JPS615642A - 交差偏波補償方式 - Google Patents
交差偏波補償方式Info
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- JPS615642A JPS615642A JP12680484A JP12680484A JPS615642A JP S615642 A JPS615642 A JP S615642A JP 12680484 A JP12680484 A JP 12680484A JP 12680484 A JP12680484 A JP 12680484A JP S615642 A JPS615642 A JP S615642A
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- JP
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- signal
- polarization
- receiver
- cross
- amplitude
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/002—Reducing depolarization effects
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔技術分野〕
本発明の交差偏波補償方式は、同一周波数の直交する二
つの偏波（垂直偏波と水平偏波または左旋円偏波と右旋
円偏波）を用いて別々の情報を伝送する直交偏波熱１１
ｉ！通信方式において、降雨などによって伝搬路で発生
する交差偏波干渉を受信局で除去する交差偏波補償方式
に関する。
つの偏波（垂直偏波と水平偏波または左旋円偏波と右旋
円偏波）を用いて別々の情報を伝送する直交偏波熱１１
ｉ！通信方式において、降雨などによって伝搬路で発生
する交差偏波干渉を受信局で除去する交差偏波補償方式
に関する。
近年、マイクロ波無線通信方式では、同一周波数の互い
に直交した二つの偏波を用いて別々の通信情報を伝送し
、同一周波数を二重に使用する直交偏波無線通信方式が
注目されている。直交する二つの偏波は、伝搬路中の雨
滴などによる異方性の丸め交差偏波成分を発生し、直交
する二個波間で交差偏波干渉が発生することが知られて
いる。
に直交した二つの偏波を用いて別々の通信情報を伝送し
、同一周波数を二重に使用する直交偏波無線通信方式が
注目されている。直交する二つの偏波は、伝搬路中の雨
滴などによる異方性の丸め交差偏波成分を発生し、直交
する二個波間で交差偏波干渉が発生することが知られて
いる。
このような交差偏波干渉を除去するだめの方法として、
すでに種々の交差偏波補償方式が、例えば特公昭５４−
３４６４７号１％開昭５５−１３３１５４号、特公昭５
８−４０３８０号などに提案されている。
すでに種々の交差偏波補償方式が、例えば特公昭５４−
３４６４７号１％開昭５５−１３３１５４号、特公昭５
８−４０３８０号などに提案されている。
しかしながら、特公昭５４−３４６４７号公報記載の方
法は、パイロット信号波を使用して交差偏波干渉の検出
を行うもので、通信用信号波以外にパイロット信号波を
各偏波で送信す逮必要がＩ・各通信用信号波ごとに細か
い補償を行うには不適尚で、特開昭５５−１３３１５４
号公報記載の方法は復調したディジタル・ベースバンド
信号と誤差信号の相関を検出して交差偏波干渉の検出を
行う方法で、ティジタル変調方式の場合に限定されると
いう欠点がある。又、特公昭５８−４０３０８号公報記
載の方法は、７アラデ一回転により直交差波信号に低周
波の変調を加え、この低周波成分を検出する摂動法によ
るもので、ファラデー変調器など特殊な導゛波管回路を
必要とし構成が複雑となる欠点がある。
法は、パイロット信号波を使用して交差偏波干渉の検出
を行うもので、通信用信号波以外にパイロット信号波を
各偏波で送信す逮必要がＩ・各通信用信号波ごとに細か
い補償を行うには不適尚で、特開昭５５−１３３１５４
号公報記載の方法は復調したディジタル・ベースバンド
信号と誤差信号の相関を検出して交差偏波干渉の検出を
行う方法で、ティジタル変調方式の場合に限定されると
いう欠点がある。又、特公昭５８−４０３０８号公報記
載の方法は、７アラデ一回転により直交差波信号に低周
波の変調を加え、この低周波成分を検出する摂動法によ
るもので、ファラデー変調器など特殊な導゛波管回路を
必要とし構成が複雑となる欠点がある。
本発明の目的は、上述した従来方式の欠点を除去し、パ
イロット信号波を必要とせず、ＦＭ等のアナログ変調方
式に適用でき、構成が簡華で各通信用信号波ごとの補償
が容易な交差偏波補償方式を提供することである。
イロット信号波を必要とせず、ＦＭ等のアナログ変調方
式に適用でき、構成が簡華で各通信用信号波ごとの補償
が容易な交差偏波補償方式を提供することである。
本発明の交差偏波補償方式は、送信局と受信局との間で
同一周波数の互いに直交する二つの偏波を用いて異なっ
た情報を伝送する直交偏波無線通信方式に用いられ伝送
中に発生した交差偏波干渉を受信局側で除去する交差偏
波補償方式において、前記送信局が第１の偏波で第１の
搬送周波数の第１の信号を送信する送信機と、前記第１
の偏波と直交する第２の偏波で前記ｊｉｌの搬送周波数
と僅 １かに異なる第２の搬送周波数の
第２の信号を送信する送信機とを備え、前記受信局が前
記第１の偏波で第１の信号を受信する第１の受信機と、
前記第２の偏波で第２の信号を受信する第２の受信機と
、前記第１の受信機の受ｉ信号から前記第１の信号と第
２の信号のビート周波数成分を検出するビート検出手段
と、前記第２の受信機の受信信号を分岐して少なくとも
その大きさを制御信号により制御し前記第１の受信機の
受信信号に結合する補償信号結合手段と、前記ビート検
出手段の出力をディジタル処理して前記補償信号結合手
段の制御信号を発生し前記ビート検出手段の出力が最小
となるよう制御する制御器とを備えることによって構成
される〇 〔実施例〕 次に図面を参照して本発明の詳細な説明する。
同一周波数の互いに直交する二つの偏波を用いて異なっ
た情報を伝送する直交偏波無線通信方式に用いられ伝送
中に発生した交差偏波干渉を受信局側で除去する交差偏
波補償方式において、前記送信局が第１の偏波で第１の
搬送周波数の第１の信号を送信する送信機と、前記第１
の偏波と直交する第２の偏波で前記ｊｉｌの搬送周波数
と僅 １かに異なる第２の搬送周波数の
第２の信号を送信する送信機とを備え、前記受信局が前
記第１の偏波で第１の信号を受信する第１の受信機と、
前記第２の偏波で第２の信号を受信する第２の受信機と
、前記第１の受信機の受ｉ信号から前記第１の信号と第
２の信号のビート周波数成分を検出するビート検出手段
と、前記第２の受信機の受信信号を分岐して少なくとも
その大きさを制御信号により制御し前記第１の受信機の
受信信号に結合する補償信号結合手段と、前記ビート検
出手段の出力をディジタル処理して前記補償信号結合手
段の制御信号を発生し前記ビート検出手段の出力が最小
となるよう制御する制御器とを備えることによって構成
される〇 〔実施例〕 次に図面を参照して本発明の詳細な説明する。
第１図は本発明の第１の実施例のブロック図で、周波数
変調方式の無線通信回線において、受信局の中間周波数
帯で補償を行う場合を示している。
変調方式の無線通信回線において、受信局の中間周波数
帯で補償を行う場合を示している。
第１図において、送信局は垂直偏波（第１の偏波）で第
１の搬送周波数Ｆｌの第１の信号■を送信する送信機１
と、水平偏波（第２の偏波）でＦｌと＃ｌ埋同じ周波数
でΔＦだけ異なる第２の搬送周波数Ｆ２の第２の信号Ｈ
を送信する送信機１°とを備え、受信局ａｆＩ直および
水平偏波でそれぞれ第１の信号■及び第２の信号Ｈを受
信する第１及びｌＸ２の受信機２及び２”と、復調器３
．３′で振幅制限を受ける前の中間周波数帯の受信信号
を振幅検波し、周波数ΔＦの振幅変調成分の大きさを検
出する振幅検波器４，４°と、各受信機２，２′の中間
周波数帯に挿入され、それぞれ干渉を与える側の偏波の
受信信号を分岐し、その振幅と位相を制御信号で制御で
きる可変結合器５，５°を通して干渉を受ける側の受信
信号に加算回路２１° 。
１の搬送周波数Ｆｌの第１の信号■を送信する送信機１
と、水平偏波（第２の偏波）でＦｌと＃ｌ埋同じ周波数
でΔＦだけ異なる第２の搬送周波数Ｆ２の第２の信号Ｈ
を送信する送信機１°とを備え、受信局ａｆＩ直および
水平偏波でそれぞれ第１の信号■及び第２の信号Ｈを受
信する第１及びｌＸ２の受信機２及び２”と、復調器３
．３′で振幅制限を受ける前の中間周波数帯の受信信号
を振幅検波し、周波数ΔＦの振幅変調成分の大きさを検
出する振幅検波器４，４°と、各受信機２，２′の中間
周波数帯に挿入され、それぞれ干渉を与える側の偏波の
受信信号を分岐し、その振幅と位相を制御信号で制御で
きる可変結合器５，５°を通して干渉を受ける側の受信
信号に加算回路２１° 。
２１で結合する補償信号結合手段と、振幅検波器４．４
゛の出力をディジタル処理してその出力が最小となるよ
うに可□変結合器５．５°を制御する制御管６．６″と
から構成されている。送信機１゜１°のＦＭ変調器１１
．１１’は、ＩＦ帯の搬送周波数 ｆｌ＋ｆ！が搬送周
波数に対して小さい周波数差ΔＦ（例えば数ＫＨｚ）を
持つよう構成され、変−されｆｃｇＮ号は共通の局部発
振器１２で周波数変換され、増幅された後垂直および水
平の各偏波でそれぞれ送信される。受信局の垂直偏波用
受信機２には、送信機１から送信された信号Ｖ（ＰＩ）
と、送信機１′から送信され伝搬路で発生した交差偏波
干渉成分ｈ （Ｆｓ ）とが受信され、受信出力にはＶ
とｈとのビートによる周波数△Ｆの振幅変調成分が発生
し、その大きさは交差偏波干渉成分りに比例する。従っ
て、振幅検波器４で受信機２の振幅変調成分を検出すれ
ば、交差偏波干渉成分の大きさを検出することができる
。受信機２と２゜とは共通局部発振器２２によシ中間周
波数に変換されているので、受信機２′の中間周波信号
を分岐し可変結合器５でその振幅および位相を制御すれ
ば、交差偏波干渉成分りと逆相同振幅の信号を得ること
ができ交差偏波干渉を補償することができる。制御器６
はこのための制御信号を発生する回路であ）、例えば米
国特許第３，９６３，９９０号記載の回路を使用すれば
よく、ディジタル処理によって上述の振幅および位相の
制御信号を発生することができる。水平偏波についても
同様で、受信機２′の出力から振幅変調成分を振幅検波
器４′で検出し、可変結合器５°、制御器６°により交
差偏波干渉成分Ｖを補償するよう構成されている。
゛の出力をディジタル処理してその出力が最小となるよ
うに可□変結合器５．５°を制御する制御管６．６″と
から構成されている。送信機１゜１°のＦＭ変調器１１
．１１’は、ＩＦ帯の搬送周波数 ｆｌ＋ｆ！が搬送周
波数に対して小さい周波数差ΔＦ（例えば数ＫＨｚ）を
持つよう構成され、変−されｆｃｇＮ号は共通の局部発
振器１２で周波数変換され、増幅された後垂直および水
平の各偏波でそれぞれ送信される。受信局の垂直偏波用
受信機２には、送信機１から送信された信号Ｖ（ＰＩ）
と、送信機１′から送信され伝搬路で発生した交差偏波
干渉成分ｈ （Ｆｓ ）とが受信され、受信出力にはＶ
とｈとのビートによる周波数△Ｆの振幅変調成分が発生
し、その大きさは交差偏波干渉成分りに比例する。従っ
て、振幅検波器４で受信機２の振幅変調成分を検出すれ
ば、交差偏波干渉成分の大きさを検出することができる
。受信機２と２゜とは共通局部発振器２２によシ中間周
波数に変換されているので、受信機２′の中間周波信号
を分岐し可変結合器５でその振幅および位相を制御すれ
ば、交差偏波干渉成分りと逆相同振幅の信号を得ること
ができ交差偏波干渉を補償することができる。制御器６
はこのための制御信号を発生する回路であ）、例えば米
国特許第３，９６３，９９０号記載の回路を使用すれば
よく、ディジタル処理によって上述の振幅および位相の
制御信号を発生することができる。水平偏波についても
同様で、受信機２′の出力から振幅変調成分を振幅検波
器４′で検出し、可変結合器５°、制御器６°により交
差偏波干渉成分Ｖを補償するよう構成されている。
この方法によれば、パイキット信号波を使用せず簡単な
回路で通信用信号波間のビート周波数を検出し、各通信
用信号波（無線チャンネル）ごとに交差偏波干渉を補償
することができる。なお、振幅検波器４，４°はＩＦ増
幅器２３ 、２３ ’の出力側に設けられているが、Ｉ
Ｐ増幅器がＡＧＣ増幅管の場合は振幅変調成分はＡＧＣ
電圧から検出することができる。
回路で通信用信号波間のビート周波数を検出し、各通信
用信号波（無線チャンネル）ごとに交差偏波干渉を補償
することができる。なお、振幅検波器４，４°はＩＦ増
幅器２３ 、２３ ’の出力側に設けられているが、Ｉ
Ｐ増幅器がＡＧＣ増幅管の場合は振幅変調成分はＡＧＣ
電圧から検出することができる。
第２図は第１図の可変結合器５及び制御器６の一実施例
のブロック図で、可変結合器５は可変減衰器５１と可変
位相器５２の直列接続から成如、制御器６は振幅検波器
４の出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器６１
．記憶および比較判断機能を有する論理処理回路６２．
その出力をＤ／Ａ変換して可変減衰器５１及び可変位相
器５２０制御信号を送出するＤ／Ａ変換器６３及び６４
で構成されている。論理処理回路６２は可変減衰器５１
又は可変位相器５２０制御信号を僅かに変化させ、その
前装の振幅検波器４の出力を比較判断し、振幅検波器４
の出力が減少すれば同一方向の変化を継続し、出力が増
加すれば変化の方向を逆転する動作を繰返えし、振幅検
波器４の出力が最小となるような制御を行うように構成
されていて、振幅と位相を交互に制御することによシ交
差偏波干渉成分を補償する仁とができる。論理処理回路
６２の更に詳しい構成例は前述の米国特許第ａ９６３，
９９０号に述べられているのでこれを参照されたい。
のブロック図で、可変結合器５は可変減衰器５１と可変
位相器５２の直列接続から成如、制御器６は振幅検波器
４の出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器６１
．記憶および比較判断機能を有する論理処理回路６２．
その出力をＤ／Ａ変換して可変減衰器５１及び可変位相
器５２０制御信号を送出するＤ／Ａ変換器６３及び６４
で構成されている。論理処理回路６２は可変減衰器５１
又は可変位相器５２０制御信号を僅かに変化させ、その
前装の振幅検波器４の出力を比較判断し、振幅検波器４
の出力が減少すれば同一方向の変化を継続し、出力が増
加すれば変化の方向を逆転する動作を繰返えし、振幅検
波器４の出力が最小となるような制御を行うように構成
されていて、振幅と位相を交互に制御することによシ交
差偏波干渉成分を補償する仁とができる。論理処理回路
６２の更に詳しい構成例は前述の米国特許第ａ９６３，
９９０号に述べられているのでこれを参照されたい。
第３図は第１図の可変結合器の他の実施例を示すブロッ
ク図であシ、信号入力を９０度位相の異なる直交二成ダ
に分割するハイブリッド５３と、分割された各成分の大
きさと符号とを制御する振幅調整器５４．５５と、直交
二成分を合成するハイブリッド５６とから構成されてい
る。振幅調整器５４．５５は位相を変化させずに正およ
び負（位相が１８０度反転した信号）の任意の振幅の信
号を発生できる回路で、例えばリング変調器によって構
成することができる。制御器６は第２図と同じ構成でよ
く、振幅調整器５４．５５を交互に制御することによシ
任意の位相・振幅の信号を作成し交差偏波干渉を補償す
ることができる。
ク図であシ、信号入力を９０度位相の異なる直交二成ダ
に分割するハイブリッド５３と、分割された各成分の大
きさと符号とを制御する振幅調整器５４．５５と、直交
二成分を合成するハイブリッド５６とから構成されてい
る。振幅調整器５４．５５は位相を変化させずに正およ
び負（位相が１８０度反転した信号）の任意の振幅の信
号を発生できる回路で、例えばリング変調器によって構
成することができる。制御器６は第２図と同じ構成でよ
く、振幅調整器５４．５５を交互に制御することによシ
任意の位相・振幅の信号を作成し交差偏波干渉を補償す
ることができる。
第４図は本発明の第２の実施例のブロック図で、受信局
側でビート周波数ΔＦの位相変調成分を検出するよう構
成された実施例である。第４図において、各受信機の復
調出力は狭帯域フィルタ７、。
側でビート周波数ΔＦの位相変調成分を検出するよう構
成された実施例である。第４図において、各受信機の復
調出力は狭帯域フィルタ７、。
７゛を通して検波器８，８°に加えられ、ΔＦのビート
周波数成分を分離・検波して交差偏波干渉成分の大きさ
を検出するよう構成されている。図中、第１図と同一構
成の回路は同じ参照番号で示してあり、第１図と同様に
交差偏波干渉を補償できることは明らかである。第１図
の方法は、ビートによる振幅変調成分を検出しているた
めビート周波数が多少変動しても情報信号との分離に支
障がないが、この実施例のビート検出手段は、ビート周
波数成分を狭帯域フィルタによ多情報信号と分離してい
るためΔＦを一定に保つ必要があシ、送信機１ａ、ｌａ
’は周波数ΔＦの低周波発振器１３と位相検波器１４を
用いてＶＣＯ１５を制御し、ｆ！＝＝ｆ、＋ΔＦｔ−得
るよう構成されている。なお、ΔＦは伝送する情報のベ
ースバンド信号によって占有されない周波数を選定する
ことが望ましいが、ベースバンド信号の占有帯域内であ
ってもビート周波数を検出することは不可能でない。
周波数成分を分離・検波して交差偏波干渉成分の大きさ
を検出するよう構成されている。図中、第１図と同一構
成の回路は同じ参照番号で示してあり、第１図と同様に
交差偏波干渉を補償できることは明らかである。第１図
の方法は、ビートによる振幅変調成分を検出しているた
めビート周波数が多少変動しても情報信号との分離に支
障がないが、この実施例のビート検出手段は、ビート周
波数成分を狭帯域フィルタによ多情報信号と分離してい
るためΔＦを一定に保つ必要があシ、送信機１ａ、ｌａ
’は周波数ΔＦの低周波発振器１３と位相検波器１４を
用いてＶＣＯ１５を制御し、ｆ！＝＝ｆ、＋ΔＦｔ−得
るよう構成されている。なお、ΔＦは伝送する情報のベ
ースバンド信号によって占有されない周波数を選定する
ことが望ましいが、ベースバンド信号の占有帯域内であ
ってもビート周波数を検出することは不可能でない。
第５図は本発明の第３の実施例のブロック図であシ、受
信機の高周波部で補償を行う場合の実施例である。第５
図において、受信機２ａ ＋ ２ａ ’は前置増幅器２
４．２４°を備え、その後に導波管またはストリップ回
路等の高周波回路で構成されたＷＪ費結合器５ｂ、５ｂ
″が結合され、受信機の局部発振器はｊｌｌ及び第２の
実施例と異なル蝕立に設けられている。高周波段におけ
る補償には、仁のように受信局部発振器を独立にできる
利点があるが、その周波数安定度は十分高く設定する必
要がある。又、送信機１ ｂ、ｌ ｂ ’にもそれぞれ
独立の局部発振器を使用することができるが、受信機Ｉ
Ｐ帯におけるビート周波数の変動が許容範囲に収まるよ
う各局部発振器の周波数安定度倉設定する必要がある〇 上述の第１．第２及び第３の各実施例は、いずれも垂直
、水平の両側波に交差偏波干渉を除去するためのビート
検出手段、補償信号結合手段および制御器を備えている
が、衛星通信や多方向多重無線通信方式のように多元接
続を行なう直交偏波無線通信方式の受信局では、一方の
偏波の信号のみしか使用しない場合も考えられ、このよ
うな受信局では使用する偏波に対する交差偏波干渉のみ
金除去すれはよく、一方の偏波にのみ検出および結合手
段を設ければよい。又、いずれの場合も補償信号結合手
段として、位相および振幅を制御できる可変結合器を用
いておシ、その実施例を第２図および第３図に示しであ
るが、補償信号結合手段の構成はこれらの実施例に限定
されるものではない。例えば、第３図の実施例において
、振幅調整器５４，５５の代夛に振幅一定で位相のみ可
変の二つの位相器を用いても同様な機能を持たせる
１゜ことができ、補償用信号の分岐を結合量
可変の回路（例えば）丁２デー回転を利用し九Ｒ，Ｐ帯
回路）等を利用するとともできる。更に、降雨による交
差偏波干渉の発生量は周波数によって異なるが、マイク
ロ波帯の周波数では位相伝搬定数の異方性によるものが
減衰量の異方性によるもＯＫ比べて支配的であることが
知られておシ、適当な初期調整を行えば、補償信号の振
幅のみを変化させれば豪雨の場合を除いて十分改善効果
をあげることができる。
信機の高周波部で補償を行う場合の実施例である。第５
図において、受信機２ａ ＋ ２ａ ’は前置増幅器２
４．２４°を備え、その後に導波管またはストリップ回
路等の高周波回路で構成されたＷＪ費結合器５ｂ、５ｂ
″が結合され、受信機の局部発振器はｊｌｌ及び第２の
実施例と異なル蝕立に設けられている。高周波段におけ
る補償には、仁のように受信局部発振器を独立にできる
利点があるが、その周波数安定度は十分高く設定する必
要がある。又、送信機１ ｂ、ｌ ｂ ’にもそれぞれ
独立の局部発振器を使用することができるが、受信機Ｉ
Ｐ帯におけるビート周波数の変動が許容範囲に収まるよ
う各局部発振器の周波数安定度倉設定する必要がある〇 上述の第１．第２及び第３の各実施例は、いずれも垂直
、水平の両側波に交差偏波干渉を除去するためのビート
検出手段、補償信号結合手段および制御器を備えている
が、衛星通信や多方向多重無線通信方式のように多元接
続を行なう直交偏波無線通信方式の受信局では、一方の
偏波の信号のみしか使用しない場合も考えられ、このよ
うな受信局では使用する偏波に対する交差偏波干渉のみ
金除去すれはよく、一方の偏波にのみ検出および結合手
段を設ければよい。又、いずれの場合も補償信号結合手
段として、位相および振幅を制御できる可変結合器を用
いておシ、その実施例を第２図および第３図に示しであ
るが、補償信号結合手段の構成はこれらの実施例に限定
されるものではない。例えば、第３図の実施例において
、振幅調整器５４，５５の代夛に振幅一定で位相のみ可
変の二つの位相器を用いても同様な機能を持たせる
１゜ことができ、補償用信号の分岐を結合量
可変の回路（例えば）丁２デー回転を利用し九Ｒ，Ｐ帯
回路）等を利用するとともできる。更に、降雨による交
差偏波干渉の発生量は周波数によって異なるが、マイク
ロ波帯の周波数では位相伝搬定数の異方性によるものが
減衰量の異方性によるもＯＫ比べて支配的であることが
知られておシ、適当な初期調整を行えば、補償信号の振
幅のみを変化させれば豪雨の場合を除いて十分改善効果
をあげることができる。
以上詳細に説明したように、本発明の交差偏波補償方式
によれば、パイロット信号波を用いることなく、通信用
信号波のビート周波数成分を検出して交差偏波干渉を補
償することができ、アナログ変調方式の場合でも簡単な
構成で無線チャンネルごとの細かい補償が行える効果が
ある。
によれば、パイロット信号波を用いることなく、通信用
信号波のビート周波数成分を検出して交差偏波干渉を補
償することができ、アナログ変調方式の場合でも簡単な
構成で無線チャンネルごとの細かい補償が行える効果が
ある。
第１図は本発明の１の実施例のブロック図、第２図は第
１図の可変結合器および制御器の一実施例のブロック図
、第３図は可変結合器の他の実施例のブロック図、第４
図は本発明の第２の実施例のブロック図、ｌ／Ｅ５図は
本発明の第３の実施例のブロック図である。 １．１’、ｉｓ、ｌａ’、ｌｂ、ｌｂ’−送信機、２．
２’、２ａ、２ａ’・・・・・・受信機、３，３°
復調器、４ 、４ ’・−・−振幅検波器、５，５°１
５ａ１５ｂ１５ｂ’・・・・・・可変結合器、６．６′
・・・・・・制御器、７゜７°・・・・・・狭帯域フィ
ルタ、８，８″・・・・・・検波器、１１．１１“・・
・・・・変調器、１２．２２・・・・・局部発振器、１
３・・・・・・低周波発振器、１４・・・・・・位相検
波器、１５・・・・・・ＶＣＯ１２１，２１°・・・・
・・加算回路、２３゜２３′・・・・・・ＩＦ増幅器、
２４．２４°・・・・・・前置増幅器、５１・・・・・
・可変減衰器、５２・・・・・・可変位相器、５３．５
６・・・・・ハイブリッド、５４．５５・・・・・振幅
調整器、６１・・・・・・Ａ／Ｄ変換器、６２・・・・
・・論理処理回路・６３．６４・・・・・・Ｄ／Ａ変換
器。 隼 ２Ｉ！Ｉ 第 ３ 図
１図の可変結合器および制御器の一実施例のブロック図
、第３図は可変結合器の他の実施例のブロック図、第４
図は本発明の第２の実施例のブロック図、ｌ／Ｅ５図は
本発明の第３の実施例のブロック図である。 １．１’、ｉｓ、ｌａ’、ｌｂ、ｌｂ’−送信機、２．
２’、２ａ、２ａ’・・・・・・受信機、３，３°
復調器、４ 、４ ’・−・−振幅検波器、５，５°１
５ａ１５ｂ１５ｂ’・・・・・・可変結合器、６．６′
・・・・・・制御器、７゜７°・・・・・・狭帯域フィ
ルタ、８，８″・・・・・・検波器、１１．１１“・・
・・・・変調器、１２．２２・・・・・局部発振器、１
３・・・・・・低周波発振器、１４・・・・・・位相検
波器、１５・・・・・・ＶＣＯ１２１，２１°・・・・
・・加算回路、２３゜２３′・・・・・・ＩＦ増幅器、
２４．２４°・・・・・・前置増幅器、５１・・・・・
・可変減衰器、５２・・・・・・可変位相器、５３．５
６・・・・・ハイブリッド、５４．５５・・・・・振幅
調整器、６１・・・・・・Ａ／Ｄ変換器、６２・・・・
・・論理処理回路・６３．６４・・・・・・Ｄ／Ａ変換
器。 隼 ２Ｉ！Ｉ 第 ３ 図
Claims (1)
- 送信局と受信局との間で同一周波数の互いに直交する二
つの偏波を用いて異なった情報を伝送する直交偏波無線
通信方式に用いられる伝送中に発生した交差偏波干渉を
受信局側で除去する交差偏波補償方式において、前記送
信局が第１の偏波で第１の搬送周波数の第１の信号を送
信する送信機と、前記第１の偏波と直交する第２の偏波
で前記第１の搬送周波数と僅かに異なる第２の搬送周波
数の第２の信号を送信する送信機とを備え、前記受信局
が前記第１の偏波で第１の信号を受信する第１の受信機
と、前記第２の偏波で第２の信号を受信する第２の受信
機と、前記第１の受信機の受信信号から前記第１の信号
と第２の信号とのビート周波数成分を検出するビート検
出手段と、前記第２の受信機の受信信号を分岐して少な
くともその大きさを制御信号により制御し前記第１の受
信機の受信信号に結合する補償信号結合手段と、前記ビ
ート検出手段の出力をディジタル処理して前記補償信号
結合手段の制御信号を発生し前記ビート検出手段の出力
が最小となるよう制御する制御器とを備えたことを特徴
とする交差偏波補償方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12680484A JPS615642A (ja) | 1984-06-20 | 1984-06-20 | 交差偏波補償方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12680484A JPS615642A (ja) | 1984-06-20 | 1984-06-20 | 交差偏波補償方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS615642A true JPS615642A (ja) | 1986-01-11 |
Family
ID=14944368
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12680484A Pending JPS615642A (ja) | 1984-06-20 | 1984-06-20 | 交差偏波補償方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS615642A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0315990A2 (en) * | 1987-11-10 | 1989-05-17 | Fujitsu Limited | Interference canceller and method of interference cancelling |
| US7551678B2 (en) | 2002-12-19 | 2009-06-23 | Fujitsu Limited | OFDM transceiver apparatus |
-
1984
- 1984-06-20 JP JP12680484A patent/JPS615642A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0315990A2 (en) * | 1987-11-10 | 1989-05-17 | Fujitsu Limited | Interference canceller and method of interference cancelling |
| US7551678B2 (en) | 2002-12-19 | 2009-06-23 | Fujitsu Limited | OFDM transceiver apparatus |
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