JPH02188007A - 直接混合同期ａｍ受信器 - Google Patents
直接混合同期ａｍ受信器Info
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- JPH02188007A JPH02188007A JP1308823A JP30882389A JPH02188007A JP H02188007 A JPH02188007 A JP H02188007A JP 1308823 A JP1308823 A JP 1308823A JP 30882389 A JP30882389 A JP 30882389A JP H02188007 A JPH02188007 A JP H02188007A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2245—Homodyne or synchrodyne circuits using two quadrature channels
- H03D1/2254—Homodyne or synchrodyne circuits using two quadrature channels and a phase locked loop
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
- H03D2200/0025—Gain control circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、ＲＦ−ＡＭ受信搬送波を同期的に復調するた
めのアンテナ入力端に結合された同期復調器と、位相検
出装置、ループフィルタ、および同相出力端を経て同期
復調器に、直角分出力端を経て位相検出器に結合されて
いる可制御発振器を組込んでいる位相拘束ループとを有
する、直接混合同期ＡＭ受信器に関するものである。
めのアンテナ入力端に結合された同期復調器と、位相検
出装置、ループフィルタ、および同相出力端を経て同期
復調器に、直角分出力端を経て位相検出器に結合されて
いる可制御発振器を組込んでいる位相拘束ループとを有
する、直接混合同期ＡＭ受信器に関するものである。
この型の直接混合同期ＡＭ受信器はＰＨＮＩＩ。
２２０により公知である。
直接混合同期ＡＭ受信器の位相拘束ループは、可制御発
振器の同相入力端を経て同期復調器に加えられ、ＲＦ−
ＡＭ受信搬送波の位相に追従して、この搬送波の正しい
同期復調を得るための局所混合搬送波を再生するために
使用される。
振器の同相入力端を経て同期復調器に加えられ、ＲＦ−
ＡＭ受信搬送波の位相に追従して、この搬送波の正しい
同期復調を得るための局所混合搬送波を再生するために
使用される。
しかしながら、実際には位相誤差は、例えば、上記先行
技術が解決を与えている位相制御信号の望ましくない寄
生ＤＣオフセットのような異なった因子によりこれら２
つの搬送波の間に作られる。
技術が解決を与えている位相制御信号の望ましくない寄
生ＤＣオフセットのような異なった因子によりこれら２
つの搬送波の間に作られる。
他の１つの重要な因子は、位相検出装置における電界強
度依存変換利得であって、ループ内の位相制御信号は、
位相検出装置に加えられる２つの搬送波の間の位相差に
依存するばかりでなく、ＲＦ−ＡＭ受信信号の振幅、す
なわち電界強度にも依存する。
度依存変換利得であって、ループ内の位相制御信号は、
位相検出装置に加えられる２つの搬送波の間の位相差に
依存するばかりでなく、ＲＦ−ＡＭ受信信号の振幅、す
なわち電界強度にも依存する。
位相制御信号の電界強度依存性は、自動利得制御装置に
より、ループの前、または中において、前記２つの搬送
波の間における安定な、精密な位相同期が、電界強度変
化のある範囲、または受信器の動的範囲内に得られると
いうやり方で減少させることができる。電界強度表示は
、振幅レベルから導出されるが、これは同期復調器の出
力端における復調されたＲＦ−ＡＭ受信搬送波の定めら
れた周期に亘る平均であって、利得制御装置にＤＣ利得
制御信号として加えられる。しかしながら、実行可能な
動的範囲は、公知の自動利得制御装置に比して比較的小
さいことが判っている。
より、ループの前、または中において、前記２つの搬送
波の間における安定な、精密な位相同期が、電界強度変
化のある範囲、または受信器の動的範囲内に得られると
いうやり方で減少させることができる。電界強度表示は
、振幅レベルから導出されるが、これは同期復調器の出
力端における復調されたＲＦ−ＡＭ受信搬送波の定めら
れた周期に亘る平均であって、利得制御装置にＤＣ利得
制御信号として加えられる。しかしながら、実行可能な
動的範囲は、公知の自動利得制御装置に比して比較的小
さいことが判っている。
本発明の目的は、公知の直接混合同期ＡＭ受信器の動的
範囲を増加させることである。
範囲を増加させることである。
本発明によれば、始めの節において述べられたた直接混
合同期ＡＭ受信器は、位相拘束ループにおける信号の電
界強度依存の振幅変化を減らすために制御信号発生回路
から利得制御信号が加えられる位相拘束ループ内の可制
御増幅装置と、続いて相互に結合された第１および第２
の混合器段をＨする混合装置とを持っていて、第１の混
合器段には信号発生器から第１の混合副搬送波が加えら
れ、アンテナ入力端は第１および第２の混合器段の一方
の入力端に接続されていて、可制御発振器の同相出力端
は他方の混合器段の入力端に接続されていて、前記混合
装置は、第２の混合器段の出力端を経て、少なくとも第
１の混合副搬送波の周波数を選択するための選択手段に
接続され、これには第１の混合副搬送波の振幅を検出す
るための振幅検出装置が続いていて、前記振幅検出装置
は可制御増幅装置の制御入力端に結合されていることを
特徴としている。
合同期ＡＭ受信器は、位相拘束ループにおける信号の電
界強度依存の振幅変化を減らすために制御信号発生回路
から利得制御信号が加えられる位相拘束ループ内の可制
御増幅装置と、続いて相互に結合された第１および第２
の混合器段をＨする混合装置とを持っていて、第１の混
合器段には信号発生器から第１の混合副搬送波が加えら
れ、アンテナ入力端は第１および第２の混合器段の一方
の入力端に接続されていて、可制御発振器の同相出力端
は他方の混合器段の入力端に接続されていて、前記混合
装置は、第２の混合器段の出力端を経て、少なくとも第
１の混合副搬送波の周波数を選択するための選択手段に
接続され、これには第１の混合副搬送波の振幅を検出す
るための振幅検出装置が続いていて、前記振幅検出装置
は可制御増幅装置の制御入力端に結合されていることを
特徴としている。
位相拘束ループ内の自動利得制御装置を使用する同期Ａ
Ｍ復調器は、それ自体、米国特許４，４７３．８０１号
により公知である。利得制御信号は、基本帯域変調信号
のＤＣ成分から引出されるが、この変調信号は、ＲＦ−
ＡＭ入力信号、あるいは、例えばＡＭ−Ｉ Ｆ受信信号
を、混合装置として機能する単一混合器段における局所
混合搬送波と共に混合変換することにより得られる。
Ｍ復調器は、それ自体、米国特許４，４７３．８０１号
により公知である。利得制御信号は、基本帯域変調信号
のＤＣ成分から引出されるが、この変調信号は、ＲＦ−
ＡＭ入力信号、あるいは、例えばＡＭ−Ｉ Ｆ受信信号
を、混合装置として機能する単一混合器段における局所
混合搬送波と共に混合変換することにより得られる。
本発明は、そのような公知の自動利得制御装置の制御範
囲、従って受信器の動的範囲が制限されるのは、利得制
御信号が引出される所望のＤＣ成分が、公知の混合装置
の出力端において生じるばかりでなく、特に比較的小さ
い振幅または電界強度を持つ、ＲＦ−ＡＭ入力端信号に
おいて、所望のＤＣ成分の数倍の大きさである望ましく
ないＤＣオフセ・ソトが生じるためであるという二ｅ識
１こ基いている。
囲、従って受信器の動的範囲が制限されるのは、利得制
御信号が引出される所望のＤＣ成分が、公知の混合装置
の出力端において生じるばかりでなく、特に比較的小さ
い振幅または電界強度を持つ、ＲＦ−ＡＭ入力端信号に
おいて、所望のＤＣ成分の数倍の大きさである望ましく
ないＤＣオフセ・ソトが生じるためであるという二ｅ識
１こ基いている。
本発明による手段を使用すると、電界強度情報は、ＤＣ
成分の振幅においてではなく、ＡＣ成分の振幅において
、すなわち第１の混合副搬送波の振幅において規定され
る。利得制御装置に対する望ましくないＤＣオフセット
の影響は、この第１の混合搬送波の周波数−依存選択に
より減らされる。信頼できる電界強度表示は、このよう
にして選択された副搬送波の振幅検出により得られ、公
知の自動利得制御装置の制御範囲を越えて存在する比較
的弱い信号受信のためにも都合がよい。利得制御信号と
してこの電界強度信号表示を可制御増幅装置に利用する
ことにより、本発明による同期ＡＭを直接に混合する受
信器の動的範囲は、公知の受信器に比して著しく広くな
る。
成分の振幅においてではなく、ＡＣ成分の振幅において
、すなわち第１の混合副搬送波の振幅において規定され
る。利得制御装置に対する望ましくないＤＣオフセット
の影響は、この第１の混合搬送波の周波数−依存選択に
より減らされる。信頼できる電界強度表示は、このよう
にして選択された副搬送波の振幅検出により得られ、公
知の自動利得制御装置の制御範囲を越えて存在する比較
的弱い信号受信のためにも都合がよい。利得制御信号と
してこの電界強度信号表示を可制御増幅装置に利用する
ことにより、本発明による同期ＡＭを直接に混合する受
信器の動的範囲は、公知の受信器に比して著しく広くな
る。
例えばラジオ受信器として使用する場合の笛音のような
、基本帯域変調信号を作るときのきわ立った摂動を防止
するために、混合装置は、利得制御信号発生のためだけ
に使用され、再生されるべき基本帯域復調信号を同期し
て１０．１１するためには同時に使用されない。
、基本帯域変調信号を作るときのきわ立った摂動を防止
するために、混合装置は、利得制御信号発生のためだけ
に使用され、再生されるべき基本帯域復調信号を同期し
て１０．１１するためには同時に使用されない。
本発明による、直接混合同期ＡＭ受信器の動的範囲の一
層の増加は、第１に述べられた先行技術により知られる
手段によるループ内の位相制御信号に対する、位相検出
装置において生じる望ましくないＤＣ片寄の影響を減ら
すことにより可能である。
層の増加は、第１に述べられた先行技術により知られる
手段によるループ内の位相制御信号に対する、位相検出
装置において生じる望ましくないＤＣ片寄の影響を減ら
すことにより可能である。
本発明によるそのような直接混合同期ＡＭ受信器は、位
相検出装置が第２の混合副搬送波における位相情報を変
調する手段を有し、位相拘束ループが、位相検出装置と
ループフィルタとの間に、引続いて、位相検出装置の出
力信号を加算するためのアダー回路と、混合装置と、前
記選択手段、可制御増幅ｖｔ置および第２の混合副搬送
波を復、３！ｌするための第３の混合器段とを含み、前
記選択手段は第２の混合副搬送波の周波数の選択も行い
、可制御増幅装置の出力端は前記振幅検出装置の入力端
に結合されていることを特徴としている。
相検出装置が第２の混合副搬送波における位相情報を変
調する手段を有し、位相拘束ループが、位相検出装置と
ループフィルタとの間に、引続いて、位相検出装置の出
力信号を加算するためのアダー回路と、混合装置と、前
記選択手段、可制御増幅ｖｔ置および第２の混合副搬送
波を復、３！ｌするための第３の混合器段とを含み、前
記選択手段は第２の混合副搬送波の周波数の選択も行い
、可制御増幅装置の出力端は前記振幅検出装置の入力端
に結合されていることを特徴としている。
この手段は、混合装置と位相検出装置とにおける混合動
作の後に、電界強度情報と位相情報との共通の選択が、
周波数と位相とにおいて相互に異なっている２つの混合
副搬送波におけるこの情報を復調することにより可能で
あるという認識に基いている。
作の後に、電界強度情報と位相情報との共通の選択が、
周波数と位相とにおいて相互に異なっている２つの混合
副搬送波におけるこの情報を復調することにより可能で
あるという認識に基いている。
本発明による手段を使用すると、ループ内の選択手段は
、電界強度と位相情報との２つを選択するように動作で
き、本発明による手段は、前記の公知手段と有利に組合
わされる。
、電界強度と位相情報との２つを選択するように動作で
き、本発明による手段は、前記の公知手段と有利に組合
わされる。
別の有利な実施形態は、振幅検出装置が第６の段を持ち
、この段には第１の混合副搬送波が加えられるが、この
副搬送波は第１の混合器段に加えられる混合副搬送波に
関しては、位相検出装置と第６の検出器段との間の位相
拘束ループにおける信号の遅れにほぼ相当する遅れ期間
に互って遅らされ、前記第６の混合器段は低域フィルタ
を経て可制御増幅装置の制御入力端に結合されているこ
とを特徴としている。
、この段には第１の混合副搬送波が加えられるが、この
副搬送波は第１の混合器段に加えられる混合副搬送波に
関しては、位相検出装置と第６の検出器段との間の位相
拘束ループにおける信号の遅れにほぼ相当する遅れ期間
に互って遅らされ、前記第６の混合器段は低域フィルタ
を経て可制御増幅装置の制御入力端に結合されているこ
とを特徴としている。
このことは、電界強度情報の精密な同期ＡＭ検出を提供
する。
する。
以下図面により、本発明を実施例について説明する。
図面において、アンテナ装置ＡＮＴからのＲＦ−ＡＭ受
信信号は、信号分割器ＰＳのＲＦ入力端ＲＦＩに加えら
れるが、信号分割器は同期復調器ＳＤＩ 、位相検出装
置ＰＤおよび混合装置ＭＤに結合されており、また受信
されたＲＦ信号エネルギのそれぞれ８０％、１０％およ
び１０％をそれらに加えている。
信信号は、信号分割器ＰＳのＲＦ入力端ＲＦＩに加えら
れるが、信号分割器は同期復調器ＳＤＩ 、位相検出装
置ＰＤおよび混合装置ＭＤに結合されており、また受信
されたＲＦ信号エネルギのそれぞれ８０％、１０％およ
び１０％をそれらに加えている。
回路Ｓ、ＬＰＩ、ＳＳ、ＣＡＩ、Ｍ３ループフィルタＬ
Ｆおよび可変周波数発振器ＴＯの縦続装置と一緒になっ
て、位相検出装置ＰＤは位相拘束ループを構成している
。可変周波数発振器ＴＯは、同相出力端（０” ）を経
て同期復調器ＳＤＩに、また直角分出力端（９０°）を
経て位相検出装置ＰＤに接続され、それぞれに、局所同
相および局所直角分搬送波を加えるが、これらの搬送波
は、相互に直角位相であって、その周波数は、所望のＲ
Ｆ−ＡＭ受信信号の搬送周波数において同調にされる。
Ｆおよび可変周波数発振器ＴＯの縦続装置と一緒になっ
て、位相検出装置ＰＤは位相拘束ループを構成している
。可変周波数発振器ＴＯは、同相出力端（０” ）を経
て同期復調器ＳＤＩに、また直角分出力端（９０°）を
経て位相検出装置ＰＤに接続され、それぞれに、局所同
相および局所直角分搬送波を加えるが、これらの搬送波
は、相互に直角位相であって、その周波数は、所望のＲ
Ｆ−ＡＭ受信信号の搬送周波数において同調にされる。
所望のＲＦ−ＡＭ受信搬送波に同調すると、位相検出装
置ＰＤは、位相制御信号を供給するが、この信号は、こ
のＲＦ−ＡＭ受信搬送波と局所直角分搬送波との間で９
０″から離れている位相差で変化し、またループフィル
タＬＦ内の選択を経て可変周波数発振器Ｔｏに加えられ
て、これらの位相差が減らされるようにする。従って、
局所同相搬送波は、ループの位相拘束状態において、充
分に受信電界強度が大きい場合には、ＲＦ−ＡＭ受信搬
送波と殆ど同相であるか、または反対位相であるので、
このＲＦ−ＡＭ受信搬送波は正しく同期して同期復調器
ＳＤＩ内で基本帯域に復調される。このようにして得ら
れた基本帯域Ｉｎ：Ａ信号は、低域フィルタＬＰ２内の
選択の後に制御増幅器ＣＡ２内の振幅において自動的に
安定にされ、続いてさらに処理および再生装置ＳＰにお
いて処理および再生される。
置ＰＤは、位相制御信号を供給するが、この信号は、こ
のＲＦ−ＡＭ受信搬送波と局所直角分搬送波との間で９
０″から離れている位相差で変化し、またループフィル
タＬＦ内の選択を経て可変周波数発振器Ｔｏに加えられ
て、これらの位相差が減らされるようにする。従って、
局所同相搬送波は、ループの位相拘束状態において、充
分に受信電界強度が大きい場合には、ＲＦ−ＡＭ受信搬
送波と殆ど同相であるか、または反対位相であるので、
このＲＦ−ＡＭ受信搬送波は正しく同期して同期復調器
ＳＤＩ内で基本帯域に復調される。このようにして得ら
れた基本帯域Ｉｎ：Ａ信号は、低域フィルタＬＰ２内の
選択の後に制御増幅器ＣＡ２内の振幅において自動的に
安定にされ、続いてさらに処理および再生装置ＳＰにお
いて処理および再生される。
図示された、直接混合同期ＡＭ受信器の混合装置ＭＤは
、後述されるように、またループに組入れられている自
動増幅装置ＣＡＩのための利得制御信号を発生する制御
信号発生回路の一部を形成し、また続いて相互に結合さ
れた第１および第２の混合器段ＭｌおよびＭ２を有して
いる。局所同相搬送波は、可変周波数発振器Ｔｏの同相
出力端を経て第１の混合器段Ｍｌに加えられ、また第１
の混合副搬送波Ａは信号発生器ＳＧから加えられる。Ｍ
ｌの出力信号、すなわち局所同相搬送波と第１の混合副
搬送波Ａとの積は、第２の混合器段Ｍ２に加えられ、Ｒ
Ｆ−ＡＭ受信信号はＰＳから加えられる。ＳＤＩ内のＲ
Ｆ−ＡＭ受信搬送波の同期復調とは反対に、第１の混合
副搬送波Ａの周波数への変換は、基本帯域への変換の代
わりに、ＭＤにおいて得られる。従って、ＲＦ−ＡＭ受
信搬送波のＡＭ変調により、また電界強度によっても振
幅変調される第１の副搬送波Ａと、第２混合器Ｍ２にお
いて著しいバイアスおよび（または）回路非対称により
起される望ましくないＤＣオフセットとは、混合装置Ｍ
Ｄの出力端でもあるＭ２の出力端に現われる。
、後述されるように、またループに組入れられている自
動増幅装置ＣＡＩのための利得制御信号を発生する制御
信号発生回路の一部を形成し、また続いて相互に結合さ
れた第１および第２の混合器段ＭｌおよびＭ２を有して
いる。局所同相搬送波は、可変周波数発振器Ｔｏの同相
出力端を経て第１の混合器段Ｍｌに加えられ、また第１
の混合副搬送波Ａは信号発生器ＳＧから加えられる。Ｍ
ｌの出力信号、すなわち局所同相搬送波と第１の混合副
搬送波Ａとの積は、第２の混合器段Ｍ２に加えられ、Ｒ
Ｆ−ＡＭ受信信号はＰＳから加えられる。ＳＤＩ内のＲ
Ｆ−ＡＭ受信搬送波の同期復調とは反対に、第１の混合
副搬送波Ａの周波数への変換は、基本帯域への変換の代
わりに、ＭＤにおいて得られる。従って、ＲＦ−ＡＭ受
信搬送波のＡＭ変調により、また電界強度によっても振
幅変調される第１の副搬送波Ａと、第２混合器Ｍ２にお
いて著しいバイアスおよび（または）回路非対称により
起される望ましくないＤＣオフセットとは、混合装置Ｍ
Ｄの出力端でもあるＭ２の出力端に現われる。
図示された実施形態においては、Ｍ２の出力信号は、Ｐ
Ｄの出力端に接続されたアダー回路Ｓを経て位相拘束ル
ープ内に誘導され、続いて、ＤＣ負フィードバックＦＰ
、ＳＳを備えた上記可制御増幅装置ＣＡＩを伴った低域
フィルタＬＰＩを有するループ内に組入れられた選択手
段に加えられる。このＤＣ負フィードバックが、ＣＡＩ
の出力信号内のＤＣ成分を、ＤＣフィードバック路ＦＰ
を経て、ＬＰＩとＣＡＬとの間に配置される減算段ＳＳ
に加えて、減算段ＳＳ内で最後に述べられたＤＣ成分を
ＬＰＩの出力信号から減算することにより、またこの差
をＣＡＩの入力端に加えることによって得られる。低域
フィルタＬＰＩ内では、高位の積成分が阻止されるが、
これらの成分は、混合装置ＭＤ内の混合動作の間に作ら
れたものであり、また前記ＤＣ負フィードバックがより
、なかんずく上記の望ましくないＤＣオフセットが回正
される間に位相検出装置ＰＤに作られたものである。可
制御増幅装置ＣＡＬの出力端における選択して増幅され
た第１の混合副搬送波は、続いて、低域フィルタＬＰ３
を伴った同期復調器５ｔ）２を有する振幅検出装＠ＡＤ
に加えられる。遅延期間ａをｒａ以上に遅れた第１混合
搬送波は、信号発生器ＳＧから遅延回路ＴＡを経て同期
復調器ＳＤ２に加えられる。遅延期間τａは、ＭＤとＳ
Ｄ２との間の信号通路に生じる信号遅延とほぼ等しく選
ばれているので、第１の混合副搬送波において変調され
たＲＦ−ＡＭ受信信号の振幅がＳＤＺ内で正しく同期し
て変調される。ＲＦ−ＡＭ受信信号のこの振幅または電
界強度は、続いて利得制御信号として、ＳＤ２に結合さ
れた低域フィルタＬＰ３における選択の後に、可制御増
幅装置ＣＡＩの制御入力端に加えられ、電界強度依存振
幅変化の負フィードバックが、このようにして形成され
た利得制御ループ内に作られる。
Ｄの出力端に接続されたアダー回路Ｓを経て位相拘束ル
ープ内に誘導され、続いて、ＤＣ負フィードバックＦＰ
、ＳＳを備えた上記可制御増幅装置ＣＡＩを伴った低域
フィルタＬＰＩを有するループ内に組入れられた選択手
段に加えられる。このＤＣ負フィードバックが、ＣＡＩ
の出力信号内のＤＣ成分を、ＤＣフィードバック路ＦＰ
を経て、ＬＰＩとＣＡＬとの間に配置される減算段ＳＳ
に加えて、減算段ＳＳ内で最後に述べられたＤＣ成分を
ＬＰＩの出力信号から減算することにより、またこの差
をＣＡＩの入力端に加えることによって得られる。低域
フィルタＬＰＩ内では、高位の積成分が阻止されるが、
これらの成分は、混合装置ＭＤ内の混合動作の間に作ら
れたものであり、また前記ＤＣ負フィードバックがより
、なかんずく上記の望ましくないＤＣオフセットが回正
される間に位相検出装置ＰＤに作られたものである。可
制御増幅装置ＣＡＬの出力端における選択して増幅され
た第１の混合副搬送波は、続いて、低域フィルタＬＰ３
を伴った同期復調器５ｔ）２を有する振幅検出装＠ＡＤ
に加えられる。遅延期間ａをｒａ以上に遅れた第１混合
搬送波は、信号発生器ＳＧから遅延回路ＴＡを経て同期
復調器ＳＤ２に加えられる。遅延期間τａは、ＭＤとＳ
Ｄ２との間の信号通路に生じる信号遅延とほぼ等しく選
ばれているので、第１の混合副搬送波において変調され
たＲＦ−ＡＭ受信信号の振幅がＳＤＺ内で正しく同期し
て変調される。ＲＦ−ＡＭ受信信号のこの振幅または電
界強度は、続いて利得制御信号として、ＳＤ２に結合さ
れた低域フィルタＬＰ３における選択の後に、可制御増
幅装置ＣＡＩの制御入力端に加えられ、電界強度依存振
幅変化の負フィードバックが、このようにして形成され
た利得制御ループ内に作られる。
ＣＡＩのＤＣ負フィードバックＦＰ、ＳＳにおける望ま
しくないＤＣオフセットの阻１１−により、電界強度依
存の振幅変化の前記負フィードバックは、非常に小さい
電界強度値においても存在する。
しくないＤＣオフセットの阻１１−により、電界強度依
存の振幅変化の前記負フィードバックは、非常に小さい
電界強度値においても存在する。
そのような小さい電界強度値は、Ｍ２の出力端において
、Ｍ２に生じる望ましくないＤＣオフセットのレベルよ
り著しく小さい信号レベルとなる。
、Ｍ２に生じる望ましくないＤＣオフセットのレベルよ
り著しく小さい信号レベルとなる。
結局ループ特性は、通常の同期ＡＭを直接に混合する受
信器におけるよりも、著しく広い動的範囲内で最適のま
まとなる。
信器におけるよりも、著しく広い動的範囲内で最適のま
まとなる。
利得制御信号は、可制御増幅器ＣＡ２の制御入力端にも
加えられるので、広い動的範囲内の所望の基本帯域変調
信号の再生品質は、電界強度により影響されない。ＭＤ
の出力信号からの電界強度表示の上記の導出は、前記選
択手段ＬＰＩ。
加えられるので、広い動的範囲内の所望の基本帯域変調
信号の再生品質は、電界強度により影響されない。ＭＤ
の出力信号からの電界強度表示の上記の導出は、前記選
択手段ＬＰＩ。
ＣＡＩ 、ＦＰ、ＳＳと振幅検出装置ＡＤとから構成さ
れる制御信号発生回路の部分を位相拘束ループの外側の
分離した信号発生回路内のＭＤと一緒に組入れることに
より、また利得制御信号によりループ内に組入れられた
可制御増幅器を制御することにより可能であることは明
らかである。
れる制御信号発生回路の部分を位相拘束ループの外側の
分離した信号発生回路内のＭＤと一緒に組入れることに
より、また利得制御信号によりループ内に組入れられた
可制御増幅器を制御することにより可能であることは明
らかである。
図面に示されているように、ループ内に信号発生回路の
前記部分を組入れることは、ループ内の混合器段の最小
数を使用している間に、位相情報に関する位相検出装置
ＰＤ内の混合転換中に生じる望ましくないＤＣオフセッ
トを軽減する可能性を与える。第１に述べた先行技術か
ら、このことは、混合副搬送上のこの位相情報、以後第
２の混合搬送波Ｂという、を変調するこζにより、続い
て望ましくないＤＣオフセットを選択し、同時に阻止し
、変調して、ＤＣ信号の形の位相情報が利用できるよう
になり、ＤＣ制御信号として可変周波数発振器ＴＯに加
えられるようにすることにより達成されることが知られ
ている。
前記部分を組入れることは、ループ内の混合器段の最小
数を使用している間に、位相情報に関する位相検出装置
ＰＤ内の混合転換中に生じる望ましくないＤＣオフセッ
トを軽減する可能性を与える。第１に述べた先行技術か
ら、このことは、混合副搬送上のこの位相情報、以後第
２の混合搬送波Ｂという、を変調するこζにより、続い
て望ましくないＤＣオフセットを選択し、同時に阻止し
、変調して、ＤＣ信号の形の位相情報が利用できるよう
になり、ＤＣ制御信号として可変周波数発振器ＴＯに加
えられるようにすることにより達成されることが知られ
ている。
この目的で、位相検出装置ＰＤは、続いて相互に結合さ
れた第４および第５の混合器段Ｍ４およびＭ５を有し、
局所直角分混合搬送波がＴｏの直角分出力端（９０’）
から前記第４の混合器段Ｍ４に加えられ、第２の混合副
搬送波Ｂが信号発生器ＳＧから前記段に加えられる。一
方における２つの最後に述べられた搬送波と、他方にお
けるＰＳからのＲＦ−ＡＭ受信搬送波との混合積は、第
５の混合器段Ｍ５に加えられる。ＰＤの出力端でもある
Ｍ５の出力端は、局所直角分搬送波とＲＦ−ＡＭ受信搬
送波との間の９０″から偏っている位相２についての所
望の情報が変調されている第２の混合副搬送波Ｂ１およ
びバイアス電圧および（または）特に第５の混合器段に
おける回路非対称と、望ましくない高位の混合積として
作られる望ましくないＤＣオフセットを供給する。望ま
しくない信号成分は、ＬＰＩおよびＣＡｌのＤＣ負フィ
ードバックがより所望の第２の混合副搬送波Ｂに関して
阻止される。第２の混合副搬送波Ｂにおいて変調されて
いる位相情報は、ループフィルタＬＰ内の低域選択を伴
っている混合器段Ｍ３において同期して復調される。位
相制御信号基準におけるＤＣオフセットの軽減について
さらに詳しい説明は、第１に述べられた先行技術におい
て行われている。
れた第４および第５の混合器段Ｍ４およびＭ５を有し、
局所直角分混合搬送波がＴｏの直角分出力端（９０’）
から前記第４の混合器段Ｍ４に加えられ、第２の混合副
搬送波Ｂが信号発生器ＳＧから前記段に加えられる。一
方における２つの最後に述べられた搬送波と、他方にお
けるＰＳからのＲＦ−ＡＭ受信搬送波との混合積は、第
５の混合器段Ｍ５に加えられる。ＰＤの出力端でもある
Ｍ５の出力端は、局所直角分搬送波とＲＦ−ＡＭ受信搬
送波との間の９０″から偏っている位相２についての所
望の情報が変調されている第２の混合副搬送波Ｂ１およ
びバイアス電圧および（または）特に第５の混合器段に
おける回路非対称と、望ましくない高位の混合積として
作られる望ましくないＤＣオフセットを供給する。望ま
しくない信号成分は、ＬＰＩおよびＣＡｌのＤＣ負フィ
ードバックがより所望の第２の混合副搬送波Ｂに関して
阻止される。第２の混合副搬送波Ｂにおいて変調されて
いる位相情報は、ループフィルタＬＰ内の低域選択を伴
っている混合器段Ｍ３において同期して復調される。位
相制御信号基準におけるＤＣオフセットの軽減について
さらに詳しい説明は、第１に述べられた先行技術におい
て行われている。
Ｍ３における同期復調に必要とされる混合搬送波は、Ｓ
ＧとＭ３との間に配置された遅延回路ＴＢにおいて与え
られた遅延τｂによりＢから導出される。遅延τｂは、
ＰＤとＭ３との間の回路において生じる信号遅れに等し
いように選ばれる。
ＧとＭ３との間に配置された遅延回路ＴＢにおいて与え
られた遅延τｂによりＢから導出される。遅延τｂは、
ＰＤとＭ３との間の回路において生じる信号遅れに等し
いように選ばれる。
最後に述べられた回路は、利得制御信号における望まし
くないＤＣおよび高位の積の成分を減らすためにも動作
するので、τｂはＴＡにおける遅れτａに等しくなけれ
ばならない。適当に選ばれた副搬送波ＡおよびＢの場合
には、遅延回路ＴＡおよびＴＢは、単一共通遅延回路Ｔ
に置換えてもよい。しかしながら、図示された組合せに
おける位相情報が、電界強度情報と分離されないで組合
わされることのないように、混合副搬送波は、少なくと
も、如何なる相関関係を持たない成分を有し、また、例
えば周波数においても、位相においても相互に異なって
いなければならない。
くないＤＣおよび高位の積の成分を減らすためにも動作
するので、τｂはＴＡにおける遅れτａに等しくなけれ
ばならない。適当に選ばれた副搬送波ＡおよびＢの場合
には、遅延回路ＴＡおよびＴＢは、単一共通遅延回路Ｔ
に置換えてもよい。しかしながら、図示された組合せに
おける位相情報が、電界強度情報と分離されないで組合
わされることのないように、混合副搬送波は、少なくと
も、如何なる相関関係を持たない成分を有し、また、例
えば周波数においても、位相においても相互に異なって
いなければならない。
当業者であれば、例えば特殊な応用を満足するために、
本発明の範囲を越えることなしに、異なった変形が上記
実施形態に対して可能であることを認めるであろう。例
えば、本発明による利得制御信号における望ましくない
ＤＣオフセットは、位相制御信号の望ましくいなりＣオ
フセットを減らす上記の公知の手段とは関係なく減らす
ことができるであろう。ＳＤ２における同期検出の代わ
りに、第１の混合副搬送波Ａの振幅の検出は、検出され
るべき第１の混合副搬送波Ａが、乗算回路において乗算
される直角分検出（図示されない）により、またはピー
ク検出（図示されない）により可能となり、τａを越え
て遅れさせられた搬送波Ａの必要がこれらの各場合に不
要となり、また、低域フィルタＬＰＩと、ＦＰおよびＳ
Ｓを経てＣＡＩに亘るＤＣ負フィードバックとの代わり
に、および（または）ＴＯの局所同相（０” ）混合搬
送波と第１の混合副搬送波ＡとのＭｌにおける混合積を
形成し、続いてこの混合積をＭ２においてＲＦ−ＡＭ受
信搬送波と混合し、ＭｌにおいてＲＦ−ＡＭ受信搬送波
と第１の混合副搬送波Ａとの混合積を形成し、続いてＭ
２における最後に述べた混合積をＴＯの局所同期（０°
）混合搬送波と混合する代わりに、帯域フィルタを使用
することが可能である。従って、特許請求の範囲は図示
された特殊な実施形態に限定されるものではない。
本発明の範囲を越えることなしに、異なった変形が上記
実施形態に対して可能であることを認めるであろう。例
えば、本発明による利得制御信号における望ましくない
ＤＣオフセットは、位相制御信号の望ましくいなりＣオ
フセットを減らす上記の公知の手段とは関係なく減らす
ことができるであろう。ＳＤ２における同期検出の代わ
りに、第１の混合副搬送波Ａの振幅の検出は、検出され
るべき第１の混合副搬送波Ａが、乗算回路において乗算
される直角分検出（図示されない）により、またはピー
ク検出（図示されない）により可能となり、τａを越え
て遅れさせられた搬送波Ａの必要がこれらの各場合に不
要となり、また、低域フィルタＬＰＩと、ＦＰおよびＳ
Ｓを経てＣＡＩに亘るＤＣ負フィードバックとの代わり
に、および（または）ＴＯの局所同相（０” ）混合搬
送波と第１の混合副搬送波ＡとのＭｌにおける混合積を
形成し、続いてこの混合積をＭ２においてＲＦ−ＡＭ受
信搬送波と混合し、ＭｌにおいてＲＦ−ＡＭ受信搬送波
と第１の混合副搬送波Ａとの混合積を形成し、続いてＭ
２における最後に述べた混合積をＴＯの局所同期（０°
）混合搬送波と混合する代わりに、帯域フィルタを使用
することが可能である。従って、特許請求の範囲は図示
された特殊な実施形態に限定されるものではない。
１／１
図面は、本発明による直接混合同期ＡＭ受信器の簡潔な
ブロック図である。 ＡＮＴ・・・アンテナ装置、ＰＳ・・・信号分割器、Ｒ
ＦＩ・・・ＰＳの入力端、ＳＤＩ・・・同期復調器、Ｐ
Ｄ・・・位相検出装置、ＭＤ・・・混合装置、ＬＦ・・
・ループフィルタ、ＴＯ・・・可変周波数発振器、ＬＰ
Ｉ。 ＬＦ２．ＬＦ３・・・低域フィルタ、Ｓ・・・アダーＦ
Ｐ・・・ＤＣフィードバック路、ＳＳ・・・減算段、Ｃ
ＡＩ・・・自動増幅装置、ＣＡ２・・・制御増幅器、ｓ
ｐ・・・処理および再生装置、Ｍｌ、Ｍ２．Ｍ３゜Ｍ４
．Ｍ５・・・混合段、ＳＧ・・・信号発生器、ＳＤ２・
・・同期復調器、ＡＤ・・・振幅検出装置、ＴＡ・・・
遅延回路。 出願人代理人 佐 藤 −雄
ブロック図である。 ＡＮＴ・・・アンテナ装置、ＰＳ・・・信号分割器、Ｒ
ＦＩ・・・ＰＳの入力端、ＳＤＩ・・・同期復調器、Ｐ
Ｄ・・・位相検出装置、ＭＤ・・・混合装置、ＬＦ・・
・ループフィルタ、ＴＯ・・・可変周波数発振器、ＬＰ
Ｉ。 ＬＦ２．ＬＦ３・・・低域フィルタ、Ｓ・・・アダーＦ
Ｐ・・・ＤＣフィードバック路、ＳＳ・・・減算段、Ｃ
ＡＩ・・・自動増幅装置、ＣＡ２・・・制御増幅器、ｓ
ｐ・・・処理および再生装置、Ｍｌ、Ｍ２．Ｍ３゜Ｍ４
．Ｍ５・・・混合段、ＳＧ・・・信号発生器、ＳＤ２・
・・同期復調器、ＡＤ・・・振幅検出装置、ＴＡ・・・
遅延回路。 出願人代理人 佐 藤 −雄
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、ＲＦ−ＡＭ受信搬送波を同期的に復調するためにア
ンテナ入力端に結合された同期復調器と、位相検出装置
、ループフィルタ、および同相出力端を経て同期復調器
に、直角分出力端を経て位相検出器に結合されている可
制御発振器を組込んでいる位相拘束ループ（ＰＬＬ）と
を有する、直接混合同期ＡＭ受信器において、位相拘束
ループにおける信号の電界強度依存の振幅変化を減らす
ために制御信号発生回路から利得制御信号が加えられる
位相拘束ループ内の可制御増幅装置と、続いて相互に結
合された第１および第２の混合器段を有する混合装置を
持っていて、第１の混合器段には信号発生器から第１の
混合副搬送波が加えられ、アンテナ入力端は第１および
第２の混合器段の一方の入力端に接続されていて、可制
御発振器の同相出力端は他方の混合器段の入力端に接続
されていて、 前記混合装置は第２の混合器段の出力端を経て、少なく
とも第１の混合副搬送波の周波数を選択するための選択
手段に接続され、これには第１の混合副搬送波の振幅を
検出するための振幅検出装置が続いていて、前記振幅検
出装置は可制御増幅装置の制御入力端に結合されている
ことを特徴とする、直接混合同期ＡＭ受信器。 ２、位相検出装置が、第２の混合副搬送波における位相
情報を変調するための手段を有し、位相拘束ループが、
位相検出装置とループフィルタとの間に、位相検出装置
の出力信号を加算するためのアダー回路と、混合装置、
前記選択手段、可制御増幅装置および第２の混合副搬送
波を復調するための第３の混合器段とを続いて組込んで
いて、前記選択手段は第２の混合副搬送波の周波数の選
択もしていて、 可制御増幅装置の出力端は前記振幅検出装置の入力端に
結合されていることを特徴とする、請求項１記載の直接
混合同期ＡＭ受信器。 ３、位相検出装置が、続いて、相互に結合された第４お
よび第５の混合器段を有し、第２の混合副搬送波が前記
第４の混合器に加えられ、アンテナ入力端が２つの第４
および第５の混合器段の一方に接続されており、可制御
発振器の直角分出力端が他方の混合器段に接続されてお
り、第２の混合副搬送波が前記第３の混合器段に加えら
れ、前記搬送波が第４の混合器段に加えられる第２の混
合副搬送に関して、位相検出装置と第３の混合器段との
間の位相拘束ループ内の信号の遅れにほぼ相当する遅れ
期間以上に遅らされることを特徴とする、請求項２記載
の直接混合同期ＡＭ受信器。 ４、第１および第２の混合副搬送波が周波数においては
対応していて、位相においては異なっていることを特徴
とする、請求項２または３記載の直接混合同期ＡＭ受信
器。 ５、振幅検出装置が、第６の混合器段を持ち、この混合
器段には、位相検出装置と第６の混合器段との間の位相
拘束ループにおける信号の遅れにほぼ相当する遅れ期間
以上に、第１の混合器段に加えられる混合副搬送波に関
して遅らされている第１の混合副搬送波が加えられ、前
記第６の混合器段は、低減フィルタを経て可制御増幅装
置の制御入力端に結合されていることを特徴とする、請
求項２、３または４のいずれかに記載の直接混合同期Ａ
Ｍ受信器。 ６、選択手段が低減フィルタを有し、可制御増幅装置に
は、ＤＣ負フィードバックが設けられていることを特徴
とする、請求項２〜５のいずれかに記載の直接混合同期
ＡＭ受信器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8802917A NL8802917A (nl) | 1988-11-28 | 1988-11-28 | Direktmengende am-synchroonontvanger. |
| NL8802917 | 1988-11-28 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02188007A true JPH02188007A (ja) | 1990-07-24 |
| JP3020526B2 JP3020526B2 (ja) | 2000-03-15 |
Family
ID=19853293
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1308823A Expired - Lifetime JP3020526B2 (ja) | 1988-11-28 | 1989-11-28 | 直接混合同期ａｍ受信器 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5093930A (ja) |
| EP (1) | EP0371548B1 (ja) |
| JP (1) | JP3020526B2 (ja) |
| KR (1) | KR970007985B1 (ja) |
| DE (1) | DE68913275T2 (ja) |
| HK (1) | HK62096A (ja) |
| NL (1) | NL8802917A (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE59009638D1 (de) * | 1990-10-02 | 1995-10-12 | Siemens Ag | Einrichtung zur Synchrondemodulation amplitudenmodulierter Signale. |
| TW227638B (ja) * | 1991-07-15 | 1994-08-01 | Philips Nv | |
| DE69214218T2 (de) * | 1991-07-15 | 1997-04-03 | Philips Electronics Nv | Empfänger |
| GB9116433D0 (en) * | 1991-07-30 | 1991-09-11 | Active Noise & Vibration Tech | Noise reduction system |
| JPH084235B2 (ja) * | 1993-03-31 | 1996-01-17 | 日本電気株式会社 | 周波数制御装置 |
| US5461340A (en) * | 1993-09-11 | 1995-10-24 | Robert Bosch Gmbh | Amplitude demodulator for radio receivers to compensate for field strength influence |
| GB9617423D0 (en) * | 1995-10-11 | 1996-10-02 | Philips Electronics Nv | Receiver circuit |
| US5786865A (en) * | 1996-06-28 | 1998-07-28 | Zilog, Inc. | Apparatus and method for digital amplitude and phase detection |
| KR100643938B1 (ko) * | 2000-11-23 | 2006-11-10 | 넥스원퓨처 주식회사 | 에이엠 변조신호의 캐리어 주파수 측정장치 |
| DE20211365U1 (de) † | 2002-07-27 | 2003-10-09 | Autefa Automation Gmbh | Vorrichtung zur Faserbehandlung |
| ATE417400T1 (de) * | 2005-07-29 | 2008-12-15 | Nxp Bv | Empfänger für verstärkermodulierte signale |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3209271A (en) * | 1961-08-17 | 1965-09-28 | Radiation Inc | Phase-locked loops |
| US4355417A (en) * | 1977-09-22 | 1982-10-19 | Kozak Jr Joseph H | Squelch control circuit for amplitude modulated RF receivers |
| US4473801A (en) * | 1979-12-17 | 1984-09-25 | Robert Maurer | Demodulator circuit with phase control loop |
| NL8403648A (nl) * | 1984-11-30 | 1986-06-16 | Philips Nv | Fasegesleutelde lus in het bijzonder voor toepassing in een direktmengende am-synchroonontvanger. |
| ES293060Y (es) * | 1986-03-19 | 1987-03-16 | Industrias Petrus, S.A. | Cabezal remachador acoplable a maquinas grapadoras |
| NL8601316A (nl) * | 1986-05-23 | 1987-12-16 | Philips Nv | Versterkingsinrichting met zelfinstellende dode zone in het bijzonder voor toepassing in een direktmengende am-synchroonontvanger. |
| EP0282607B1 (de) * | 1987-03-14 | 1990-08-16 | Deutsche ITT Industries GmbH | Fernsehsignal-Frequenzumsetzungsschaltung |
| EP0305603B1 (en) * | 1987-09-03 | 1993-03-10 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Gain and phase correction in a dual branch receiver |
| NL8802868A (nl) * | 1988-11-21 | 1990-06-18 | Stichting Tech Wetenschapp | Fasevergrendelde lus met lusversterking - en nulpuntscompensatie. |
-
1988
- 1988-11-28 NL NL8802917A patent/NL8802917A/nl not_active Application Discontinuation
-
1989
- 1989-10-25 US US07/427,673 patent/US5093930A/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-11-22 EP EP89202962A patent/EP0371548B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-11-22 DE DE68913275T patent/DE68913275T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1989-11-27 KR KR1019890017210A patent/KR970007985B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1989-11-28 JP JP1308823A patent/JP3020526B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1996
- 1996-04-11 HK HK62096A patent/HK62096A/xx not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE68913275T2 (de) | 1994-09-01 |
| JP3020526B2 (ja) | 2000-03-15 |
| HK62096A (en) | 1996-04-19 |
| NL8802917A (nl) | 1990-06-18 |
| EP0371548B1 (en) | 1994-02-23 |
| DE68913275D1 (de) | 1994-03-31 |
| EP0371548A1 (en) | 1990-06-06 |
| US5093930A (en) | 1992-03-03 |
| KR900008789A (ko) | 1990-06-04 |
| KR970007985B1 (ko) | 1997-05-19 |
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