JPS615642A - 交差偏波補償方式 - Google Patents
交差偏波補償方式Info
- Publication number
- JPS615642A JPS615642A JP12680484A JP12680484A JPS615642A JP S615642 A JPS615642 A JP S615642A JP 12680484 A JP12680484 A JP 12680484A JP 12680484 A JP12680484 A JP 12680484A JP S615642 A JPS615642 A JP S615642A
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- JP
- Japan
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- signal
- polarization
- receiver
- cross
- amplitude
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/002—Reducing depolarization effects
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔技術分野〕
本発明の交差偏波補償方式は、同一周波数の直交する二
つの偏波(垂直偏波と水平偏波または左旋円偏波と右旋
円偏波)を用いて別々の情報を伝送する直交偏波熱11
i!通信方式において、降雨などによって伝搬路で発生
する交差偏波干渉を受信局で除去する交差偏波補償方式
に関する。
つの偏波(垂直偏波と水平偏波または左旋円偏波と右旋
円偏波)を用いて別々の情報を伝送する直交偏波熱11
i!通信方式において、降雨などによって伝搬路で発生
する交差偏波干渉を受信局で除去する交差偏波補償方式
に関する。
近年、マイクロ波無線通信方式では、同一周波数の互い
に直交した二つの偏波を用いて別々の通信情報を伝送し
、同一周波数を二重に使用する直交偏波無線通信方式が
注目されている。直交する二つの偏波は、伝搬路中の雨
滴などによる異方性の丸め交差偏波成分を発生し、直交
する二個波間で交差偏波干渉が発生することが知られて
いる。
に直交した二つの偏波を用いて別々の通信情報を伝送し
、同一周波数を二重に使用する直交偏波無線通信方式が
注目されている。直交する二つの偏波は、伝搬路中の雨
滴などによる異方性の丸め交差偏波成分を発生し、直交
する二個波間で交差偏波干渉が発生することが知られて
いる。
このような交差偏波干渉を除去するだめの方法として、
すでに種々の交差偏波補償方式が、例えば特公昭54−
34647号1%開昭55−133154号、特公昭5
8−40380号などに提案されている。
すでに種々の交差偏波補償方式が、例えば特公昭54−
34647号1%開昭55−133154号、特公昭5
8−40380号などに提案されている。
しかしながら、特公昭54−34647号公報記載の方
法は、パイロット信号波を使用して交差偏波干渉の検出
を行うもので、通信用信号波以外にパイロット信号波を
各偏波で送信す逮必要がI・各通信用信号波ごとに細か
い補償を行うには不適尚で、特開昭55−133154
号公報記載の方法は復調したディジタル・ベースバンド
信号と誤差信号の相関を検出して交差偏波干渉の検出を
行う方法で、ティジタル変調方式の場合に限定されると
いう欠点がある。又、特公昭58−40308号公報記
載の方法は、7アラデ一回転により直交差波信号に低周
波の変調を加え、この低周波成分を検出する摂動法によ
るもので、ファラデー変調器など特殊な導゛波管回路を
必要とし構成が複雑となる欠点がある。
法は、パイロット信号波を使用して交差偏波干渉の検出
を行うもので、通信用信号波以外にパイロット信号波を
各偏波で送信す逮必要がI・各通信用信号波ごとに細か
い補償を行うには不適尚で、特開昭55−133154
号公報記載の方法は復調したディジタル・ベースバンド
信号と誤差信号の相関を検出して交差偏波干渉の検出を
行う方法で、ティジタル変調方式の場合に限定されると
いう欠点がある。又、特公昭58−40308号公報記
載の方法は、7アラデ一回転により直交差波信号に低周
波の変調を加え、この低周波成分を検出する摂動法によ
るもので、ファラデー変調器など特殊な導゛波管回路を
必要とし構成が複雑となる欠点がある。
本発明の目的は、上述した従来方式の欠点を除去し、パ
イロット信号波を必要とせず、FM等のアナログ変調方
式に適用でき、構成が簡華で各通信用信号波ごとの補償
が容易な交差偏波補償方式を提供することである。
イロット信号波を必要とせず、FM等のアナログ変調方
式に適用でき、構成が簡華で各通信用信号波ごとの補償
が容易な交差偏波補償方式を提供することである。
本発明の交差偏波補償方式は、送信局と受信局との間で
同一周波数の互いに直交する二つの偏波を用いて異なっ
た情報を伝送する直交偏波無線通信方式に用いられ伝送
中に発生した交差偏波干渉を受信局側で除去する交差偏
波補償方式において、前記送信局が第1の偏波で第1の
搬送周波数の第1の信号を送信する送信機と、前記第1
の偏波と直交する第2の偏波で前記jilの搬送周波数
と僅 1かに異なる第2の搬送周波数の
第2の信号を送信する送信機とを備え、前記受信局が前
記第1の偏波で第1の信号を受信する第1の受信機と、
前記第2の偏波で第2の信号を受信する第2の受信機と
、前記第1の受信機の受i信号から前記第1の信号と第
2の信号のビート周波数成分を検出するビート検出手段
と、前記第2の受信機の受信信号を分岐して少なくとも
その大きさを制御信号により制御し前記第1の受信機の
受信信号に結合する補償信号結合手段と、前記ビート検
出手段の出力をディジタル処理して前記補償信号結合手
段の制御信号を発生し前記ビート検出手段の出力が最小
となるよう制御する制御器とを備えることによって構成
される〇 〔実施例〕 次に図面を参照して本発明の詳細な説明する。
同一周波数の互いに直交する二つの偏波を用いて異なっ
た情報を伝送する直交偏波無線通信方式に用いられ伝送
中に発生した交差偏波干渉を受信局側で除去する交差偏
波補償方式において、前記送信局が第1の偏波で第1の
搬送周波数の第1の信号を送信する送信機と、前記第1
の偏波と直交する第2の偏波で前記jilの搬送周波数
と僅 1かに異なる第2の搬送周波数の
第2の信号を送信する送信機とを備え、前記受信局が前
記第1の偏波で第1の信号を受信する第1の受信機と、
前記第2の偏波で第2の信号を受信する第2の受信機と
、前記第1の受信機の受i信号から前記第1の信号と第
2の信号のビート周波数成分を検出するビート検出手段
と、前記第2の受信機の受信信号を分岐して少なくとも
その大きさを制御信号により制御し前記第1の受信機の
受信信号に結合する補償信号結合手段と、前記ビート検
出手段の出力をディジタル処理して前記補償信号結合手
段の制御信号を発生し前記ビート検出手段の出力が最小
となるよう制御する制御器とを備えることによって構成
される〇 〔実施例〕 次に図面を参照して本発明の詳細な説明する。
第1図は本発明の第1の実施例のブロック図で、周波数
変調方式の無線通信回線において、受信局の中間周波数
帯で補償を行う場合を示している。
変調方式の無線通信回線において、受信局の中間周波数
帯で補償を行う場合を示している。
第1図において、送信局は垂直偏波(第1の偏波)で第
1の搬送周波数Flの第1の信号■を送信する送信機1
と、水平偏波(第2の偏波)でFlと#l埋同じ周波数
でΔFだけ異なる第2の搬送周波数F2の第2の信号H
を送信する送信機1°とを備え、受信局afI直および
水平偏波でそれぞれ第1の信号■及び第2の信号Hを受
信する第1及びlX2の受信機2及び2”と、復調器3
.3′で振幅制限を受ける前の中間周波数帯の受信信号
を振幅検波し、周波数ΔFの振幅変調成分の大きさを検
出する振幅検波器4,4°と、各受信機2,2′の中間
周波数帯に挿入され、それぞれ干渉を与える側の偏波の
受信信号を分岐し、その振幅と位相を制御信号で制御で
きる可変結合器5,5°を通して干渉を受ける側の受信
信号に加算回路21° 。
1の搬送周波数Flの第1の信号■を送信する送信機1
と、水平偏波(第2の偏波)でFlと#l埋同じ周波数
でΔFだけ異なる第2の搬送周波数F2の第2の信号H
を送信する送信機1°とを備え、受信局afI直および
水平偏波でそれぞれ第1の信号■及び第2の信号Hを受
信する第1及びlX2の受信機2及び2”と、復調器3
.3′で振幅制限を受ける前の中間周波数帯の受信信号
を振幅検波し、周波数ΔFの振幅変調成分の大きさを検
出する振幅検波器4,4°と、各受信機2,2′の中間
周波数帯に挿入され、それぞれ干渉を与える側の偏波の
受信信号を分岐し、その振幅と位相を制御信号で制御で
きる可変結合器5,5°を通して干渉を受ける側の受信
信号に加算回路21° 。
21で結合する補償信号結合手段と、振幅検波器4.4
゛の出力をディジタル処理してその出力が最小となるよ
うに可□変結合器5.5°を制御する制御管6.6″と
から構成されている。送信機1゜1°のFM変調器11
.11’は、IF帯の搬送周波数 fl+f!が搬送周
波数に対して小さい周波数差ΔF(例えば数KHz)を
持つよう構成され、変−されfcgN号は共通の局部発
振器12で周波数変換され、増幅された後垂直および水
平の各偏波でそれぞれ送信される。受信局の垂直偏波用
受信機2には、送信機1から送信された信号V(PI)
と、送信機1′から送信され伝搬路で発生した交差偏波
干渉成分h (Fs )とが受信され、受信出力にはV
とhとのビートによる周波数△Fの振幅変調成分が発生
し、その大きさは交差偏波干渉成分りに比例する。従っ
て、振幅検波器4で受信機2の振幅変調成分を検出すれ
ば、交差偏波干渉成分の大きさを検出することができる
。受信機2と2゜とは共通局部発振器22によシ中間周
波数に変換されているので、受信機2′の中間周波信号
を分岐し可変結合器5でその振幅および位相を制御すれ
ば、交差偏波干渉成分りと逆相同振幅の信号を得ること
ができ交差偏波干渉を補償することができる。制御器6
はこのための制御信号を発生する回路であ)、例えば米
国特許第3,963,990号記載の回路を使用すれば
よく、ディジタル処理によって上述の振幅および位相の
制御信号を発生することができる。水平偏波についても
同様で、受信機2′の出力から振幅変調成分を振幅検波
器4′で検出し、可変結合器5°、制御器6°により交
差偏波干渉成分Vを補償するよう構成されている。
゛の出力をディジタル処理してその出力が最小となるよ
うに可□変結合器5.5°を制御する制御管6.6″と
から構成されている。送信機1゜1°のFM変調器11
.11’は、IF帯の搬送周波数 fl+f!が搬送周
波数に対して小さい周波数差ΔF(例えば数KHz)を
持つよう構成され、変−されfcgN号は共通の局部発
振器12で周波数変換され、増幅された後垂直および水
平の各偏波でそれぞれ送信される。受信局の垂直偏波用
受信機2には、送信機1から送信された信号V(PI)
と、送信機1′から送信され伝搬路で発生した交差偏波
干渉成分h (Fs )とが受信され、受信出力にはV
とhとのビートによる周波数△Fの振幅変調成分が発生
し、その大きさは交差偏波干渉成分りに比例する。従っ
て、振幅検波器4で受信機2の振幅変調成分を検出すれ
ば、交差偏波干渉成分の大きさを検出することができる
。受信機2と2゜とは共通局部発振器22によシ中間周
波数に変換されているので、受信機2′の中間周波信号
を分岐し可変結合器5でその振幅および位相を制御すれ
ば、交差偏波干渉成分りと逆相同振幅の信号を得ること
ができ交差偏波干渉を補償することができる。制御器6
はこのための制御信号を発生する回路であ)、例えば米
国特許第3,963,990号記載の回路を使用すれば
よく、ディジタル処理によって上述の振幅および位相の
制御信号を発生することができる。水平偏波についても
同様で、受信機2′の出力から振幅変調成分を振幅検波
器4′で検出し、可変結合器5°、制御器6°により交
差偏波干渉成分Vを補償するよう構成されている。
この方法によれば、パイキット信号波を使用せず簡単な
回路で通信用信号波間のビート周波数を検出し、各通信
用信号波(無線チャンネル)ごとに交差偏波干渉を補償
することができる。なお、振幅検波器4,4°はIF増
幅器23 、23 ’の出力側に設けられているが、I
P増幅器がAGC増幅管の場合は振幅変調成分はAGC
電圧から検出することができる。
回路で通信用信号波間のビート周波数を検出し、各通信
用信号波(無線チャンネル)ごとに交差偏波干渉を補償
することができる。なお、振幅検波器4,4°はIF増
幅器23 、23 ’の出力側に設けられているが、I
P増幅器がAGC増幅管の場合は振幅変調成分はAGC
電圧から検出することができる。
第2図は第1図の可変結合器5及び制御器6の一実施例
のブロック図で、可変結合器5は可変減衰器51と可変
位相器52の直列接続から成如、制御器6は振幅検波器
4の出力をディジタル信号に変換するA/D変換器61
.記憶および比較判断機能を有する論理処理回路62.
その出力をD/A変換して可変減衰器51及び可変位相
器520制御信号を送出するD/A変換器63及び64
で構成されている。論理処理回路62は可変減衰器51
又は可変位相器520制御信号を僅かに変化させ、その
前装の振幅検波器4の出力を比較判断し、振幅検波器4
の出力が減少すれば同一方向の変化を継続し、出力が増
加すれば変化の方向を逆転する動作を繰返えし、振幅検
波器4の出力が最小となるような制御を行うように構成
されていて、振幅と位相を交互に制御することによシ交
差偏波干渉成分を補償する仁とができる。論理処理回路
62の更に詳しい構成例は前述の米国特許第a963,
990号に述べられているのでこれを参照されたい。
のブロック図で、可変結合器5は可変減衰器51と可変
位相器52の直列接続から成如、制御器6は振幅検波器
4の出力をディジタル信号に変換するA/D変換器61
.記憶および比較判断機能を有する論理処理回路62.
その出力をD/A変換して可変減衰器51及び可変位相
器520制御信号を送出するD/A変換器63及び64
で構成されている。論理処理回路62は可変減衰器51
又は可変位相器520制御信号を僅かに変化させ、その
前装の振幅検波器4の出力を比較判断し、振幅検波器4
の出力が減少すれば同一方向の変化を継続し、出力が増
加すれば変化の方向を逆転する動作を繰返えし、振幅検
波器4の出力が最小となるような制御を行うように構成
されていて、振幅と位相を交互に制御することによシ交
差偏波干渉成分を補償する仁とができる。論理処理回路
62の更に詳しい構成例は前述の米国特許第a963,
990号に述べられているのでこれを参照されたい。
第3図は第1図の可変結合器の他の実施例を示すブロッ
ク図であシ、信号入力を90度位相の異なる直交二成ダ
に分割するハイブリッド53と、分割された各成分の大
きさと符号とを制御する振幅調整器54.55と、直交
二成分を合成するハイブリッド56とから構成されてい
る。振幅調整器54.55は位相を変化させずに正およ
び負(位相が180度反転した信号)の任意の振幅の信
号を発生できる回路で、例えばリング変調器によって構
成することができる。制御器6は第2図と同じ構成でよ
く、振幅調整器54.55を交互に制御することによシ
任意の位相・振幅の信号を作成し交差偏波干渉を補償す
ることができる。
ク図であシ、信号入力を90度位相の異なる直交二成ダ
に分割するハイブリッド53と、分割された各成分の大
きさと符号とを制御する振幅調整器54.55と、直交
二成分を合成するハイブリッド56とから構成されてい
る。振幅調整器54.55は位相を変化させずに正およ
び負(位相が180度反転した信号)の任意の振幅の信
号を発生できる回路で、例えばリング変調器によって構
成することができる。制御器6は第2図と同じ構成でよ
く、振幅調整器54.55を交互に制御することによシ
任意の位相・振幅の信号を作成し交差偏波干渉を補償す
ることができる。
第4図は本発明の第2の実施例のブロック図で、受信局
側でビート周波数ΔFの位相変調成分を検出するよう構
成された実施例である。第4図において、各受信機の復
調出力は狭帯域フィルタ7、。
側でビート周波数ΔFの位相変調成分を検出するよう構
成された実施例である。第4図において、各受信機の復
調出力は狭帯域フィルタ7、。
7゛を通して検波器8,8°に加えられ、ΔFのビート
周波数成分を分離・検波して交差偏波干渉成分の大きさ
を検出するよう構成されている。図中、第1図と同一構
成の回路は同じ参照番号で示してあり、第1図と同様に
交差偏波干渉を補償できることは明らかである。第1図
の方法は、ビートによる振幅変調成分を検出しているた
めビート周波数が多少変動しても情報信号との分離に支
障がないが、この実施例のビート検出手段は、ビート周
波数成分を狭帯域フィルタによ多情報信号と分離してい
るためΔFを一定に保つ必要があシ、送信機1a、la
’は周波数ΔFの低周波発振器13と位相検波器14を
用いてVCO15を制御し、f!==f、+ΔFt−得
るよう構成されている。なお、ΔFは伝送する情報のベ
ースバンド信号によって占有されない周波数を選定する
ことが望ましいが、ベースバンド信号の占有帯域内であ
ってもビート周波数を検出することは不可能でない。
周波数成分を分離・検波して交差偏波干渉成分の大きさ
を検出するよう構成されている。図中、第1図と同一構
成の回路は同じ参照番号で示してあり、第1図と同様に
交差偏波干渉を補償できることは明らかである。第1図
の方法は、ビートによる振幅変調成分を検出しているた
めビート周波数が多少変動しても情報信号との分離に支
障がないが、この実施例のビート検出手段は、ビート周
波数成分を狭帯域フィルタによ多情報信号と分離してい
るためΔFを一定に保つ必要があシ、送信機1a、la
’は周波数ΔFの低周波発振器13と位相検波器14を
用いてVCO15を制御し、f!==f、+ΔFt−得
るよう構成されている。なお、ΔFは伝送する情報のベ
ースバンド信号によって占有されない周波数を選定する
ことが望ましいが、ベースバンド信号の占有帯域内であ
ってもビート周波数を検出することは不可能でない。
第5図は本発明の第3の実施例のブロック図であシ、受
信機の高周波部で補償を行う場合の実施例である。第5
図において、受信機2a + 2a ’は前置増幅器2
4.24°を備え、その後に導波管またはストリップ回
路等の高周波回路で構成されたWJ費結合器5b、5b
″が結合され、受信機の局部発振器はjll及び第2の
実施例と異なル蝕立に設けられている。高周波段におけ
る補償には、仁のように受信局部発振器を独立にできる
利点があるが、その周波数安定度は十分高く設定する必
要がある。又、送信機1 b、l b ’にもそれぞれ
独立の局部発振器を使用することができるが、受信機I
P帯におけるビート周波数の変動が許容範囲に収まるよ
う各局部発振器の周波数安定度倉設定する必要がある〇 上述の第1.第2及び第3の各実施例は、いずれも垂直
、水平の両側波に交差偏波干渉を除去するためのビート
検出手段、補償信号結合手段および制御器を備えている
が、衛星通信や多方向多重無線通信方式のように多元接
続を行なう直交偏波無線通信方式の受信局では、一方の
偏波の信号のみしか使用しない場合も考えられ、このよ
うな受信局では使用する偏波に対する交差偏波干渉のみ
金除去すれはよく、一方の偏波にのみ検出および結合手
段を設ければよい。又、いずれの場合も補償信号結合手
段として、位相および振幅を制御できる可変結合器を用
いておシ、その実施例を第2図および第3図に示しであ
るが、補償信号結合手段の構成はこれらの実施例に限定
されるものではない。例えば、第3図の実施例において
、振幅調整器54,55の代夛に振幅一定で位相のみ可
変の二つの位相器を用いても同様な機能を持たせる
1゜ことができ、補償用信号の分岐を結合量
可変の回路(例えば)丁2デー回転を利用し九R,P帯
回路)等を利用するとともできる。更に、降雨による交
差偏波干渉の発生量は周波数によって異なるが、マイク
ロ波帯の周波数では位相伝搬定数の異方性によるものが
減衰量の異方性によるもOK比べて支配的であることが
知られておシ、適当な初期調整を行えば、補償信号の振
幅のみを変化させれば豪雨の場合を除いて十分改善効果
をあげることができる。
信機の高周波部で補償を行う場合の実施例である。第5
図において、受信機2a + 2a ’は前置増幅器2
4.24°を備え、その後に導波管またはストリップ回
路等の高周波回路で構成されたWJ費結合器5b、5b
″が結合され、受信機の局部発振器はjll及び第2の
実施例と異なル蝕立に設けられている。高周波段におけ
る補償には、仁のように受信局部発振器を独立にできる
利点があるが、その周波数安定度は十分高く設定する必
要がある。又、送信機1 b、l b ’にもそれぞれ
独立の局部発振器を使用することができるが、受信機I
P帯におけるビート周波数の変動が許容範囲に収まるよ
う各局部発振器の周波数安定度倉設定する必要がある〇 上述の第1.第2及び第3の各実施例は、いずれも垂直
、水平の両側波に交差偏波干渉を除去するためのビート
検出手段、補償信号結合手段および制御器を備えている
が、衛星通信や多方向多重無線通信方式のように多元接
続を行なう直交偏波無線通信方式の受信局では、一方の
偏波の信号のみしか使用しない場合も考えられ、このよ
うな受信局では使用する偏波に対する交差偏波干渉のみ
金除去すれはよく、一方の偏波にのみ検出および結合手
段を設ければよい。又、いずれの場合も補償信号結合手
段として、位相および振幅を制御できる可変結合器を用
いておシ、その実施例を第2図および第3図に示しであ
るが、補償信号結合手段の構成はこれらの実施例に限定
されるものではない。例えば、第3図の実施例において
、振幅調整器54,55の代夛に振幅一定で位相のみ可
変の二つの位相器を用いても同様な機能を持たせる
1゜ことができ、補償用信号の分岐を結合量
可変の回路(例えば)丁2デー回転を利用し九R,P帯
回路)等を利用するとともできる。更に、降雨による交
差偏波干渉の発生量は周波数によって異なるが、マイク
ロ波帯の周波数では位相伝搬定数の異方性によるものが
減衰量の異方性によるもOK比べて支配的であることが
知られておシ、適当な初期調整を行えば、補償信号の振
幅のみを変化させれば豪雨の場合を除いて十分改善効果
をあげることができる。
以上詳細に説明したように、本発明の交差偏波補償方式
によれば、パイロット信号波を用いることなく、通信用
信号波のビート周波数成分を検出して交差偏波干渉を補
償することができ、アナログ変調方式の場合でも簡単な
構成で無線チャンネルごとの細かい補償が行える効果が
ある。
によれば、パイロット信号波を用いることなく、通信用
信号波のビート周波数成分を検出して交差偏波干渉を補
償することができ、アナログ変調方式の場合でも簡単な
構成で無線チャンネルごとの細かい補償が行える効果が
ある。
第1図は本発明の1の実施例のブロック図、第2図は第
1図の可変結合器および制御器の一実施例のブロック図
、第3図は可変結合器の他の実施例のブロック図、第4
図は本発明の第2の実施例のブロック図、l/E5図は
本発明の第3の実施例のブロック図である。 1.1’、is、la’、lb、lb’−送信機、2.
2’、2a、2a’・・・・・・受信機、3,3°
復調器、4 、4 ’・−・−振幅検波器、5,5°1
5a15b15b’・・・・・・可変結合器、6.6′
・・・・・・制御器、7゜7°・・・・・・狭帯域フィ
ルタ、8,8″・・・・・・検波器、11.11“・・
・・・・変調器、12.22・・・・・局部発振器、1
3・・・・・・低周波発振器、14・・・・・・位相検
波器、15・・・・・・VCO121,21°・・・・
・・加算回路、23゜23′・・・・・・IF増幅器、
24.24°・・・・・・前置増幅器、51・・・・・
・可変減衰器、52・・・・・・可変位相器、53.5
6・・・・・ハイブリッド、54.55・・・・・振幅
調整器、61・・・・・・A/D変換器、62・・・・
・・論理処理回路・63.64・・・・・・D/A変換
器。 隼 2I!I 第 3 図
1図の可変結合器および制御器の一実施例のブロック図
、第3図は可変結合器の他の実施例のブロック図、第4
図は本発明の第2の実施例のブロック図、l/E5図は
本発明の第3の実施例のブロック図である。 1.1’、is、la’、lb、lb’−送信機、2.
2’、2a、2a’・・・・・・受信機、3,3°
復調器、4 、4 ’・−・−振幅検波器、5,5°1
5a15b15b’・・・・・・可変結合器、6.6′
・・・・・・制御器、7゜7°・・・・・・狭帯域フィ
ルタ、8,8″・・・・・・検波器、11.11“・・
・・・・変調器、12.22・・・・・局部発振器、1
3・・・・・・低周波発振器、14・・・・・・位相検
波器、15・・・・・・VCO121,21°・・・・
・・加算回路、23゜23′・・・・・・IF増幅器、
24.24°・・・・・・前置増幅器、51・・・・・
・可変減衰器、52・・・・・・可変位相器、53.5
6・・・・・ハイブリッド、54.55・・・・・振幅
調整器、61・・・・・・A/D変換器、62・・・・
・・論理処理回路・63.64・・・・・・D/A変換
器。 隼 2I!I 第 3 図
Claims (1)
- 送信局と受信局との間で同一周波数の互いに直交する二
つの偏波を用いて異なった情報を伝送する直交偏波無線
通信方式に用いられる伝送中に発生した交差偏波干渉を
受信局側で除去する交差偏波補償方式において、前記送
信局が第1の偏波で第1の搬送周波数の第1の信号を送
信する送信機と、前記第1の偏波と直交する第2の偏波
で前記第1の搬送周波数と僅かに異なる第2の搬送周波
数の第2の信号を送信する送信機とを備え、前記受信局
が前記第1の偏波で第1の信号を受信する第1の受信機
と、前記第2の偏波で第2の信号を受信する第2の受信
機と、前記第1の受信機の受信信号から前記第1の信号
と第2の信号とのビート周波数成分を検出するビート検
出手段と、前記第2の受信機の受信信号を分岐して少な
くともその大きさを制御信号により制御し前記第1の受
信機の受信信号に結合する補償信号結合手段と、前記ビ
ート検出手段の出力をディジタル処理して前記補償信号
結合手段の制御信号を発生し前記ビート検出手段の出力
が最小となるよう制御する制御器とを備えたことを特徴
とする交差偏波補償方式。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12680484A JPS615642A (ja) | 1984-06-20 | 1984-06-20 | 交差偏波補償方式 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12680484A JPS615642A (ja) | 1984-06-20 | 1984-06-20 | 交差偏波補償方式 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS615642A true JPS615642A (ja) | 1986-01-11 |
Family
ID=14944368
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP12680484A Pending JPS615642A (ja) | 1984-06-20 | 1984-06-20 | 交差偏波補償方式 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS615642A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0315990A2 (en) * | 1987-11-10 | 1989-05-17 | Fujitsu Limited | Interference canceller and method of interference cancelling |
US7551678B2 (en) | 2002-12-19 | 2009-06-23 | Fujitsu Limited | OFDM transceiver apparatus |
-
1984
- 1984-06-20 JP JP12680484A patent/JPS615642A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0315990A2 (en) * | 1987-11-10 | 1989-05-17 | Fujitsu Limited | Interference canceller and method of interference cancelling |
US7551678B2 (en) | 2002-12-19 | 2009-06-23 | Fujitsu Limited | OFDM transceiver apparatus |
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