JPH0229247B2 - Dokikenpajushinki - Google Patents
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- JPH0229247B2 JPH0229247B2 JP10665282A JP10665282A JPH0229247B2 JP H0229247 B2 JPH0229247 B2 JP H0229247B2 JP 10665282 A JP10665282 A JP 10665282A JP 10665282 A JP10665282 A JP 10665282A JP H0229247 B2 JPH0229247 B2 JP H0229247B2
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 25
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- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 8
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- 239000000284 extract Substances 0.000 description 4
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
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- 238000005562 fading Methods 0.000 description 2
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- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、同期検波受信機に関し、特にその自
動利得制御方式を改良し、例えば、搬送波低減の
単側波帯振幅変調電波の受信にあたり、無変調状
態がしばらく続いた状態から変調が再び開始され
る時に増幅利得が大きくなり過ぎ、その結果、信
号が受信機内で過大となつて発生するひずみを防
止することを意図してなめらかな利得制御を行う
ことができるようにしたものである。
動利得制御方式を改良し、例えば、搬送波低減の
単側波帯振幅変調電波の受信にあたり、無変調状
態がしばらく続いた状態から変調が再び開始され
る時に増幅利得が大きくなり過ぎ、その結果、信
号が受信機内で過大となつて発生するひずみを防
止することを意図してなめらかな利得制御を行う
ことができるようにしたものである。
近年、無線通信の広範な利用に伴つて、使用周
波数が高い方へ広がりつつあるが、その傾向と相
俟つて、現在使用中の帯域をより有効に使用する
こと、換言すると、占有周波数帯幅の可及的小さ
い通信方式を採用していく傾向が顕著である。特
に、短波放送帯などでは、混信が増加する傾向に
あるため、従来の両側波帯通信方式に代えて低減
搬送波の単側波帯通信方式を導入する傾向にあ
る。その場合、特殊な業務用は別にして、一般の
受信機としては、従来の両側波帯方式用のものに
比べて、さほど複雑にならず、しかも価格も高く
ならないことが要望される。
波数が高い方へ広がりつつあるが、その傾向と相
俟つて、現在使用中の帯域をより有効に使用する
こと、換言すると、占有周波数帯幅の可及的小さ
い通信方式を採用していく傾向が顕著である。特
に、短波放送帯などでは、混信が増加する傾向に
あるため、従来の両側波帯通信方式に代えて低減
搬送波の単側波帯通信方式を導入する傾向にあ
る。その場合、特殊な業務用は別にして、一般の
受信機としては、従来の両側波帯方式用のものに
比べて、さほど複雑にならず、しかも価格も高く
ならないことが要望される。
低減搬送波単側波帯振幅変調方式は、従来、主
として業務用の固定通信などにおいて、かなり大
がかりな設備を用いて行なわれてきたもので、か
かる設備を、一般の放送受信用等の家庭用にその
ままの形態で導入することは費用の点からいつて
もかなり困難である。
として業務用の固定通信などにおいて、かなり大
がかりな設備を用いて行なわれてきたもので、か
かる設備を、一般の放送受信用等の家庭用にその
ままの形態で導入することは費用の点からいつて
もかなり困難である。
そこで、IC化が容易なPLLを用いて受信機の
コストダウンを図ることが考えられるが、その場
合には、後述するように自動利得制御を行う上で
の問題点があり、かかる問題点を解決しなけれ
ば、低減搬送波単側波帯振幅変調方式を放送など
に適用して広く受信機の普及を図り実用に供する
ことは極めて難しい。
コストダウンを図ることが考えられるが、その場
合には、後述するように自動利得制御を行う上で
の問題点があり、かかる問題点を解決しなけれ
ば、低減搬送波単側波帯振幅変調方式を放送など
に適用して広く受信機の普及を図り実用に供する
ことは極めて難しい。
そこで、本発明の目的は、上述の諸点に鑑み
て、低減搬送波単側波帯振幅変調方式を実用に供
する際の、上述した自動利得制御を行うにあたつ
ての問題点を適切に解決することのできる同期検
波受信機を提供することにある。
て、低減搬送波単側波帯振幅変調方式を実用に供
する際の、上述した自動利得制御を行うにあたつ
ての問題点を適切に解決することのできる同期検
波受信機を提供することにある。
かかる目的を達成するために、本発明では、入
力振幅変調波を受信する受信手段と、その受信入
力振幅変調波の搬送波信号成分の周波数と位相と
にロツクした信号を出力するフエーズロツクルー
プ手段と、当該出力された信号に基づいて前記受
信入力振幅変調波を同期検波して同期検波出力信
号を取り出す同期検波手段と、前記同期検波出力
信号から主として直流分を含む低域成分を取り出
し、該主として直流分を含む低域成分を前記受信
手段に帰還して、当該受信手段の利得を自動制御
する手段とを具備したことを特徴とする。
力振幅変調波を受信する受信手段と、その受信入
力振幅変調波の搬送波信号成分の周波数と位相と
にロツクした信号を出力するフエーズロツクルー
プ手段と、当該出力された信号に基づいて前記受
信入力振幅変調波を同期検波して同期検波出力信
号を取り出す同期検波手段と、前記同期検波出力
信号から主として直流分を含む低域成分を取り出
し、該主として直流分を含む低域成分を前記受信
手段に帰還して、当該受信手段の利得を自動制御
する手段とを具備したことを特徴とする。
以下に図面を参照して本発明を詳細に説明す
る。
る。
まず、従来用いられている低減搬送波単側波帯
振幅変調波の受信機の構成の概略とその自動利得
制御にあたつての問題点について述べる。
振幅変調波の受信機の構成の概略とその自動利得
制御にあたつての問題点について述べる。
第１図は、かかる従来の同期検波受信機の構成
の一例を示し、搬送波低減の単側波帯振幅変調電
波をアンテナ（図示せず）で受信した後に高周波
増幅器１に供給して増幅し、その増幅出力を局部
発振器２からの局部発振出力と共に混合器３に供
給する。混合器３の混合出力を中間周波増幅器４
に供給して中間周波信号を得る。以上の構成の受
信手段により得たかかる中間周波信号を狭帯域水
晶ろ波器５に供給して復調に必要な搬送波を抽出
し、その搬送波信号をリミツタ増幅器６で所定レ
ベルに増幅して一定振幅の同期検波用搬送波と
し、上述の中間周波信号と共に同期検波器７に供
給して原信号の復調を行う。
の一例を示し、搬送波低減の単側波帯振幅変調電
波をアンテナ（図示せず）で受信した後に高周波
増幅器１に供給して増幅し、その増幅出力を局部
発振器２からの局部発振出力と共に混合器３に供
給する。混合器３の混合出力を中間周波増幅器４
に供給して中間周波信号を得る。以上の構成の受
信手段により得たかかる中間周波信号を狭帯域水
晶ろ波器５に供給して復調に必要な搬送波を抽出
し、その搬送波信号をリミツタ増幅器６で所定レ
ベルに増幅して一定振幅の同期検波用搬送波と
し、上述の中間周波信号と共に同期検波器７に供
給して原信号の復調を行う。
それと共に、狭帯域水晶ろ波器５から抽出した
搬送波信号を整流器８にも供給し、得られる整流
電圧を高周波増幅器１および中間周波増幅器４あ
るいは混合器３に帰還してそれらの自動利得制御
を行う。これは、得られた整流電圧が搬送波信号
の大きさに比例していることを利用したものであ
るが、このように狭帯域水晶ろ波器５を用いる方
式は、局部発振器２の発振周波数が高安定でなけ
ればならず、しかも狭帯域水晶ろ波器５も高価で
あるから、従来は固定通信など業務用の限られた
同期検波受信機に用いられてきた。
搬送波信号を整流器８にも供給し、得られる整流
電圧を高周波増幅器１および中間周波増幅器４あ
るいは混合器３に帰還してそれらの自動利得制御
を行う。これは、得られた整流電圧が搬送波信号
の大きさに比例していることを利用したものであ
るが、このように狭帯域水晶ろ波器５を用いる方
式は、局部発振器２の発振周波数が高安定でなけ
ればならず、しかも狭帯域水晶ろ波器５も高価で
あるから、従来は固定通信など業務用の限られた
同期検波受信機に用いられてきた。
しかし、放送用など一般の人が受信するために
は、上記のように狭帯域水晶ろ波器５を用いるよ
うな高価な受信機ではなく、低価格の受信機であ
る必要がある。そのためには、第２図に示すよう
に、狭帯域水晶ろ波器５の代わりにフエイズロツ
クループ回路（PLL）９を用いて搬送波信号を
再生して同期検波器７に供給することが考えられ
ている。PLL９を用いれば、狭帯域水晶ろ波器
よりも安価であり、しかもPLL９の自己発振周
波数は中間周波信号中の搬送波信号にロツクした
まま追随して変化するので局部発振周波数が第１
図の受信機の場合ほど高安定である必要がないた
め、安価に構成できる。これがため、PLL方式
は放送用の同期検波受信機に広く用いられつつあ
る。
は、上記のように狭帯域水晶ろ波器５を用いるよ
うな高価な受信機ではなく、低価格の受信機であ
る必要がある。そのためには、第２図に示すよう
に、狭帯域水晶ろ波器５の代わりにフエイズロツ
クループ回路（PLL）９を用いて搬送波信号を
再生して同期検波器７に供給することが考えられ
ている。PLL９を用いれば、狭帯域水晶ろ波器
よりも安価であり、しかもPLL９の自己発振周
波数は中間周波信号中の搬送波信号にロツクした
まま追随して変化するので局部発振周波数が第１
図の受信機の場合ほど高安定である必要がないた
め、安価に構成できる。これがため、PLL方式
は放送用の同期検波受信機に広く用いられつつあ
る。
ただし、PLLを用いた場合、PLLは中間周波
信号中の搬送波信号周波数の位相にロツクする
が、搬送波信号の振幅とは無関係な自己の振幅を
有するため、PLL出力からは、自動利得制御の
ために必要な搬送波信号の振幅に比例した整流電
圧を得ることはできなかつた。そこで、この場合
の自動利得制御にあたつては、第２図に示すよう
に、搬送波信号と変調信号の含まれた中間周波信
号全体を整流器８に供給し、その整流電圧を自動
利得制御のために帰還することが考えられてい
た。
信号中の搬送波信号周波数の位相にロツクする
が、搬送波信号の振幅とは無関係な自己の振幅を
有するため、PLL出力からは、自動利得制御の
ために必要な搬送波信号の振幅に比例した整流電
圧を得ることはできなかつた。そこで、この場合
の自動利得制御にあたつては、第２図に示すよう
に、搬送波信号と変調信号の含まれた中間周波信
号全体を整流器８に供給し、その整流電圧を自動
利得制御のために帰還することが考えられてい
た。
この方法では、無変調状態がしばらく続いた後
に再び変調が加わつた瞬間に不都合が生ずる。つ
まり、無変調が続いていることにより、再び変調
が加わるまでは、自動利得制御用整流電圧は小さ
い値であり、従つて、高周波増幅器１および中間
周波増幅器４あるいは混合器３への帰還量は少
く、これらの受信手段１，４あるいは３の利得は
高い状態にある。そして、高周波入力信号が、例
えば第３図Ａに示すような波形のときは、時点ａ
において変調が再び始まると第３図Ｂに示すよう
に自動利得制御用整流電圧が時点ａから後に上昇
していく。しかし、受信手段１，４あるいは３の
利得を低下させるまでに整流電圧が上昇するのに
は時間を要し、時点ａと時点ｂとの間の時間にお
いては依然として利得が高く、従つて、受信機内
で過大信号となつて、第３図Ｃに示すように検波
出力がクリツプされるなど、検波出力に大きなひ
ずみが発生する。
に再び変調が加わつた瞬間に不都合が生ずる。つ
まり、無変調が続いていることにより、再び変調
が加わるまでは、自動利得制御用整流電圧は小さ
い値であり、従つて、高周波増幅器１および中間
周波増幅器４あるいは混合器３への帰還量は少
く、これらの受信手段１，４あるいは３の利得は
高い状態にある。そして、高周波入力信号が、例
えば第３図Ａに示すような波形のときは、時点ａ
において変調が再び始まると第３図Ｂに示すよう
に自動利得制御用整流電圧が時点ａから後に上昇
していく。しかし、受信手段１，４あるいは３の
利得を低下させるまでに整流電圧が上昇するのに
は時間を要し、時点ａと時点ｂとの間の時間にお
いては依然として利得が高く、従つて、受信機内
で過大信号となつて、第３図Ｃに示すように検波
出力がクリツプされるなど、検波出力に大きなひ
ずみが発生する。
さらに加えて、搬送波信号と変調信号とが合成
された信号の合成振幅をもとに自動利得制御を行
うから、PLL９への入力信号中の搬送波振幅が
常に変調信号の影響を受けて変動する。従つて、
受信機への信号入力が低い場合や選択性フエーデ
イングにより変調信号成分のみが相対的に増大し
た場合には、PLL９への入力信号中の搬送波信
号成分が低下してしまうため、PLL９のロツク
はずれの原因にもなる。
された信号の合成振幅をもとに自動利得制御を行
うから、PLL９への入力信号中の搬送波振幅が
常に変調信号の影響を受けて変動する。従つて、
受信機への信号入力が低い場合や選択性フエーデ
イングにより変調信号成分のみが相対的に増大し
た場合には、PLL９への入力信号中の搬送波信
号成分が低下してしまうため、PLL９のロツク
はずれの原因にもなる。
また、この方法では、単側波帯振幅変調電波の
搬送波の低減を大きくするほど、上記のひずみの
発生量は大きくなるため、搬送波低減を充分に行
う上での障害になる。
搬送波の低減を大きくするほど、上記のひずみの
発生量は大きくなるため、搬送波低減を充分に行
う上での障害になる。
従つて、以上の理由から、PLLを用いる同期
検波受信機において、適切な自動利得制御を実現
することは低減搬送波単側波帯振幅変調方式を一
般の放送などに適用し広く普及を図る上で必須不
可欠のことであり、その実現が切望されていた。
検波受信機において、適切な自動利得制御を実現
することは低減搬送波単側波帯振幅変調方式を一
般の放送などに適用し広く普及を図る上で必須不
可欠のことであり、その実現が切望されていた。
以上の点に鑑み、本発明では、PLLを用いる
同期検波受信機においても、搬送波信号の振幅に
比例した信号を抽出して自動利得制御を行なえ
ば、変調信号の有無に影響されることなく、なめ
らかな自動利得制御を行うことができる点に着目
する。
同期検波受信機においても、搬送波信号の振幅に
比例した信号を抽出して自動利得制御を行なえ
ば、変調信号の有無に影響されることなく、なめ
らかな自動利得制御を行うことができる点に着目
する。
第４図は本発明受信機の基本的構成例を示し、
ここで、第１図または第２図と同様の個所には同
一符号を付すことにする。本発明では、同期検波
器７の同期検波出力を直流成分抽出用の低域ろ波
器１０に供給する。この低域ろ波器１０は主とし
て直流分を取り出すためのもので、例えば直流分
から50〜100Hz程度までの低い周波数成分を抽出
できるものとする。この低域ろ波器１０では次の
ようにして搬送波信号の振幅に比例した直流成分
を取り出し、この直流成分により、上述した受信
手段としての高周波増幅器１および中間周波増幅
器４あるいは混合器３に帰還して自動利得制御を
行う。なお、同期検波器７の出力を音声増幅器１
１に供給して、通常のように原信号を再生する。
なお、かかる音声増幅器１１においては同期検波
器出力中の音声周波数帯域の信号が増幅されるこ
とは慣例の通りである。
ここで、第１図または第２図と同様の個所には同
一符号を付すことにする。本発明では、同期検波
器７の同期検波出力を直流成分抽出用の低域ろ波
器１０に供給する。この低域ろ波器１０は主とし
て直流分を取り出すためのもので、例えば直流分
から50〜100Hz程度までの低い周波数成分を抽出
できるものとする。この低域ろ波器１０では次の
ようにして搬送波信号の振幅に比例した直流成分
を取り出し、この直流成分により、上述した受信
手段としての高周波増幅器１および中間周波増幅
器４あるいは混合器３に帰還して自動利得制御を
行う。なお、同期検波器７の出力を音声増幅器１
１に供給して、通常のように原信号を再生する。
なお、かかる音声増幅器１１においては同期検波
器出力中の音声周波数帯域の信号が増幅されるこ
とは慣例の通りである。
いま、中間周波増幅器４の出力における中間周
波信号ｅ（ｔ）は、上側波帯を用いた搬送波低減
の単側波帯振幅変調では、次の(1)式のように表わ
される。
波信号ｅ（ｔ）は、上側波帯を用いた搬送波低減
の単側波帯振幅変調では、次の(1)式のように表わ
される。
ｅ（ｔ）＝Ec cosωct＋Em cos（ωc＋ωm）ｔ (1)
ここで、Ec＝搬送波信号の振幅
ωc＝搬送波信号の角周波数
Em＝変調信号の振幅
ωm＝変調信号の角周波数
PLL９からは搬送波信号の周波数と位相とに
ロツクした信号ep（ｔ）が出力として現われる。
この信号ep（ｔ）は、振幅をEpとして、 ep（ｔ）＝Epcosωct (2) と表わされる。同期検波器７の出力e0（ｔ）は、
ｅ（ｔ）とep（ｔ）との積であるから、 e0（ｔ）＝ｅ（ｔ）×ep（ｔ） ＝EcEp／２＋EcEp／２cos2ωct ＋EmEp／２cos（2ωc＋ωm）ｔ＋EmEp／２cosωmt (3) となる。
ロツクした信号ep（ｔ）が出力として現われる。
この信号ep（ｔ）は、振幅をEpとして、 ep（ｔ）＝Epcosωct (2) と表わされる。同期検波器７の出力e0（ｔ）は、
ｅ（ｔ）とep（ｔ）との積であるから、 e0（ｔ）＝ｅ（ｔ）×ep（ｔ） ＝EcEp／２＋EcEp／２cos2ωct ＋EmEp／２cos（2ωc＋ωm）ｔ＋EmEp／２cosωmt (3) となる。
この(3)式中、第１項は直流成分で、EpはPLL
９の一定の振幅値であるから、搬送波信号の振幅
Ecに比例した成分が得られる。従つて、この直
流成分を取り出せば、変調信号振幅の影響を除く
ことができる。
９の一定の振幅値であるから、搬送波信号の振幅
Ecに比例した成分が得られる。従つて、この直
流成分を取り出せば、変調信号振幅の影響を除く
ことができる。
本発明では、低域ろ波器１０によつてかかる直
流成分を抽出し、以つて搬送波信号の振幅に比例
した電圧を得て、これを高周波増幅器１や中間周
波増幅器４などの受信手段に帰還することによ
り、無変調時でも変調時でも変調に関係なく搬送
波信号振幅にのみ対応した自動利得制御が行わ
れ、上述したような従来の不都合が解消される。
流成分を抽出し、以つて搬送波信号の振幅に比例
した電圧を得て、これを高周波増幅器１や中間周
波増幅器４などの受信手段に帰還することによ
り、無変調時でも変調時でも変調に関係なく搬送
波信号振幅にのみ対応した自動利得制御が行わ
れ、上述したような従来の不都合が解消される。
第５図は搬送波低減の単側波帯振幅変調による
音声放送を受信する同期検波受信機に適用した本
発明の例である。ここで、１２は搬送波信号用90
度移相器で、PLL９からの搬送波信号の位相を
90度移相する。中間周波増幅器４からの中間周波
信号を第２の同期検波器１３にも供給し、この同
期検波器１３では90度移相器１２からの90度移相
した搬送波信号に基づいて同期検波を行う。両同
期検波器７および１３の検波出力を音声周波90度
移相器１４から更にマトリツクス回路１５に供給
して和と差の信号を作り、このマトリツクス回路
１５から被変調信号の上側波帯および下側波帯を
取り出すことができ、そのいずれか一方をスイツ
チ１６により選択して出力することができる。
音声放送を受信する同期検波受信機に適用した本
発明の例である。ここで、１２は搬送波信号用90
度移相器で、PLL９からの搬送波信号の位相を
90度移相する。中間周波増幅器４からの中間周波
信号を第２の同期検波器１３にも供給し、この同
期検波器１３では90度移相器１２からの90度移相
した搬送波信号に基づいて同期検波を行う。両同
期検波器７および１３の検波出力を音声周波90度
移相器１４から更にマトリツクス回路１５に供給
して和と差の信号を作り、このマトリツクス回路
１５から被変調信号の上側波帯および下側波帯を
取り出すことができ、そのいずれか一方をスイツ
チ１６により選択して出力することができる。
このような本例の放送用同期検波受信機におい
ても、同期検波器７から主として直流成分を低域
ろ波器１０により取りだして、搬送波信号のみを
対象として自動利得制御を行うことができる。
ても、同期検波器７から主として直流成分を低域
ろ波器１０により取りだして、搬送波信号のみを
対象として自動利得制御を行うことができる。
なお、取りだした自動利得制御用電圧は、第４
図および第５図では高周波増幅器１と中間周波増
幅器４に帰還しているが、混合器３にも帰還して
もよいこと勿論である。あるいはまた、かかる直
流成分を特定の増幅器のみに帰還してもよい。更
にまた、レベル調整用の増幅器は、適宜、必要な
個所に加えてもよい。
図および第５図では高周波増幅器１と中間周波増
幅器４に帰還しているが、混合器３にも帰還して
もよいこと勿論である。あるいはまた、かかる直
流成分を特定の増幅器のみに帰還してもよい。更
にまた、レベル調整用の増幅器は、適宜、必要な
個所に加えてもよい。
なお、両側波帯振幅変調波に対しても第４図の
構成による受信は可能であり、第５図の例によつ
て両側波帯振幅変調波の片側の側波帯のみを受信
することも可能である。すなわち、本発明によれ
ば、両側波帯振幅変調方式および単側波帯変調方
式の双方に両立性のある同期検波受信機を提供で
きる。
構成による受信は可能であり、第５図の例によつ
て両側波帯振幅変調波の片側の側波帯のみを受信
することも可能である。すなわち、本発明によれ
ば、両側波帯振幅変調方式および単側波帯変調方
式の双方に両立性のある同期検波受信機を提供で
きる。
以上から明らかなように、本発明によれば、搬
送波低減の単側波帯振幅変調電波を受信する場合
に、搬送波信号にロツクするPLLを用いる同期
検波受信機の自動利得制御を、変調信号の影響を
受けることなく搬送波信号振幅に応動して行うこ
とができる。従つて、無変調状態が続いたあとに
変調が再び開始された瞬間に信号が過大となら
ず、かかる信号過大に起因するひずみを解消でき
る効果がある。また、本発明によれば、受信機へ
の信号入力レベルが低い場合や選択性フエーデイ
ングにより変調信号成分が相対的に増大した場合
にPLLのロツクはずれを防止できる効果もある。
以上の諸点から、本発明によれば、送信電波の搬
送波を大きく低減させることができ、したがつて
送信電力の節減や他に与える混信の軽減など、送
信および周波数利用上の利点もある。更に加え
て、本発明は、両側波帯および単側波帯のいずれ
の振幅変調方式にも適用できる両立性をも有す
る。
送波低減の単側波帯振幅変調電波を受信する場合
に、搬送波信号にロツクするPLLを用いる同期
検波受信機の自動利得制御を、変調信号の影響を
受けることなく搬送波信号振幅に応動して行うこ
とができる。従つて、無変調状態が続いたあとに
変調が再び開始された瞬間に信号が過大となら
ず、かかる信号過大に起因するひずみを解消でき
る効果がある。また、本発明によれば、受信機へ
の信号入力レベルが低い場合や選択性フエーデイ
ングにより変調信号成分が相対的に増大した場合
にPLLのロツクはずれを防止できる効果もある。
以上の諸点から、本発明によれば、送信電波の搬
送波を大きく低減させることができ、したがつて
送信電力の節減や他に与える混信の軽減など、送
信および周波数利用上の利点もある。更に加え
て、本発明は、両側波帯および単側波帯のいずれ
の振幅変調方式にも適用できる両立性をも有す
る。
なおまた、以上では本発明を主として音声帯域
の信号を扱う場合を例にとつて説明してきたが、
本発明は音声帯域の信号のみならず、任意所望の
周波数帯域に適用して有効なものであること勿論
である。
の信号を扱う場合を例にとつて説明してきたが、
本発明は音声帯域の信号のみならず、任意所望の
周波数帯域に適用して有効なものであること勿論
である。
第１図および第２図は従来の同期検波受信機の
２形態例を示すブロツク線図、第３図Ａ〜Ｃはそ
の自動利得制御により検波出力中にひずみが発生
することを説明するための各部信号波形図、第４
図は本発明の基本的構成例を示すブロツク線図、
第５図は本発明の他の実施例を示すブロツク線図
である。 １……高周波増幅器、２……局部発振器、３…
…混合器、４……中間周波増幅器、５……狭帯域
水晶ろ波器、６……リミツタ増幅器、７……同期
検波器、８……整流器、９……PLL、１０……
主として直流分を含む低域成分を取り出す低域ろ
波器、１１……音声増幅器、１２……搬送波90度
移相器、１３……同期検波器、１４……音声周波
90度移相器、１５……マトリツクス回路、１６…
…スイツチ。
２形態例を示すブロツク線図、第３図Ａ〜Ｃはそ
の自動利得制御により検波出力中にひずみが発生
することを説明するための各部信号波形図、第４
図は本発明の基本的構成例を示すブロツク線図、
第５図は本発明の他の実施例を示すブロツク線図
である。 １……高周波増幅器、２……局部発振器、３…
…混合器、４……中間周波増幅器、５……狭帯域
水晶ろ波器、６……リミツタ増幅器、７……同期
検波器、８……整流器、９……PLL、１０……
主として直流分を含む低域成分を取り出す低域ろ
波器、１１……音声増幅器、１２……搬送波90度
移相器、１３……同期検波器、１４……音声周波
90度移相器、１５……マトリツクス回路、１６…
…スイツチ。
Claims (1)
- １ 入力振幅変調波を受信する受信手段と、その
受信入力振幅変調波の搬送波信号成分の周波数と
位相とにロツクした信号を出力するフエーズロツ
クループ手段と、当該出力された信号に基づいて
前記受信入力振幅変調波を同期検波して同期検波
出力信号を取り出す同期検波手段と、前記同期検
波出力信号から主として直流分を含む低域成分を
取り出し、該主として直流分を含む低域成分を前
記受信手段に帰還して、当該受信手段の利得を自
動制御する手段とを具備したことを特徴とする同
期検波受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10665282A JPH0229247B2 (ja) | 1982-06-23 | 1982-06-23 | Dokikenpajushinki |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10665282A JPH0229247B2 (ja) | 1982-06-23 | 1982-06-23 | Dokikenpajushinki |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58223926A JPS58223926A (ja) | 1983-12-26 |
| JPH0229247B2 true JPH0229247B2 (ja) | 1990-06-28 |
Family
ID=14439038
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10665282A Expired - Lifetime JPH0229247B2 (ja) | 1982-06-23 | 1982-06-23 | Dokikenpajushinki |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0229247B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100938687B1 (ko) * | 2005-09-22 | 2010-01-25 | 타이요 닛폰 산소 가부시키가이샤 | 구상화(球狀化) 장치 및 그 운전방법 |
-
1982
- 1982-06-23 JP JP10665282A patent/JPH0229247B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100938687B1 (ko) * | 2005-09-22 | 2010-01-25 | 타이요 닛폰 산소 가부시키가이샤 | 구상화(球狀化) 장치 및 그 운전방법 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58223926A (ja) | 1983-12-26 |
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