JPS5912833Y2 - マイクロ波トランシ−バ装置 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 この考案はトランシーバに関するものであり、さらに詳
しく言えば単一オシレータ・マイクロ波トランシーバに
関するものである。

たとえば、船と船との間の通信、あるいは市内にある建
物間の短距離通信のような場合に、ケーブル敷設の必要
性をなくするために、無線送信・受信装置（すなわちト
ランシーバ）を使用することが長い間知られていた。

ある通信回線と他の通５信回線との間の混信を制限する
ため、および多くの周波数帯域の混雑を低減するために
、最近では、トランシーバ用の通信回線としては、だん
だんにより高い周波数を採用するのが普通になってきた
。

しかしながら、このようなトランシーバを商業上の目的
に使用するためには、それらが手頃な値段で利用できる
ことが必要である。

しかも、マンハッタンのような特定の地域では、数ギカ
ヘルツ（ＧＨ２）のあたりでさえも、周波数スペクトル
が極度に混雑してきている。

可能な解決策は、より一層高い周波数のマイクロ波通信
回線を採用することである。

しかしながら、トランシーバの周波数が１０ギカヘルツ
という値になると、その周波数を制御するのに必要なオ
シレータは、クライストロンまたは固体オシレータ（ガ
ン、イムパット、オシレータ／マルチグライア等）のい
ずれかで構威しなければならなくなる。

それらは非常に高価であり、トランシーバのコストの可
成りの部分を占めるようになる。

この考案の目的は、改良されたマイクロ波トランシーバ
を提供することである。

また、この発明の他の目的は、たパ−個のマイクロ波オ
シレータしか具備しない改良されたマイクロ波トランシ
ーバを提供することである。

この考案にしたがえば、マイクロ波トランスジューサは
単一のオシレータしか有せず、送信波の一部の漏洩を許
して、これを受信波とともにシングルエンド・ミキサに
供給させ、それによってＦＭ受信機のためのＩＦ周波数
を形成する。

さらにこの考案にしたがえば、単一オシレータ・トラン
シーバは、相互に通信している一対のトランシーバの一
方のオシレータに自動周波数制御を供給するために、Ｆ
Ｍ受信機の出力を利用する。

さらにまた、この考案にしたがえば、ＦＭ受信機の出力
から、送信された変調信号の相殺を実現する単一オシレ
ータ・マイクロ波トランシーバは、マイクロ波オシレー
タに供給される送信機変調信号の振幅を制御するために
受信機の出力を利用している。

それによって、全システムを通じての自動利得制御を実
現して、不所望な送信機変調信号の完全な相殺を確実に
している。

この考案にしたがえば、さらに受信機出力から送信機変
調信号を相殺する回路は、特定のトランシーバがそこに
受信される周波数よりも高い周波数で送信しているか、
あるいは低い周波数で送信しているかにしたがって、相
異なる極性のＦＭ受信機ディスクリミネータ出力を受は
入れるように、切換えられることができる。

この考案は、相当に低いコストで、かつ完全に信頼でき
るトランシーバを提供するものであり、そのトランシー
バは他の同様の受信機とともに、データおよび通信回線
（ｌ １ｎｋ）に容易に利用されることができる。

それが単一のマイクロ波オシレータを使用しているため
ばかりでなく、またシングルエンド・ミキサをも使用し
ているために、この考案の装置は低コストで設備される
ことができる。

この考案は、関連する対のシステムの一方におけるオシ
レータに対してＦＭ受信機出力の自動周波数制御を利用
し、それによってそのシステムが他方のシステム（その
周波数は公称値に制御されている。

）に隷属させられることにより、関連するトランシーバ
におけるオシレータの高度に安定化された動作の必要性
をなくするものである。

完全システム・フィードバック自動利得制御回路の使用
によって、受信機出力からの送信機変調信号の完全な相
殺は、この考案にしたがったトランシーバを音声通信（
この場合には、ある程度のクロスモジュレーションは許
容される。

）に対してのみならず、デジタル・データ通信（この場
合には、信号のクロストークは本質的に許容されない。

）に対しても有用なものとする。

この考案のその他の目的、特徴および利点は、添付図面
の実施例に関する以下の詳細な説明からより明瞭になる
であろう。

図面を参照して本考案を説明する。

送信されようとしている信号は、送信機入力変調信号（
伝送されるべき声、音、パルス等の信号）よりなり、信
号ライン２から可変利得増幅器４に供給される。

ライン２上の信号は、所望により、アナログ信号（音声
またはテレメータ情報のようなもの）、あるいはデジタ
ル信号であることができる。

可変利得増幅器４はライン６上の自動利得制御（ＡＧＣ
）信号に応答して、ライン８上に変調信号を発生する。

その利得は、後で説明するように、受信信号からのこれ
ら信号の完全な相殺を可能にするように調節されたレベ
ルである。

ライン８はビデオ加算装置１０に接続される。

ビデオ加算装置は、ライン８上の信号をライン１２上の
ＤＣ信号と加算し、ライン１６によって加算装置１０に
接続された電圧可変オシレータ１４の公称周波数すなわ
ち中心周波数を制御する。

このようにして、ライン１２上のＤＣ信号がオシレータ
１４の中心周波数すなわち搬送周波数を決定し、一方で
は、ライン８上の変調信号がオシレータ１４の搬送周波
数に加えられるべきＦＭ変調の周波数変化 （ｅｘｃｕｒｓｉｏｎ）の時間変動と限度を制御する。

オシレータ１４の出力は、適当なマイクロ波伝送ライン
１８（同軸線路または導波管のようなもの）によって、
直交（オルソ）モードトランスジューサ２０に供給され
る。

前記トランスジューサ２０は、制御されたバイパスまた
は漏洩特性をもった偏波感応３開ロサーキユレータであ
る。

伝送ライン１８上のエネルギの大部分は、矢印２４で示
しているように、直交モード・トランスジューサ２０に
よってアンテナ２２に結合される。

アンテナ２２に受信された（同じ周波数で作動している
遠方の送信機から）エネルギは、矢印２８で示している
ように、伝送線２６に供給される。

しかしながら、その上に、直交モード・トランスジュー
サ２０は、点線矢印３０で示しているように、伝送線１
８から伝送線２６に向けて、制御された量の漏洩を生ず
るように調節されることができる。

伝送線１８から伝送線２６に向って、直交←ド・トラン
スジューサを通して漏洩したエネルギは、直交モード・
トランスジューサ２０によってアンテナ２２から伝送ラ
イン２６へ伝送された受信信号と混合するためのローカ
ルオシレータ信号の代りに使用される。

このようにして、受信信号とオシレータ１４からの微小
信号との両者が伝送ライン２６上に生じ、これらの信号
はシングルエンド・ミキサ３２に供給される。

シングルエンド・ミキサ３２の出力は、同軸ケーブルか
らなるのが望ましい適当な伝送ライン３４によって、Ｆ
Ｍ受信機３６に供給される。

前記ＦＭ受信機３６は、典型的には、シングルエンド・
ミキサの出力と適当に整合するように設計されたマツチ
ング用前置増幅器を含んでいる。

さらに、その後には制限器付ＩＦ増幅器およびディスク
リミネータが配置され、後者は所望のオーディオあるい
はビデオ出力だけを発生する。

しかしながら、この場合には、ＦＭ受信機３６の出力は
、遠隔地の送信機からアンテナ２２に受信された搬送波
にのっている変調信号からなるビデオだけでなく、ロー
カルオシレータ信号として役立つように直交モード・ト
ランスジューサを通して漏洩させられたオシレータ１４
の信号に含まれている変調信号をも含んでいる。

これは送信機変調信号を構成するものであり、それは、
遠隔の送信機からアンテナ２２に受信された信号の変調
の忠実な再生である受信機出力信号をライン４０上に生
ずるために、受信機変調信号から相殺されなければなら
ない。

ＦＭ受信機３６の出力は、ライン４２を介してスイッチ
４４に供給される。

前記スイッチは、第１抵抗４６を通してオペレーション
増幅器４８の正入力へ信号を通過させることができ（図
面において示した状態）、あるいは抵抗５０を通してオ
ペレーション増幅器４８の負入力へ信号を通過させるこ
ともできる。

他の抵抗５２は、ライン２上の送信機入力変調信号に応
答する遅延装置５４の出力から、ライン５３上に信号を
受ける。

遅延装置５４の遅延時間は、ライン２から可変利得増幅
器４、オシレータ１４、トランスジューサ２０、ミキサ
ー３２、受信機３６、および増幅器４８を通してライン
４０に達するまでの回路伝播時間に等しくなるように調
整される。

したがって、オペレーション増幅器４８で完全に相殺さ
れないで、ライン４０上に現われる送信された変調のい
かなる成分も、遅延装置５４の遅延送信機変調信号出力
と正確に同相になるであろう。

遅延装置５４は、もし必要ならば、それを精密に調整で
きるように、タップ付の遅延装置とすることもできる。

しかしながら、実際には、ある装置における遅延は容易
に決定することが可能であり、そしてそれ以後は、適当
な特性の固定遅延装置が用いられることができる。

ライン５３上の遅延装置５４の出力は、ライン４０上の
オペレーション増幅器の出力とともに位相感応復調器５
６に供給される。

前記復調器の出力は、ライン６上のＡＧＣ信号を形成す
る。

作動に際しては、遅延装置５４の出力は位相感応復調器
（それは既知のどのような型の同期復調器であってもよ
く、周波数制御または基準入力の周波数で信号入力を単
に全波整流するものでよい。

）の位相制御入力として用いられる。

したがって、位相感応復調器５６の出力は時間によって
変動するＤＣ信号からなり、その大きさは、相殺されず
に残っており、その故にライン４０上になお発生される
送信機入力変調信号の大きさの関数となる。

適当な回路パラメータの調節によって、ライン６上の前
記出力信号は、信号ライン４０から送信機入力変調信号
が取除かれ、その完全な相殺が達成されるように、可変
利得増幅器４の利得を制御するのに用いられる。

このようにして、ＡＧＣ回路（それはオペレーション増
幅器４８、位相感応復調器５６および可変利得増幅器４
を含む）が全システムのスケール（ｓｃａｌｅ）ファク
タをすべて調節し、それによって、ＦＭ受信機３６の出
力から送信機人力変調信号を相殺することを自動的に確
実にする。

図に示されたような型の二つのトランシーバが、ＦＭ受
信機３６の設計ＩＦ周波数だけはなれた周波数で動作し
ており、そのために、伝送ライン１８から伝送ライン２
６へ漏洩したローカル信号とアンテナから伝送ライン２
６へ通過させられた受信信号との差がＩＦ周波数に等し
くなることを保証するために、自動周波数制御（ＡＦＣ
）回路６０が、ＦＭ受信機３６の出力とビデオ加算増幅
器１０との間に接続される。

ＡＦＣ回路６０の出力はスイッチ６２を介して信号ライ
ン１２に供給される。

スイッチが図示の位置にある時には、ＡＦＣ回路６０が
ループ内に接続されて、オシレータ１４の搬送周波数を
制御する。

しかしながら、ここに図示したような設計の第２のトラ
ンシーバが、ここに図示したものとともに作動している
場合には、そのスイツチ６２が図示位置とは反対の方へ
切換えられる。

これによって、電源６４からのＤＣ電圧を信号ライン１
２に供給し、関連するオシレータ１４の搬送周波数を制
御する。

かくして、一つのオシレータは、周波数に関しては、公
称値にしたがって制御され、またそれから受信している
トランシーバのオシレータは、ＡＦＣ回路６０によって
、ＩＦ周波数だけの差をもってそれにロックされる。

もし切要ならば、スイッチ４４とスイッチ６２とは、点
線６６で図示しているように連動させることができる。

スイッチ躬は、受信情報がオシレータ１４の周波数より
も高い搬送周波数で受信されているか、あるいは低い搬
送周波数で受信されているかにしたがって、ＦＭ受信機
３６内のディスクリミネータの出力の極性の違いを調節
する。

作動に際しては、一方のトランシーバは他方のトランシ
ーバよりも高い周波数で送信し、それぞれの搬送周波数
間の差は両方のＦＭ受信機のＩＦ周波数に等しい。

受信された変調信号が二つの周波数のうちの高い方であ
るか、低い方であるかにしたがって、ディスクリミネー
タは反対の極性の出力を生ずるであろう。

それ故に、相殺を実現するためには、ＦＭ受信機３６の
出力は、ある場合には、遅延装置５４の出力に加算され
なければならないし、また逆の場合には、それは減算さ
れなければならない。

その代りに、もしも所望ならば、スイッチ４４はライン
４２ではなくて、ライン５３の供給点を切換えることも
できる。

もちろん、二種の違ったトランシーバ（一つはＤＣ電源
６４だけを具備し、他方はＡＦＣ６０だけを具備するも
の）が、対として使用されるように準備されることもで
きる。

このことはまた、ディスクリミネータの出力極性を固定
させることになる。

それ故に、二つのスイッチ劇および６２は省略されるで
あろう。

オシレータ１４は、もしも所望ならば、クライストロン
で構成できる。

しかしながら、クライストロンは管（ｔｕｂｅ）である
から、寿命に限りがあり、比較的信頼度も低く、さらに
その上に高電圧電源を必要とする。

また、クライストロンおよびその周辺装置は非常に高価
である。

これに対して、所望の周波数（それは４０ＧＨ２程度で
ある）で作動することのできるガン・オシレータは好適
である。

それに加えて、ガン・オシレータにおいてはノイズの発
生が比較的少ないから、この考案ではこれを利用するの
が好ましい。

なぜならば、この考案ではシングルエンド・ミキサが用
いられており、これは、ダブルエンド・ミキサでは存在
することが知られているノイズ相殺（ＡＭの相殺）作用
をもたないからである。

シングルエンド・ミキサの採用は、この考案によるもう
一つのコスト節減である。

その同調のためのバラクタダイオードを有するものを含
み、市場で入手できるどのようなガン・オシレータでも
使用することができる。

一方において、バラクタ同調ダイオードを備えておらず
、適当な空胴内に適当な出力結合を配置したガンダイオ
ードだけのオシレータにおいて、適当な周波数制御が得
られることがわかった。

所望によっては、他の既知の固体オシレータも用いられ
ることができる。

直交モード・トランスジューサは、前述のような様式で
作動するどのような偏波感応サーキュレータ型の装置か
ら戊ってもよい。

もしも伝送ライン１８が、たとえば垂直偏波のみしか通
さない導波管であるならば、トランスジューサ２０はそ
の大部分をアンテナに結合させ、その小部分を伝送ライ
ン２６へ結合させるであろう。

したがって、送信は垂直（偏波）であり、受信された水
平偏波は伝送ライン２６へだけ通過する。

偏波感応装置を採用する目的は、完全な二重動作（同時
に送信と受信を行なうこと）が、受信機に到達する送信
機出力の漏洩が所望値を超すことなく、遠戚されるよう
にすることである。

そのような場合には、直交モード・トランスジューサは
適当な型の幅射器に給電する最終素子よりなり、さらに
それは、もしも所望ならば、集束性の皿型レフレクタに
エネルギを指向させたり、あるいはホーンに単に給電す
ることができる。

４０ ＧＨｚ帯に用いて好適であることがわかった一つ
の直交モード・トランスジューサは、マサチューセッツ
州ナテイツクのマイクロウェーブ・ディベロップメント
・ラボラトリーズからＳＤ ５６５２という名称で販売
されているものである。

アンテナ２２は両方の偏波をサポートしなければならな
い。

各トランスジューサをトランシーバ又はアンテナの垂直
面に対して４５°に配向することによって、すべてのト
ランシーバはどのトランシーバをも機械的に再配向する
ことなく互いに交信することができる。

ミキサ３２は非直線性であり、導波管２６内で周波数（
複数）の差を生ずる。

それは既知のマイクロ波シングルエンド・ミキサのどれ
で構成されてもよく、例えばマサチューセッツ州ナテイ
ツクのマイクロウェーブ・ディベロップメント・ラボラ
トリーズから２８ＤＨ３６−１の名称で販売されている
ものでよい。

ＦＭ受信機は、この考案のトランシーバの、所望の高周
波動作の観点から、相当に高いＩＦ周波数で動作するこ
とのできる適当な受信機であれば何でもよい。

そのようなＦＭ受信機は、実際に、一体化した形態で使
用することができる。

適当なＦＭ受信機の一例は、カリフォルニア州カルバー
市のヨーロピアン・エレクトロニック・プロダクツから
ＬＭ３６１という商品名で販売されているものである。

ＡＦＣ回路６０は、放送用ＦＭ受信機の回路に用いられ
ているのと同じ型式のＡＦＣ回路であってよい。

位相感応復調器は、既知のどのような様式にでも、商業
上入手可能のリニア一体化回路で容易に構成することが
できる。

可変利得増幅器は既知のどのような型のものでもよい。

適当な増幅器の一例は、ＲＣＡから名称３０２８で売ら
れているものである。

この考案は、その好ましい実施例に関して図示され、説
明されたけれども、この考案の範囲がら逸脱することな
しに、前述したところ、およびその他の種々の変更や省
略がその形式および詳細な点でなされ得るということは
、この種技術の熟達者には了解されなければならない。

【図面の簡単な説明】

添付の図面は、この考案によるトランシーバの概略を示
すブロック図である。 ２・・・・・・送信機人力、４・・・・・・可変利得増
幅器、１４・・・・・・オシレータ、２０・・・・・・
直交モード・トランスジューサ、２２・・・・・・アン
テナ、３２・・・・・・シングルエンド・ミキサ、３６
・・・・・・ＦＭ受信機、４０・・・・・・受信器出力
、４８・・・・・・オペレーション増幅器、５６・・・
・・・位相感応復調器、６０・・・・・・ＡＦＣ回路、
６４・・・・・・ＤＣ電源。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 入力変調信号２に従って変調された信号を送信する単一
   のオシレータと、送信されるべく変調されたマイクロ波
   エネルギの小部分をミキシング段階に於て受信エネルギ
   の復調のためのローカルオシレータ信号として受けるＦ
   Ｍ受信機とを有し、同様の一対の装置によって作動すべ
   く構威されたトランシーバ装置に於て、前記ＦＭ受信機
   の出力より前記入力変調信号を取消し或いは減する相殺
   手段４，６．４４〜５６を有し、前記相殺手段は前記入
   力変調信号を前記オシレータ１４に接続する可変利得増
   幅器４と、前記ＦＭ受信機３２．３４．３６の出力４２
   に含まれている入力変調信号の量を感知し前記可変利得
   増幅器４の利得を制御６して前記ＦＭ受信機３２．３４
   ．３６の出力４２□に加えられる個。 ４６、５０．５２．５３．５４人力変変調量を打消す度
   合の変調信号を前記オシレータ１４に与える手段４８゜
   ５３、５４．５６とを有し、これによって前記ＦＭ受信
   機３２、３４．３６の出力４２より入力変調信号を除去
   するよう構成されたマイクロ波トランシーバ装置。