型化することができ
る。ストリップ伝送線からなる第２移相伝送線３５の一
端ａと誘電体３４とはギャップｇ２だけ離間しており、
この第２移相伝送線３５の他端ｂから上記位相シフト発
振信号ＯＳPが出力される構造となっている。
【００１３】この際、図３に示すように、第１移相伝送
線３３を含む誘電体基板３２上の領域に伝送線路移相器
３０ａが形成される。更に、上記ギャップｇ１、誘電体
３４、ギャップｇ２、及び第２移相伝送線３５を含む誘
電体基板３２上の領域に、図５(ａ)及び図５(ｂ)に示す
如き位相周波数特性を有する誘電体共振器３０ｂが形成
される。
線３３を含む誘電体基板３２上の領域に伝送線路移相器
３０ａが形成される。更に、上記ギャップｇ１、誘電体
３４、ギャップｇ２、及び第２移相伝送線３５を含む誘
電体基板３２上の領域に、図５(ａ)及び図５(ｂ)に示す
如き位相周波数特性を有する誘電体共振器３０ｂが形成
される。
【００１４】以下に、図３及び図４に示す如き構造を有
する伝送線路・誘電体共振移相器の動作について説明す
る。先ず、第１段目の上記伝送線路移相器３０ａに発振
信号ＯＳ1が印加されると、第１移相伝送線３３の伝送
線路の長さに応じてこの発振信号ＯＳ1に位相遅れが生
じ、中間位相シフト発振信号が得られる。例えば、第１
移相伝送線３３の長さが上記目標周波数ωを有する発振
信号ＯＳの波長λの１／４である場合には、この第１移
相伝送線３３の他端ｂでは９０度の位相遅れが生じた上
記中間位相シフト発振信号が得られるのである。そし
て、上記伝送線路移相器３０ａは、かかる中間位相シフ
ト発振信号を次段の誘電体共振器３０ｂに導出するので
ある。
する伝送線路・誘電体共振移相器の動作について説明す
る。先ず、第１段目の上記伝送線路移相器３０ａに発振
信号ＯＳ1が印加されると、第１移相伝送線３３の伝送
線路の長さに応じてこの発振信号ＯＳ1に位相遅れが生
じ、中間位相シフト発振信号が得られる。例えば、第１
移相伝送線３３の長さが上記目標周波数ωを有する発振
信号ＯＳの波長λの１／４である場合には、この第１移
相伝送線３３の他端ｂでは９０度の位相遅れが生じた上
記中間位相シフト発振信号が得られるのである。そし
て、上記伝送線路移相器３０ａは、かかる中間位相シフ
ト発振信号を次段の誘電体共振器３０ｂに導出するので
ある。
【００１５】ここで、誘電体共振器３０ｂは、図５(ａ)
に示す如くＱ値が極めて高い。よって、図５(ｂ)に示す
如く、その共振周波数ｆ0付近、すなわち、上記目標周
波数ω(例えば３０[GHz])付近で鋭い位相周波数特性を
有する。従って、上記中間位相シフト発振信号が誘電体
共振器３０ｂを通ると、その周波数に非常に敏感な位相
シフトが生じる。
に示す如くＱ値が極めて高い。よって、図５(ｂ)に示す
如く、その共振周波数ｆ0付近、すなわち、上記目標周
波数ω(例えば３０[GHz])付近で鋭い位相周波数特性を
有する。従って、上記中間位相シフト発振信号が誘電体
共振器３０ｂを通ると、その周波数に非常に敏感な位相
シフトが生じる。
【００１６】例えば、発振信号ＯＳ1の周波数が上記目
標周波数ωと一致している場合には、図５(ｂ)に示す如
く、この誘電体共振器３０ｂでの位相シフト量は"０"で
ある。よって、この際、上記分波手段２から供給された
発振信号ＯＳ1は、上記伝送線路移相器３０ａのみによ
って９０度だけ移相された中間位相シフト発振信号とな
り、これがそのまま上記位相シフト発振信号ＯＳPとし
て出力される。
標周波数ωと一致している場合には、図５(ｂ)に示す如
く、この誘電体共振器３０ｂでの位相シフト量は"０"で
ある。よって、この際、上記分波手段２から供給された
発振信号ＯＳ1は、上記伝送線路移相器３０ａのみによ
って９０度だけ移相された中間位相シフト発振信号とな
り、これがそのまま上記位相シフト発振信号ＯＳPとし
て出力される。
【００１７】一方、温度が高くなったが故に発振信号Ｏ
Ｓの周波数が上記目標周波数ωよりも僅かに高くなる
と、図５(ｂ)に示す如く、誘電体共振器３０ｂにおいて
位相進みが生じる。よって、この際、上記中間位相シフ
ト発振信号は、更に、誘電体共振器３０ｂにおいて、上
記目標周波数ωに対する高域方向への周波数ズレに応じ
た分だけ移相され、これが上記位相シフト発振信号ＯＳ
Pとして出力される。例えば、この周波数ズレに応じた
移相量が１０度である場合には、上記伝送線路移相器３
０ａと上記誘電体共振器３０ｂとで、合計１００度の移
相が行われることになる。
Ｓの周波数が上記目標周波数ωよりも僅かに高くなる
と、図５(ｂ)に示す如く、誘電体共振器３０ｂにおいて
位相進みが生じる。よって、この際、上記中間位相シフ
ト発振信号は、更に、誘電体共振器３０ｂにおいて、上
記目標周波数ωに対する高域方向への周波数ズレに応じ
た分だけ移相され、これが上記位相シフト発振信号ＯＳ
Pとして出力される。例えば、この周波数ズレに応じた
移相量が１０度である場合には、上記伝送線路移相器３
０ａと上記誘電体共振器３０ｂとで、合計１００度の移
相が行われることになる。
【００１８】又、温度が低くなったが故に発振信号ＯＳ
の周波数が上記目標周波数ωよりも低くなると、誘電体
共振器３０ｂにおいて、図５(ｂ)の如き特性に応じた位
相遅れが生じる。よって、この際、上記中間位相シフト
発振信号は、更に、誘電体共振器３０ｂにおいて、上記
目標周波数ωに対する低域方向への周波数ズレに応じた
分だけ移相され、これが上記位相シフト発振信号ＯＳP
として出力される。例えば、この周波数ズレに応じた移
相量が−１０度である場合には、上記伝送線路移相器３
０ａと上記誘電体共振器３０ｂとで、合計８０度の移相
が行われることになる。
の周波数が上記目標周波数ωよりも低くなると、誘電体
共振器３０ｂにおいて、図５(ｂ)の如き特性に応じた位
相遅れが生じる。よって、この際、上記中間位相シフト
発振信号は、更に、誘電体共振器３０ｂにおいて、上記
目標周波数ωに対する低域方向への周波数ズレに応じた
分だけ移相され、これが上記位相シフト発振信号ＯＳP
として出力される。例えば、この周波数ズレに応じた移
相量が−１０度である場合には、上記伝送線路移相器３
０ａと上記誘電体共振器３０ｂとで、合計８０度の移相
が行われることになる。
【００１９】すなわち、電圧制御発振器１が発生する発
振信号ＯＳがSIN波である場合、 ＯＳP＝a1・SIN［(ω＋Δω)t＋(π/2)＋k・Δω］ a1：振幅値 ω：目標周波数 Δω：目標周波数に対する周波数ズレ ｋ：周波数ズレに対する位相偏倚係数 なる位相シフト発振信号ＯＳPが上記伝送線路移相器３
０ａ及び誘電体共振器３０ｂからなる移相手段３０にて
得られ、これが乗算器４０に供給されるのである。
振信号ＯＳがSIN波である場合、 ＯＳP＝a1・SIN［(ω＋Δω)t＋(π/2)＋k・Δω］ a1：振幅値 ω：目標周波数 Δω：目標周波数に対する周波数ズレ ｋ：周波数ズレに対する位相偏倚係数 なる位相シフト発振信号ＯＳPが上記伝送線路移相器３
０ａ及び誘電体共振器３０ｂからなる移相手段３０にて
得られ、これが乗算器４０に供給されるのである。
【００２０】乗算器４０は、かかる位相シフト発振信号
ＯＳPと、分波手段２から供給された発振信号ＯＳ2、す
なわち、 ＯＳ2＝a2・SIN(ω＋Δω)t a2：振幅値 ω：目標周波数 Δω：目標周波数に対する周波数ズレ とを乗算して得られた乗算信号Ｍ、すなわち、 Ｍ＝(1/2)・a1・a2・｛SIN［2(ω＋Δω)t＋k・Δω］−SIN
(k・Δω)｝ を誤差信号生成手段５０に供給する。
ＯＳPと、分波手段２から供給された発振信号ＯＳ2、す
なわち、 ＯＳ2＝a2・SIN(ω＋Δω)t a2：振幅値 ω：目標周波数 Δω：目標周波数に対する周波数ズレ とを乗算して得られた乗算信号Ｍ、すなわち、 Ｍ＝(1/2)・a1・a2・｛SIN［2(ω＋Δω)t＋k・Δω］−SIN
(k・Δω)｝ を誤差信号生成手段５０に供給する。
【００２１】この際、乗算信号Ｍ中には、上記発振信号
ＯＳ2及び位相シフト発振信号ＯＳPによる高次波が存在
する他に、両信号の位相差に対応した直流成分又は低周
波成分が重畳している。誤差信号生成手段５０は、上記
乗算信号Ｍから上述した如き直流成分又は低周波成分を
抽出し、この直流・低周波成分に基づいて下記の如き誤
差信号ＧＶを生成する。
ＯＳ2及び位相シフト発振信号ＯＳPによる高次波が存在
する他に、両信号の位相差に対応した直流成分又は低周
波成分が重畳している。誤差信号生成手段５０は、上記
乗算信号Ｍから上述した如き直流成分又は低周波成分を
抽出し、この直流・低周波成分に基づいて下記の如き誤
差信号ＧＶを生成する。
【００２２】Ｇ＝−k・d・a1・a2・Δω/2 ｄ：検出係数 図６は、かかる誤差信号生成手段５０の内部構成の一例
を示す図である。図６において、キャパシタ５１１及び
インダクタ５１２からなるローパスフィルタ５１は、上
記乗算信号Ｍから、上記発振信号ＯＳ2及び位相シフト
発振信号ＯＳP間の位相差に対応した直流・低周波成分
を抽出し、次段の差動アンプ５２に供給する。演算増幅
器５２１及び抵抗５２２〜５２４からなる差動アンプ５
２は、上記発振信号ＯＳ2及び位相シフト発振信号ＯＳP
間の位相差に対応した直流・低周波成分を所望に増幅し
たものを上記誤差信号ＧＶとして電圧制御発振器１に供
給する。
を示す図である。図６において、キャパシタ５１１及び
インダクタ５１２からなるローパスフィルタ５１は、上
記乗算信号Ｍから、上記発振信号ＯＳ2及び位相シフト
発振信号ＯＳP間の位相差に対応した直流・低周波成分
を抽出し、次段の差動アンプ５２に供給する。演算増幅
器５２１及び抵抗５２２〜５２４からなる差動アンプ５
２は、上記発振信号ＯＳ2及び位相シフト発振信号ＯＳP
間の位相差に対応した直流・低周波成分を所望に増幅し
たものを上記誤差信号ＧＶとして電圧制御発振器１に供
給する。
【００２３】かかる構成により、誤差信号生成手段５０
は、発振信号ＯＳの周波数が目標周波数ωと一致してい
る場合、つまりΔωが"０"である場合には、０ボルトの
誤差信号ＧＶを電圧制御発振器１に供給する。よって、
この際、電圧制御発振器１は、発生すべき発振信号ＯＳ
に対する周波数調整は行わない。一方、発振信号ＯＳの
周波数が目標周波数ωよりも高い場合、つまりΔωが"
０"以外の正の値となる場合には、誤差信号生成手段５
０は、上式に基づき負電圧の誤差信号ＧＶを電圧制御発
振器１に供給することになる。この際、電圧制御発振器
１は、かかる負電圧の誤差信号ＧＶに応じて、発生すべ
き発振信号ＯＳの周波数を低下すべき調整を行う。又、
発振信号ＯＳの周波数が目標周波数ωよりも低い場合、
つまりΔωが"０"以外の負の値となる場合には、誤差信
号生成手段５０は、上式に基づき正電圧の誤差信号ＧＶ
を電圧制御発振器１に供給することになる。この際、電
圧制御発振器１は、かかる正電圧の誤差信号ＧＶに応じ
て、発生すべき発振信号ＯＳの周波数を高めるべき調整
を行う。従って、電圧制御発振器１が発生すべき発振信
号ＯＳの周波数は、常に目標周波数ω一定となるように
制御される。
は、発振信号ＯＳの周波数が目標周波数ωと一致してい
る場合、つまりΔωが"０"である場合には、０ボルトの
誤差信号ＧＶを電圧制御発振器１に供給する。よって、
この際、電圧制御発振器１は、発生すべき発振信号ＯＳ
に対する周波数調整は行わない。一方、発振信号ＯＳの
周波数が目標周波数ωよりも高い場合、つまりΔωが"
０"以外の正の値となる場合には、誤差信号生成手段５
０は、上式に基づき負電圧の誤差信号ＧＶを電圧制御発
振器１に供給することになる。この際、電圧制御発振器
１は、かかる負電圧の誤差信号ＧＶに応じて、発生すべ
き発振信号ＯＳの周波数を低下すべき調整を行う。又、
発振信号ＯＳの周波数が目標周波数ωよりも低い場合、
つまりΔωが"０"以外の負の値となる場合には、誤差信
号生成手段５０は、上式に基づき正電圧の誤差信号ＧＶ
を電圧制御発振器１に供給することになる。この際、電
圧制御発振器１は、かかる正電圧の誤差信号ＧＶに応じ
て、発生すべき発振信号ＯＳの周波数を高めるべき調整
を行う。従って、電圧制御発振器１が発生すべき発振信
号ＯＳの周波数は、常に目標周波数ω一定となるように
制御される。
【００２４】以上の如く、上記周波数制御発振器におい
ては、発振信号の周波数ズレ(高域方向又は低域方向)
を、共振Ｑ値の高い誘電体共振器によって位相情報に変
換し、この位相情報に基づいて発振信号の周波数調整を
行うようにしている。この際、上記誘電体共振器は、そ
の共振Ｑ値が高いので温度変動に対する安定度が高く、
更に、その共振周波数がミリ波帯である場合には小型化
が可能となる。
ては、発振信号の周波数ズレ(高域方向又は低域方向)
を、共振Ｑ値の高い誘電体共振器によって位相情報に変
換し、この位相情報に基づいて発振信号の周波数調整を
行うようにしている。この際、上記誘電体共振器は、そ
の共振Ｑ値が高いので温度変動に対する安定度が高く、
更に、その共振周波数がミリ波帯である場合には小型化
が可能となる。
【００２５】よって、本発明によれば、カットオフ特性
が急峻であるが故に高価で複雑な構造を有するフィルタ
を用いた従来の周波数制御発振器に比して、より小型で
安定した周波数制御発振器を提供することができる。
尚、上記実施例においては、図３及び図４に示す伝送線
路・誘電体共振移相器の第１移相伝送線３３及び第２移
相伝送線３５をストリップ伝送線としているが、コプレ
ーナ伝送線を用いても同様に動作する。
が急峻であるが故に高価で複雑な構造を有するフィルタ
を用いた従来の周波数制御発振器に比して、より小型で
安定した周波数制御発振器を提供することができる。
尚、上記実施例においては、図３及び図４に示す伝送線
路・誘電体共振移相器の第１移相伝送線３３及び第２移
相伝送線３５をストリップ伝送線としているが、コプレ
ーナ伝送線を用いても同様に動作する。
【００２６】又、図３及び図４に示す例では、誘電体３
４としてディスク状のものを用いているが、共振Ｑ値が
高ければ他の形状であっても構わない。又、図３及び図
４に示す例では、伝送線端面−誘電体共振器−伝送線端
面との電磁波進行方向の結合構造を用いて誘電体共振器
を構築しているが、誘電体共振器を伝送線の片一方に設
ける構造を採用しても構わない。
４としてディスク状のものを用いているが、共振Ｑ値が
高ければ他の形状であっても構わない。又、図３及び図
４に示す例では、伝送線端面−誘電体共振器−伝送線端
面との電磁波進行方向の結合構造を用いて誘電体共振器
を構築しているが、誘電体共振器を伝送線の片一方に設
ける構造を採用しても構わない。
【００２７】更に、上記伝送線路・誘電体共振移相器で
は、第１移相伝送線３３の一端ａから発振信号ＯＳ1を
入力し、第２移相伝送線３５の他端ｂから位相シフト発
振信号ＯＳPを出力しているが、入出力方向を逆にして
も同様に動作する。すなわち、第２移相伝送線３５の他
端ｂに発振信号ＯＳ1を入力し、第１移相伝送線３３の
一端ａから位相シフト発振信号ＯＳPを出力させるので
ある。
は、第１移相伝送線３３の一端ａから発振信号ＯＳ1を
入力し、第２移相伝送線３５の他端ｂから位相シフト発
振信号ＯＳPを出力しているが、入出力方向を逆にして
も同様に動作する。すなわち、第２移相伝送線３５の他
端ｂに発振信号ＯＳ1を入力し、第１移相伝送線３３の
一端ａから位相シフト発振信号ＯＳPを出力させるので
ある。
【００２８】又、図６に示す誤差信号生成手段５０で
は、ローパスフィルタ５１と差動アンプ５２を個別に形
成しているが、これらを一体化した差動アンプ式のロー
パスフィルタを用いるようにしても良い。又、図２に示
す乗算器４０としては、図７に示す如きデュアルゲート
ＦＥＴ(Field Effect Transistor)乗算器を採用いれ
ば、回路部品数の削減、低コスト化が実現できる。
は、ローパスフィルタ５１と差動アンプ５２を個別に形
成しているが、これらを一体化した差動アンプ式のロー
パスフィルタを用いるようにしても良い。又、図２に示
す乗算器４０としては、図７に示す如きデュアルゲート
ＦＥＴ(Field Effect Transistor)乗算器を採用いれ
ば、回路部品数の削減、低コスト化が実現できる。
【００２９】図７において、かかるデュアルゲートＦＥ
Ｔ乗算器は、デュアルゲートＦＥＴ４１、第１ゲート入
力回路４２、第２ゲート入力回路４３、第１ゲート電圧
供給回路４４、第２ゲート電圧供給回路４５、ドレイン
整合回路４６、ドレイン電圧供給回路４７、及びソース
回路４８から構成される。第１ゲート入力回路４２は、
その一端が第１入力端ａに接続されている結合キャパシ
タ４２１と、この結合キャパシタ４２１の他端及びデュ
アルゲートＦＥＴ４１の第１ゲート端Ｇ１間を接続する
ゲート整合伝送線路４２２からなる。第２ゲート入力回
路４３は、その一端が第２入力端ａに接続されている結
合キャパシタ４３１と、この結合キャパシタ４３１の他
端及びデュアルゲートＦＥＴ４１の第２ゲート端Ｇ２間
を接続するゲート整合伝送線路４３２からなる。第１ゲ
ート電圧供給回路４４は、その一端に第１ゲート電圧Ｖ
G1が印加され他端が接地されているキャパシタ４４１
と、その一端に上記第１ゲート電圧ＶG1が印加され他端
がデュアルゲートＦＥＴ４１の第１ゲート端Ｇ１に接続
されているゲート電圧供給線路４４２から構成される。
第２ゲート電圧供給回路４５は、その一端に第２ゲート
電圧ＶG2が印加され他端が接地されているキャパシタ４
５１と、その一端に上記第２ゲート電圧ＶG2が印加され
他端がデュアルゲートＦＥＴ４１の第２ゲート端Ｇ２に
接続されているゲート電圧供給線路４５２から構成され
る。ドレイン整合回路４６は、デュアルゲートＦＥＴ４
１のドレイン端Ｄ及び出力端ｃ間を接続するドレイン整
合伝送線路である。ドレイン電圧供給回路４７は、その
一端にドレイン電圧Ｖdが印加され他端が接地されてい
るキャパシタ４７１と、その一端に上記ドレイン電圧Ｖ
dが印加され他端がデュアルゲートＦＥＴ４１のドレイ
ン端Ｄに接続されているドレイン電圧供給線路４７２か
ら構成される。ソース回路４８は、デュアルゲートＦＥ
Ｔ４１のソース端Ｓを接地するソース接地伝送線路から
なる。
Ｔ乗算器は、デュアルゲートＦＥＴ４１、第１ゲート入
力回路４２、第２ゲート入力回路４３、第１ゲート電圧
供給回路４４、第２ゲート電圧供給回路４５、ドレイン
整合回路４６、ドレイン電圧供給回路４７、及びソース
回路４８から構成される。第１ゲート入力回路４２は、
その一端が第１入力端ａに接続されている結合キャパシ
タ４２１と、この結合キャパシタ４２１の他端及びデュ
アルゲートＦＥＴ４１の第１ゲート端Ｇ１間を接続する
ゲート整合伝送線路４２２からなる。第２ゲート入力回
路４３は、その一端が第２入力端ａに接続されている結
合キャパシタ４３１と、この結合キャパシタ４３１の他
端及びデュアルゲートＦＥＴ４１の第２ゲート端Ｇ２間
を接続するゲート整合伝送線路４３２からなる。第１ゲ
ート電圧供給回路４４は、その一端に第１ゲート電圧Ｖ
G1が印加され他端が接地されているキャパシタ４４１
と、その一端に上記第１ゲート電圧ＶG1が印加され他端
がデュアルゲートＦＥＴ４１の第１ゲート端Ｇ１に接続
されているゲート電圧供給線路４４２から構成される。
第２ゲート電圧供給回路４５は、その一端に第２ゲート
電圧ＶG2が印加され他端が接地されているキャパシタ４
５１と、その一端に上記第２ゲート電圧ＶG2が印加され
他端がデュアルゲートＦＥＴ４１の第２ゲート端Ｇ２に
接続されているゲート電圧供給線路４５２から構成され
る。ドレイン整合回路４６は、デュアルゲートＦＥＴ４
１のドレイン端Ｄ及び出力端ｃ間を接続するドレイン整
合伝送線路である。ドレイン電圧供給回路４７は、その
一端にドレイン電圧Ｖdが印加され他端が接地されてい
るキャパシタ４７１と、その一端に上記ドレイン電圧Ｖ
dが印加され他端がデュアルゲートＦＥＴ４１のドレイ
ン端Ｄに接続されているドレイン電圧供給線路４７２か
ら構成される。ソース回路４８は、デュアルゲートＦＥ
Ｔ４１のソース端Ｓを接地するソース接地伝送線路から
なる。
【００３０】ここで、上記第１入力端ａ及び第２入力端
ｂ各々には、上記移相手段３０から供給された位相シフ
ト発振信号ＯＳP、及び分波手段２から供給された発振
信号ＯＳ2が夫々印加される。そして、バイアス電圧と
しての上記第１ゲート電圧ＶG 1及び第２ゲート電圧ＶG2
を所望に設定することにより、デュアルゲートＦＥＴ４
１を非線形領域で動作させる。これにより、デュアルゲ
ートＦＥＴ４１のドレイン端Ｄには上記位相シフト発振
信号ＯＳPと、上記発振信号ＯＳ2との位相差に対応した
直流又は低周波の電流が流れ、これがドレイン整合回路
４６及び出力端ｃを介して上記乗算信号Ｍとして出力さ
れる。
ｂ各々には、上記移相手段３０から供給された位相シフ
ト発振信号ＯＳP、及び分波手段２から供給された発振
信号ＯＳ2が夫々印加される。そして、バイアス電圧と
しての上記第１ゲート電圧ＶG 1及び第２ゲート電圧ＶG2
を所望に設定することにより、デュアルゲートＦＥＴ４
１を非線形領域で動作させる。これにより、デュアルゲ
ートＦＥＴ４１のドレイン端Ｄには上記位相シフト発振
信号ＯＳPと、上記発振信号ＯＳ2との位相差に対応した
直流又は低周波の電流が流れ、これがドレイン整合回路
４６及び出力端ｃを介して上記乗算信号Ｍとして出力さ
れる。
【００３１】この際、かかるデュアルゲートＦＥＴ乗算
器は、二つの入力信号の振幅が不平衡でも正しく乗算を
行うことができる。例えば、移相手段３０から供給され
た位相シフト発振信号ＯＳPの振幅が何等かの原因によ
り減衰し、相対的に発振信号ＯＳ2の方が大きくなって
しまっても正しい乗算結果を得ることができるのであ
る。よって、両信号の振幅を平衡にするための入力アン
プが不要となり、構造が簡略化される。
器は、二つの入力信号の振幅が不平衡でも正しく乗算を
行うことができる。例えば、移相手段３０から供給され
た位相シフト発振信号ＯＳPの振幅が何等かの原因によ
り減衰し、相対的に発振信号ＯＳ2の方が大きくなって
しまっても正しい乗算結果を得ることができるのであ
る。よって、両信号の振幅を平衡にするための入力アン
プが不要となり、構造が簡略化される。
【００３２】このように、前述した如きデュアルゲート
ＦＥＴ乗算器を乗算手段４０として用いれば、安定した
乗算動作、回路部品数の削減、低コスト化が実現され
る。更に、一つのデュアルゲートＦＥＴを非線形領域で
動作させているので低消費電力化が為される。尚、上記
デュアルゲートＦＥＴを、上述した如き二つの入力信号
を合成する手段と、シングルゲートのＦＥＴとに分割し
て実現するようにしても良い。又、ＦＥＴの代わりに、
バイポーラタイプトランジスタ、あるいはダイオードを
用いても、本発明の実施例を実現することが可能であ
る。
ＦＥＴ乗算器を乗算手段４０として用いれば、安定した
乗算動作、回路部品数の削減、低コスト化が実現され
る。更に、一つのデュアルゲートＦＥＴを非線形領域で
動作させているので低消費電力化が為される。尚、上記
デュアルゲートＦＥＴを、上述した如き二つの入力信号
を合成する手段と、シングルゲートのＦＥＴとに分割し
て実現するようにしても良い。又、ＦＥＴの代わりに、
バイポーラタイプトランジスタ、あるいはダイオードを
用いても、本発明の実施例を実現することが可能であ
る。
【００３３】
【発明の効果】以上、詳述した如く本発明による周波数
制御発振器においては、発振信号の周波数を誤差信号に
応じて調整しつつ上記発振信号の発生を行う発振器と、
目標周波数と上記発振信号の周波数との周波数差に応じ
た分の移相をこの発振信号に施して位相シフト発振信号
を得る移相手段と、かかる位相シフト発振信号と上記発
振信号とを乗算して乗算信号を得る乗算手段と、この乗
算信号に基づいて上記誤差信号を生成する誤差信号生成
手段と、を有する構成となっている。
制御発振器においては、発振信号の周波数を誤差信号に
応じて調整しつつ上記発振信号の発生を行う発振器と、
目標周波数と上記発振信号の周波数との周波数差に応じ
た分の移相をこの発振信号に施して位相シフト発振信号
を得る移相手段と、かかる位相シフト発振信号と上記発
振信号とを乗算して乗算信号を得る乗算手段と、この乗
算信号に基づいて上記誤差信号を生成する誤差信号生成
手段と、を有する構成となっている。
【００３４】よって、本発明によれば、カットオフ特性
が急峻で複雑な構造を有するフィルタを用いずとも発振
信号の周波数ずれを検出できるので、構成が簡略化され
小型化が可能となる。
が急峻で複雑な構造を有するフィルタを用いずとも発振
信号の周波数ずれを検出できるので、構成が簡略化され
小型化が可能となる。
【図１】従来の周波数制御発振器の構成を示す図であ
る。
る。
【図２】本発明による周波数制御発振器の構成を示す図
である。
である。
【図３】移相手段３０としての伝送線路移相器３０ａ及
び誘電体共振器３０ｂ各々を上面から眺めた平面図であ
る。
び誘電体共振器３０ｂ各々を上面から眺めた平面図であ
る。
【図４】図３におけるＡ−Ａ線での断面図である。
【図５】誘電体共振器３０ｂの位相周波数特性を示す図
である。
である。
【図６】誤差信号生成手段５０の内部構成の一例を示す
図である。
図である。
【図７】乗算手段４０としてのデュアルゲートＦＥＴ乗
算器を示す図である。
算器を示す図である。
１ 電圧制御発振器 ３０ 移相手段 ３０ａ 伝送線路移相器 ３０ｂ 誘電体共振器 ４０ 乗算手段 ５０ 誤差信号生成手段
Claims (5)
- 【請求項１】 発振信号の周波数を目標周波数に維持し
つつ出力する周波数制御発振器であって、 前記発振信号の周波数を誤差信号に応じて調整しつつ前
記発振信号の発生を行う発振器と、 前記目標周波数と前記発振信号の周波数との周波数差に
応じた分の移相を前記発振信号に施して位相シフト発振
信号を得る移相手段と、 前記位相シフト発振信号と前記発振信号とを乗算して乗
算信号を得る乗算手段と、 前記乗算信号に基づいて前記誤差信号を生成する誤差信
号生成手段と、を有することを特徴とする周波数制御発
振器。 - 【請求項２】 前記移相手段は、前記発振信号の位相を
所定角だけ移相せしめて中間位相シフト発振信号を得る
第１伝送線路移相器と、 前記中間位相シフト発振信号の周波数と前記目標周波数
との周波数差に応じた分だけ前記中間位相シフト発振信
号の位相を移相せしめたものを前記位相シフト発振信号
として得る誘電体共振器と、からなることを特徴とする
請求項１記載の周波数制御発振器。 - 【請求項３】 前記誘電体共振器の共振周波数は前記目
標周波数と同一周波数であり、前記誘電体共振器のＱ値
が比較的高いことを特徴とする請求項２記載の周波数制
御発振器。 - 【請求項４】 前記乗算手段は、前記位相シフト発振信
号が入力される第１ゲートと、前記発振信号が入力され
る第２ゲートと、前記乗算信号が出力されるソース及び
ドレインとを有するデュアルゲートＦＥＴであることを
特徴とする請求項１記載の周波数制御発振器。 - 【請求項５】 前記誤差信号生成手段は、前記乗算信号
中から低周波成分又は直流成分を抽出して直流・低周波
信号を抽出するローパスフィルタと、前記直流・低周波
信号に応じたレベルを有する信号を前記誤差信号として
生成するアンプと、からなることを特徴とする請求項１
記載の周波数制御発振器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000196640A JP2002016491A (ja) | 2000-06-29 | 2000-06-29 | 周波数制御発振器 |
| US09/888,619 US6593821B2 (en) | 2000-06-29 | 2001-06-26 | Frequency controlled oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000196640A JP2002016491A (ja) | 2000-06-29 | 2000-06-29 | 周波数制御発振器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002016491A true JP2002016491A (ja) | 2002-01-18 |
Family
ID=18695096
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000196640A Pending JP2002016491A (ja) | 2000-06-29 | 2000-06-29 | 周波数制御発振器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6593821B2 (ja) |
| JP (1) | JP2002016491A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7375593B2 (en) * | 2005-01-19 | 2008-05-20 | Paul William Ronald Self | Circuits and methods of generating and controlling signals on an integrated circuit |
| US20060164141A1 (en) * | 2005-01-21 | 2006-07-27 | Self Paul W R | Controlled delay line circuit with integrated transmission line reference |
| US7215208B2 (en) * | 2005-01-19 | 2007-05-08 | Paul William Ronald Self | Fully integrated frequency generator |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4009448A (en) * | 1976-01-06 | 1977-02-22 | Westinghouse Electric Corporation | Phase lock loop for a voltage controlled oscillator |
| US4072909A (en) * | 1976-09-27 | 1978-02-07 | Zenith Radio Corporation | Automatic phase and frequency control system |
| NL184594C (nl) * | 1979-09-04 | 1989-09-01 | Philips Nv | Radio-ontvanger voorzien van een frequentie gesleutelde lus met audiofrequente terugkoppeling, en een stomschakeling. |
| US4792768A (en) * | 1987-11-06 | 1988-12-20 | Hewlett-Packard Company | Fast frequency settling signal generator utilizing a frequency locked-loop |
| US5661424A (en) * | 1993-01-27 | 1997-08-26 | Gte Laboratories Incorporated | Frequency hopping synthesizer using dual gate amplifiers |
| JPH0738433A (ja) | 1993-07-13 | 1995-02-07 | Fujitsu Ltd | 周波数制御発振器 |
| US5451910A (en) * | 1993-08-12 | 1995-09-19 | Northrop Grumman Corporation | Frequency synthesizer with comb spectrum mixer and fractional comb frequency offset |
| US5847620A (en) * | 1994-06-28 | 1998-12-08 | Illinois Institute Of Technology | Dielectric resonator phase shifting frequency discriminator |
| JP3119250B2 (ja) * | 1998-10-26 | 2000-12-18 | 日本電気株式会社 | １８０度移相器 |
-
2000
- 2000-06-29 JP JP2000196640A patent/JP2002016491A/ja active Pending
-
2001
- 2001-06-26 US US09/888,619 patent/US6593821B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6593821B2 (en) | 2003-07-15 |
| US20020021180A1 (en) | 2002-02-21 |
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