JPH0677852A - Ｆｍ受信機 - Google Patents
Ｆｍ受信機Info
- Publication number
- JPH0677852A JPH0677852A JP5152148A JP15214893A JPH0677852A JP H0677852 A JPH0677852 A JP H0677852A JP 5152148 A JP5152148 A JP 5152148A JP 15214893 A JP15214893 A JP 15214893A JP H0677852 A JPH0677852 A JP H0677852A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- phase
- quadrature
- receiver
- stage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 12
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 4
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 4
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 238000005191 phase separation Methods 0.000 description 2
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 2
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 2
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 1
- 235000013405 beer Nutrition 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/161—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
- Structure Of Receivers (AREA)
- Burglar Alarm Systems (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＦＭ受信機の信号処理を向上させると共にそ
の大部分を集積化し得るようにする。 【構成】 ＲＦセクションＲＦと、所望のＲＦ受信信号
を第１中間周波数に平均して位置する搬送周波数を有す
る第１ＩＦ信号信号に変換する第１混合段Ｍ１と、第１
ＩＦ信号を選択する第１ＩＦセクションＩＦ１と、第１
ＩＦ信号を第１中間周波数より低い第２中間周波数に平
均して位置する搬送周波数を有する第２ＩＦ信号に変換
する第２混合段Ｍ２と、第２ＩＦ信号を選択する第２Ｉ
ＦセクションＩＦ２と、第２ＩＦセクションに結合され
前記所望のＲＦ信号のベースバンド変調信号を復調する
ＦＭ復調器ＤＥＭと、その後段にあって、ベースバンド
変調信号を選択する低域通過フィルタＡＳＰとを具えた
ＦＭ受信機において、第２ＩＦセクションＩＦ２とＦＭ
復調器ＤＥＭとの間に、第２ＩＦ信号を第２中間周波数
より高い第３中間周波数に平均して位置する搬送波周波
数を有する第３ＩＦ信号に変換する第３混合段Ｍ３を配
置したことを特徴とする。
の大部分を集積化し得るようにする。 【構成】 ＲＦセクションＲＦと、所望のＲＦ受信信号
を第１中間周波数に平均して位置する搬送周波数を有す
る第１ＩＦ信号信号に変換する第１混合段Ｍ１と、第１
ＩＦ信号を選択する第１ＩＦセクションＩＦ１と、第１
ＩＦ信号を第１中間周波数より低い第２中間周波数に平
均して位置する搬送周波数を有する第２ＩＦ信号に変換
する第２混合段Ｍ２と、第２ＩＦ信号を選択する第２Ｉ
ＦセクションＩＦ２と、第２ＩＦセクションに結合され
前記所望のＲＦ信号のベースバンド変調信号を復調する
ＦＭ復調器ＤＥＭと、その後段にあって、ベースバンド
変調信号を選択する低域通過フィルタＡＳＰとを具えた
ＦＭ受信機において、第２ＩＦセクションＩＦ２とＦＭ
復調器ＤＥＭとの間に、第２ＩＦ信号を第２中間周波数
より高い第３中間周波数に平均して位置する搬送波周波
数を有する第３ＩＦ信号に変換する第３混合段Ｍ３を配
置したことを特徴とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＲＦセクションと、所
望のＲＦ受信信号を第１中間周波数に平均して位置する
搬送周波数を有する第１ＩＦ信号信号に変換する第１混
合段と、第１ＩＦ信号を選択する第１ＩＦセクション
と、第１ＩＦ信号を第１中間周波数より低い第２中間周
波数に平均して位置する搬送周波数を有する第２ＩＦ信
号に変換する第２混合段と、第２ＩＦ信号を選択する第
２ＩＦセクションと、第２ＩＦセクションに結合され前
記所望のＲＦ信号のベースバンド変調信号を復調するＦ
Ｍ復調器と、その後段にあって、ベースバンド変調信号
を選択する低域通過フィルタとを具えたＦＭ受信機及び
斯かるＦＭ受信機用のＩＦ段に関するものである。
望のＲＦ受信信号を第１中間周波数に平均して位置する
搬送周波数を有する第１ＩＦ信号信号に変換する第１混
合段と、第１ＩＦ信号を選択する第１ＩＦセクション
と、第１ＩＦ信号を第１中間周波数より低い第２中間周
波数に平均して位置する搬送周波数を有する第２ＩＦ信
号に変換する第２混合段と、第２ＩＦ信号を選択する第
２ＩＦセクションと、第２ＩＦセクションに結合され前
記所望のＲＦ信号のベースバンド変調信号を復調するＦ
Ｍ復調器と、その後段にあって、ベースバンド変調信号
を選択する低域通過フィルタとを具えたＦＭ受信機及び
斯かるＦＭ受信機用のＩＦ段に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】このタイプのＦＭ受信機は、例えばＰＣ
Ｔ特許出願Ｗ０８８／０８２２３号から既知である。既
知のＦＭ受信機では、第一混合段が可同調であり、これ
を用いて所望のＲＦ受信信号をＲＦＦＭ受信帯域から1
0.7ＭＨz の固定の第１中間周波数に周波数変換する。
こうして得られた10.7ＭＨz の第１ＩＦ信号を第１ＩＦ
セクションで選択し、次いで第２混合段により 700ＫＨ
z の固定の第２中間周波数に周波数変換して前記第２Ｉ
Ｆ信号を得る。この 700ＫＨz の第２ＩＦ信号をフィル
タリングした後に前記ＦＭ復調器により復調する。
Ｔ特許出願Ｗ０８８／０８２２３号から既知である。既
知のＦＭ受信機では、第一混合段が可同調であり、これ
を用いて所望のＲＦ受信信号をＲＦＦＭ受信帯域から1
0.7ＭＨz の固定の第１中間周波数に周波数変換する。
こうして得られた10.7ＭＨz の第１ＩＦ信号を第１ＩＦ
セクションで選択し、次いで第２混合段により 700ＫＨ
z の固定の第２中間周波数に周波数変換して前記第２Ｉ
Ｆ信号を得る。この 700ＫＨz の第２ＩＦ信号をフィル
タリングした後に前記ＦＭ復調器により復調する。
【０００３】ＦＭ復調においては信号乗算及び非線形信
号処理が行われるため多くの混合出力成分及び特に高次
の妨害成分が不可避である。このような妨害成分を有効
に抑圧するためには複雑且つ高価なフィルタが必要とさ
れる。このようなフィルタはＦＭ受信機の集積化を妨げ
る。
号処理が行われるため多くの混合出力成分及び特に高次
の妨害成分が不可避である。このような妨害成分を有効
に抑圧するためには複雑且つ高価なフィルタが必要とさ
れる。このようなフィルタはＦＭ受信機の集積化を妨げ
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は既知の
ＦＭ受信機の信号処理を改善すると共に大部分が集積化
されたＦＭ受信機を提供することにある。本発明の他の
目的は、スーパーヘテロダイン型のほぼ全ての既存のＦ
Ｍ受信機のＩＦ回路と簡単に交換することができると共
に既知のＩＦフィルタの選択度より著しく高い選択度を
実現することができる、ほぼ完全に集積化可能なＩＦ段
を提供することにある。
ＦＭ受信機の信号処理を改善すると共に大部分が集積化
されたＦＭ受信機を提供することにある。本発明の他の
目的は、スーパーヘテロダイン型のほぼ全ての既存のＦ
Ｍ受信機のＩＦ回路と簡単に交換することができると共
に既知のＩＦフィルタの選択度より著しく高い選択度を
実現することができる、ほぼ完全に集積化可能なＩＦ段
を提供することにある。
【０００５】本発明は頭書に記載したタイプのＦＭ受信
機において、第２ＩＦセクションとＦＭ復調器との間
に、第２ＩＦ信号を第２中間周波数より高い第３中間周
波数に平均して位置する搬送波周波数を有する第３ＩＦ
信号に変換する第３混合段を配置したことを特徴とす
る。
機において、第２ＩＦセクションとＦＭ復調器との間
に、第２ＩＦ信号を第２中間周波数より高い第３中間周
波数に平均して位置する搬送波周波数を有する第３ＩＦ
信号に変換する第３混合段を配置したことを特徴とす
る。
【０００６】本発明は、第３混合段を設けることにより
追加の自由度が得られ、第２中間周波数を十分低く選択
して十分大きなダイナミックレンジで第２ＩＦセクショ
ンを大部分集積化することが可能になると共に、第３中
間周波数を十分高く選択して周波数復調中に発生する高
次妨害成分が所望のベースバンド変調信号から十分遠く
離れた位置に生ずるようにしてこれら高次妨害成分を容
易に集積化し得る低域通過フィルタにより抑圧すること
が可能になるという認識に基づくものである。
追加の自由度が得られ、第２中間周波数を十分低く選択
して十分大きなダイナミックレンジで第２ＩＦセクショ
ンを大部分集積化することが可能になると共に、第３中
間周波数を十分高く選択して周波数復調中に発生する高
次妨害成分が所望のベースバンド変調信号から十分遠く
離れた位置に生ずるようにしてこれら高次妨害成分を容
易に集積化し得る低域通過フィルタにより抑圧すること
が可能になるという認識に基づくものである。
【０００７】本発明の手段によれば、十分大きなダイナ
ミックレンジを維持したまま選択度を既知のＦＭ受信機
より大きく向上させることができ、且つ周波数復調時に
おける高次妨害効果を著しく減少させることができると
共に集積化度を著しく大きくすることができる。
ミックレンジを維持したまま選択度を既知のＦＭ受信機
より大きく向上させることができ、且つ周波数復調時に
おける高次妨害効果を著しく減少させることができると
共に集積化度を著しく大きくすることができる。
【０００８】本発明のこのようなＦＭ受信機において
は、第３中間周波数を第１中間周波数に等しくし、且つ
互に等しい第２及び第３混合信号を第２及び第３混合段
に供給するようにするのが好ましい。この構成によれば
第２及び第３混合段の混合信号を一つの同一の固定の局
部発振器により発生させることが可能になり、ＦＭ受信
機の一層の簡単かが得られる。
は、第３中間周波数を第１中間周波数に等しくし、且つ
互に等しい第２及び第３混合信号を第２及び第３混合段
に供給するようにするのが好ましい。この構成によれば
第２及び第３混合段の混合信号を一つの同一の固定の局
部発振器により発生させることが可能になり、ＦＭ受信
機の一層の簡単かが得られる。
【０００９】更に、このようなＦＭ受信機においては、
第２混合段、第２ＩＦセクション及び第３混合段を、一
つの構成素子として容易に集積化し得ると共に慣例のス
ーパヘテロダインＦＭ受信機の前記第１中間周波数に同
調されたＩＦフィルタと交換し得る着脱可能なＩＦ段と
して実現することができる。このようなＩＦ段を慣例の
スーパヘテロダインＦＭ受信機のＩＦ選択手段として使
用すると、本発明ＦＭ受信機が得られる。
第２混合段、第２ＩＦセクション及び第３混合段を、一
つの構成素子として容易に集積化し得ると共に慣例のス
ーパヘテロダインＦＭ受信機の前記第１中間周波数に同
調されたＩＦフィルタと交換し得る着脱可能なＩＦ段と
して実現することができる。このようなＩＦ段を慣例の
スーパヘテロダインＦＭ受信機のＩＦ選択手段として使
用すると、本発明ＦＭ受信機が得られる。
【００１０】本発明においては、頭書に記載したタイプ
のＦＭ受信機に使用し得るＩＦ段を、第１ＩＦ信号を受
信するＩＦ入力端子を有すると共に該入力端子に順に結
合された第２混合段と、第２ＩＦセクションと、第３混
合段とを具え、前記第３混合段が当該ＩＦ段のＩＦ出力
端子に結合され、互に等しい第２及び第３混合信号が共
通の固定発振器から前記第２及び第３混合段に供給され
るように構成する。
のＦＭ受信機に使用し得るＩＦ段を、第１ＩＦ信号を受
信するＩＦ入力端子を有すると共に該入力端子に順に結
合された第２混合段と、第２ＩＦセクションと、第３混
合段とを具え、前記第３混合段が当該ＩＦ段のＩＦ出力
端子に結合され、互に等しい第２及び第３混合信号が共
通の固定発振器から前記第２及び第３混合段に供給され
るように構成する。
【００１１】本発明ＦＭ受信機及び特にそのＩＦ段の他
の好適実施例では、非線形歪みを既知のＦＭ受信機より
低減させるために、単相信号を一対の直角位相信号に変
換する分相装置と、可同調直角位相ＩＦ選択手段として
動作する共振増幅器とを具え、該共振増幅器が同相及び
直角出力端子から第２ＩＦ信号の同相及び直角成分を前
記第３混合段に供給し、前記第３混合段が同相及び直角
乗算回路と重畳段とを具え、第２ＩＦ信号の同相及び直
角成分を第３ＩＦ信号の同相及び直角成分に変換すると
共に両成分を互に重畳して直角位相の第３中間周波数信
号を単相信号に変換するよう構成する。
の好適実施例では、非線形歪みを既知のＦＭ受信機より
低減させるために、単相信号を一対の直角位相信号に変
換する分相装置と、可同調直角位相ＩＦ選択手段として
動作する共振増幅器とを具え、該共振増幅器が同相及び
直角出力端子から第２ＩＦ信号の同相及び直角成分を前
記第３混合段に供給し、前記第３混合段が同相及び直角
乗算回路と重畳段とを具え、第２ＩＦ信号の同相及び直
角成分を第３ＩＦ信号の同相及び直角成分に変換すると
共に両成分を互に重畳して直角位相の第３中間周波数信
号を単相信号に変換するよう構成する。
【００１２】この手段を使用すると、直角位相フィルタ
として使用される共振増幅器が対称な帯域特性を有し、
極めて低い値の共振周波数でも共振周波数を中心に点対
称の位相特性を有する。このような共振増幅器は完全に
集積することができ、このような増幅器自体は例えば欧
州特許出願ＥＰ０４２０９７４号から既知である。共振
増幅器は、第２混合段の出力信号を共振増幅器の同相及
び直角入力端子に共通に供給することにより分相装置と
しても用いることができる。共振増幅器が十分高いＱの
とき、共振増幅器の同相及び直角出力信号が正確な直角
位相関係になる。
として使用される共振増幅器が対称な帯域特性を有し、
極めて低い値の共振周波数でも共振周波数を中心に点対
称の位相特性を有する。このような共振増幅器は完全に
集積することができ、このような増幅器自体は例えば欧
州特許出願ＥＰ０４２０９７４号から既知である。共振
増幅器は、第２混合段の出力信号を共振増幅器の同相及
び直角入力端子に共通に供給することにより分相装置と
しても用いることができる。共振増幅器が十分高いＱの
とき、共振増幅器の同相及び直角出力信号が正確な直角
位相関係になる。
【００１３】第２混合段を分相装置として動作させるこ
ともでき、この場合にはこの目的のために、この混合段
に同相及び直角乗算回路を設け、これら乗算回路の信号
入力端子を第１ＩＦセクションの出力端子に共通に結合
し、これら乗算回路の混合信号入力端子を固定局部直角
位相発振器の同相及び直角出力端子にそれぞれ結合し、
これら乗算回路の出力端子を共振増幅器の同相及び直角
入力端子にそれぞれ結合し、前記直角位相発振器の同相
及び直角出力端子を第３混合段の同相及び直角乗算回路
のそれぞれの混合信号入力端子にも結合する。
ともでき、この場合にはこの目的のために、この混合段
に同相及び直角乗算回路を設け、これら乗算回路の信号
入力端子を第１ＩＦセクションの出力端子に共通に結合
し、これら乗算回路の混合信号入力端子を固定局部直角
位相発振器の同相及び直角出力端子にそれぞれ結合し、
これら乗算回路の出力端子を共振増幅器の同相及び直角
入力端子にそれぞれ結合し、前記直角位相発振器の同相
及び直角出力端子を第３混合段の同相及び直角乗算回路
のそれぞれの混合信号入力端子にも結合する。
【００１４】選択度を更に向上させるために、最後に述
べた本発明ＦＭ受信機において、第２ＩＦセクションが
同調制御入力端子を有する可同調ＩＦ選択手段を具え、
その同調制御入力端子に前記所望のＲＦ受信信号のベー
スバンド変調信号を供給して変調信号により可同調ＩＦ
選択手段の同調のダイナミックトラッキングを行うよう
にするのが好ましい。
べた本発明ＦＭ受信機において、第２ＩＦセクションが
同調制御入力端子を有する可同調ＩＦ選択手段を具え、
その同調制御入力端子に前記所望のＲＦ受信信号のベー
スバンド変調信号を供給して変調信号により可同調ＩＦ
選択手段の同調のダイナミックトラッキングを行うよう
にするのが好ましい。
【００１５】慣例のスーパヘテロダインＦＭ受信機のＩ
Ｆ選択手段として使用すると本発明ＦＭ受信機の最後に
述べた好適実施例が得られる本発明によるＩＦ段であっ
て、前記同調制御が不安定にならないようにしたＩＦ段
においては、第２ＩＦセクション内の可同調ＩＦ選択手
段の後に、この可同調ＩＦ選択手段の出力端子から同調
制御入力端子への同調制御ループ内に配置された別のＦ
Ｍ復調器を設け、前記同調制御ループが１より小さい閉
ループ利得を有するようにする。
Ｆ選択手段として使用すると本発明ＦＭ受信機の最後に
述べた好適実施例が得られる本発明によるＩＦ段であっ
て、前記同調制御が不安定にならないようにしたＩＦ段
においては、第２ＩＦセクション内の可同調ＩＦ選択手
段の後に、この可同調ＩＦ選択手段の出力端子から同調
制御入力端子への同調制御ループ内に配置された別のＦ
Ｍ復調器を設け、前記同調制御ループが１より小さい閉
ループ利得を有するようにする。
【００１６】本発明の最後に述べたＦＭ受信機の更に好
適な実施例では、前記別のＦＭ復調器がリミタ回路を具
え、このリミタ回路を第４混合段を経て乗算回路の第１
入力端子に接続すると共にフィルタ回路及びその後段の
第５混合段を経てこの乗算回路の第２入力端子に接続
し、この乗算回路の両入力信号の周波数の上昇変換のた
めに互に等しい混合信号を前記第４及び第５混合段に供
給する。この手段を使用すると、復調中に発生する高次
妨害成分が所望のベースバンド変調信号に対し大きく周
波数シフトするためＦＭ復調器の集積化が簡単になると
共にＦＭ復調器の出力側において妨害の有効な抑圧が簡
単な低域通過フィルタにより十分に実現される。
適な実施例では、前記別のＦＭ復調器がリミタ回路を具
え、このリミタ回路を第４混合段を経て乗算回路の第１
入力端子に接続すると共にフィルタ回路及びその後段の
第５混合段を経てこの乗算回路の第２入力端子に接続
し、この乗算回路の両入力信号の周波数の上昇変換のた
めに互に等しい混合信号を前記第４及び第５混合段に供
給する。この手段を使用すると、復調中に発生する高次
妨害成分が所望のベースバンド変調信号に対し大きく周
波数シフトするためＦＭ復調器の集積化が簡単になると
共にＦＭ復調器の出力側において妨害の有効な抑圧が簡
単な低域通過フィルタにより十分に実現される。
【００１７】リミタ及びＦＭ復調器に関し同一の効果が
得られる本発明の他の好適実施例では、前記別のＦＭ復
調器がリミタ回路を具え、このリミタ回路を乗算回路の
第１入力端子に直接接続すると共にフィルタ回路を経て
この乗算回路の第２入力端子に接続し、且つこのリミタ
回路の前に、これに供給される信号の周波数の上昇変換
用の第６混合段を配置する。
得られる本発明の他の好適実施例では、前記別のＦＭ復
調器がリミタ回路を具え、このリミタ回路を乗算回路の
第１入力端子に直接接続すると共にフィルタ回路を経て
この乗算回路の第２入力端子に接続し、且つこのリミタ
回路の前に、これに供給される信号の周波数の上昇変換
用の第６混合段を配置する。
【００１８】フィルタリングをかなり低い周波数で行い
得るようにした本発明の更に他の好適実施例では、最初
にのべたＦＭ復調器及び前記別のＦＭ復調器の少なくと
も一つがリミタ回路と、２個の入力端子と１個の出力端
子を有する乗算回路と、このリミタ回路とこの乗算回路
の一方の入力端子との間に配置されたフィルタ回路とを
具え、このフィルタ回路をこのフィルタ回路の入力信号
及び出力信号の周波数の下降変換用及び上昇変換用の第
７及び第８混合段の間に配置する。
得るようにした本発明の更に他の好適実施例では、最初
にのべたＦＭ復調器及び前記別のＦＭ復調器の少なくと
も一つがリミタ回路と、２個の入力端子と１個の出力端
子を有する乗算回路と、このリミタ回路とこの乗算回路
の一方の入力端子との間に配置されたフィルタ回路とを
具え、このフィルタ回路をこのフィルタ回路の入力信号
及び出力信号の周波数の下降変換用及び上昇変換用の第
７及び第８混合段の間に配置する。
【００１９】
【実施例】本発明を図面を参照して実施例につき詳細に
説明する。各図において対応する素子は同一の符号で示
してある。図１は本発明ＦＭ受信機を示し、この受信機
はアンテナＡＮＴを接続する無線周波数（ＲＦ）アンテ
ナ入力端子（ＦＩ）を有し、この入力端子に順に結合さ
れたＲＦ入力セクションＲＦ、ＲＦ増幅用及び所望のＲ
Ｆ ＦＭ受信信号選択用の可同調ＲＦ入力フィルタＲＦ
Ｆ、同調発振器ＴＯから可同調発振信号を受信し所望の
ＲＦ ＦＭ受信信号を第１中間周波数f1に平均して位置
する搬送波周波数を有する第１中間周波数（ＩＦ）に周
波数変換する第１混合段Ｍ１、第１ＩＦ信号選択用の第
１ＩＦセクションＩＦ１、第２ＩＦ信号選択用の後述の
第２ＩＦ段ＩＦＳ、第３ＩＦ信号選択用の第３ＩＦセク
ションＩＦ３、第３ＩＦセクションＩＦ３により選択さ
れ第３ＩＦ信号を復調する第１ＦＭ復調器ＤＥＭ、及び
音声再生装置Ｌ前にあって前記所望のＲＦ ＦＭ受信信
号の復調されたベースバンド変調信号の選択用及び音声
信号処理兼再生用の低域通過フィルタ及び音声信号処理
装置ＡＳＰを備えている。
説明する。各図において対応する素子は同一の符号で示
してある。図１は本発明ＦＭ受信機を示し、この受信機
はアンテナＡＮＴを接続する無線周波数（ＲＦ）アンテ
ナ入力端子（ＦＩ）を有し、この入力端子に順に結合さ
れたＲＦ入力セクションＲＦ、ＲＦ増幅用及び所望のＲ
Ｆ ＦＭ受信信号選択用の可同調ＲＦ入力フィルタＲＦ
Ｆ、同調発振器ＴＯから可同調発振信号を受信し所望の
ＲＦ ＦＭ受信信号を第１中間周波数f1に平均して位置
する搬送波周波数を有する第１中間周波数（ＩＦ）に周
波数変換する第１混合段Ｍ１、第１ＩＦ信号選択用の第
１ＩＦセクションＩＦ１、第２ＩＦ信号選択用の後述の
第２ＩＦ段ＩＦＳ、第３ＩＦ信号選択用の第３ＩＦセク
ションＩＦ３、第３ＩＦセクションＩＦ３により選択さ
れ第３ＩＦ信号を復調する第１ＦＭ復調器ＤＥＭ、及び
音声再生装置Ｌ前にあって前記所望のＲＦ ＦＭ受信信
号の復調されたベースバンド変調信号の選択用及び音声
信号処理兼再生用の低域通過フィルタ及び音声信号処理
装置ＡＳＰを備えている。
【００２０】共通のチューニング電圧をチューニング制
御端子Ｖt から可同調ＲＦ入力フィルタＲＦＦ及び同調
発振器ＴＯの同調制御入力端子に供給する。従って、信
号同調とＲＦＦとの間に同調同期が得られるため、ＲＦ
Ｆを比較的狭い帯域を有するように選択することがで
き、従って有効な妨害抑圧が得られる。
御端子Ｖt から可同調ＲＦ入力フィルタＲＦＦ及び同調
発振器ＴＯの同調制御入力端子に供給する。従って、信
号同調とＲＦＦとの間に同調同期が得られるため、ＲＦ
Ｆを比較的狭い帯域を有するように選択することがで
き、従って有効な妨害抑圧が得られる。
【００２１】第２ＩＦ段ＩＦＳ内の信号処理を除いて、
上述したＦＭ受信機内の信号処理は慣例のスーパヘテロ
ダインＦＭ受信機のものに相当する。例えば、第１混合
段Ｍ１は 100ＭＨz 程度のＲＦ搬送波周波数のＲＦ Ｆ
Ｍ受信信号を例えば10.7ＭＨz の第１中間周波数ｆ１に
周波数変換することができるものである。慣例のスーパ
ヘテロダインＦＭ受信機内のＩＦ信号処理と相違して、
本発明のＦＭ受信機では第１ＩＦセクションＩＦ１の第
１ＩＦ信号を第２ＩＦ段ＩＦＳの入力端子ＩＦＩを経て
第２ＩＦ段ＩＦＳ内の第２混合段Ｍ２に供給する。第２
混合段Ｍ２は第１ＩＦ信号を第２中間周波数f2に平均し
て位置する搬送波周波数を有する第２ＩＦ信号に周波数
変換する。
上述したＦＭ受信機内の信号処理は慣例のスーパヘテロ
ダインＦＭ受信機のものに相当する。例えば、第１混合
段Ｍ１は 100ＭＨz 程度のＲＦ搬送波周波数のＲＦ Ｆ
Ｍ受信信号を例えば10.7ＭＨz の第１中間周波数ｆ１に
周波数変換することができるものである。慣例のスーパ
ヘテロダインＦＭ受信機内のＩＦ信号処理と相違して、
本発明のＦＭ受信機では第１ＩＦセクションＩＦ１の第
１ＩＦ信号を第２ＩＦ段ＩＦＳの入力端子ＩＦＩを経て
第２ＩＦ段ＩＦＳ内の第２混合段Ｍ２に供給する。第２
混合段Ｍ２は第１ＩＦ信号を第２中間周波数f2に平均し
て位置する搬送波周波数を有する第２ＩＦ信号に周波数
変換する。
【００２２】第２中間周波数f2は第１中間周波数f1に対
しかなり低く選択して、第２選択手段として比較的簡単
な帯域通過フィルタ回路により十分大きなダイナミック
レンジで高い選択度を得ることができるようにする。こ
の選択度は、このような帯域通過フィルタ回路を可同調
構造にすると共にその同調を復調されたベースバンド変
調信号に応じて変化させることにより更に改善すること
ができる。この目的のために、例えば第１ＦＭ復調器Ｄ
ＥＭの出力端子を前記帯域通過フィルタ回路の同調制御
入力端子に結合させることができる（図示せず）。この
同調制御の十分な安定性を得るために、前記帯域通過フ
ィルタ回路の出力端子から第１ＦＭ復調器ＤＥＭを経て
この帯域通過フィルタ回路の同調制御入力端子へ結合さ
れた同調制御ループの開ループ利得を１より小さくする
必要がある。これによりこの帯域通過フィルタ回路の同
調は第２ＩＦ信号の瞬時周波数変調にダイナミックに追
従（トラッキング）するため、この帯域通過フィルタの
帯域幅を第２ＩＦ信号の帯域幅よりかなり小さく選択す
ることができる。
しかなり低く選択して、第２選択手段として比較的簡単
な帯域通過フィルタ回路により十分大きなダイナミック
レンジで高い選択度を得ることができるようにする。こ
の選択度は、このような帯域通過フィルタ回路を可同調
構造にすると共にその同調を復調されたベースバンド変
調信号に応じて変化させることにより更に改善すること
ができる。この目的のために、例えば第１ＦＭ復調器Ｄ
ＥＭの出力端子を前記帯域通過フィルタ回路の同調制御
入力端子に結合させることができる（図示せず）。この
同調制御の十分な安定性を得るために、前記帯域通過フ
ィルタ回路の出力端子から第１ＦＭ復調器ＤＥＭを経て
この帯域通過フィルタ回路の同調制御入力端子へ結合さ
れた同調制御ループの開ループ利得を１より小さくする
必要がある。これによりこの帯域通過フィルタ回路の同
調は第２ＩＦ信号の瞬時周波数変調にダイナミックに追
従（トラッキング）するため、この帯域通過フィルタの
帯域幅を第２ＩＦ信号の帯域幅よりかなり小さく選択す
ることができる。
【００２３】図示の実施例では、帯域通過フィルタとし
て動作する３個の可同調共振増幅器１〜３の縦続回路を
採用している。この縦続回路は第２ＩＦセクションＩＦ
２の可同調第２ＩＦ選択手段を実現するものであり、各
共振増幅器の共振周波数は第２ＩＦ信号の瞬時周波数変
調に追従すると共に平均すると第２中間周波数ｆ２に等
しい必要がある。この目的のために、前記縦続回路の出
力をリミタ４、他の（第２）ＦＭ復調器５、ループ増幅
器６、ループフィルタ及び同調制御信号発生回路８を経
てそれぞれの共振増幅器１〜３の同調制御入力端子９，
10及び11に帰還する。同調制御信号発生回路８は共振増
幅器１〜３の同調制御入力端子９〜11にそれぞれ結合さ
れた３個の出力端子を有している。こうして第１，第２
及び第３の同調制御ループを形成する。第１，第２及び
第３の同調制御ループの各々の開ループ利得を１より小
さくしてこれらループが不安定になるのを防止する。素
子１〜11は第２ＩＦ段ＩＦＳの第２ＩＦセクションＩＦ
２を構成する。共振増幅器１〜３は容易に集積すること
ができると共に極めて高い選択度にすることができる。
これら共振増幅器自体は欧州特許出願ＥＵ０４２０９７
４号から既知であり、本発明の理解にはこれ以上の説明
は必要ないものと思料する。低歪みの選択を比較的低い
値の第２中間周波数ｆ２で可能にするために、共振増幅
器１〜３を直角位相形のフィルタとして使用する。この
目的のために、単相信号を一対の直角位相信号に変換す
る分相装置をＩＦ信号路内に配置する。
て動作する３個の可同調共振増幅器１〜３の縦続回路を
採用している。この縦続回路は第２ＩＦセクションＩＦ
２の可同調第２ＩＦ選択手段を実現するものであり、各
共振増幅器の共振周波数は第２ＩＦ信号の瞬時周波数変
調に追従すると共に平均すると第２中間周波数ｆ２に等
しい必要がある。この目的のために、前記縦続回路の出
力をリミタ４、他の（第２）ＦＭ復調器５、ループ増幅
器６、ループフィルタ及び同調制御信号発生回路８を経
てそれぞれの共振増幅器１〜３の同調制御入力端子９，
10及び11に帰還する。同調制御信号発生回路８は共振増
幅器１〜３の同調制御入力端子９〜11にそれぞれ結合さ
れた３個の出力端子を有している。こうして第１，第２
及び第３の同調制御ループを形成する。第１，第２及び
第３の同調制御ループの各々の開ループ利得を１より小
さくしてこれらループが不安定になるのを防止する。素
子１〜11は第２ＩＦ段ＩＦＳの第２ＩＦセクションＩＦ
２を構成する。共振増幅器１〜３は容易に集積すること
ができると共に極めて高い選択度にすることができる。
これら共振増幅器自体は欧州特許出願ＥＵ０４２０９７
４号から既知であり、本発明の理解にはこれ以上の説明
は必要ないものと思料する。低歪みの選択を比較的低い
値の第２中間周波数ｆ２で可能にするために、共振増幅
器１〜３を直角位相形のフィルタとして使用する。この
目的のために、単相信号を一対の直角位相信号に変換す
る分相装置をＩＦ信号路内に配置する。
【００２４】図１の実施例では、分相を例えば第２混合
段Ｍ２により実行している。この第２混合段は同相及び
直角乗算回路Ｍ２i 及びＭ２q を具え、これら乗算回路
には第１ＩＦセクションＩＦ１から第１ＩＦ信号が供給
されると共に局部発振器装置ＬＯから同相及び直角混合
信号がそれぞれ供給される。局部発振器装置ＬＯは固定
発振器周波数f1o を発生する固定発振器ＦＯと、後続の
分周回路ＦＤとを具えている。分周回路ＦＤは発振器周
波数f1o から、これを分周係数２ｎで分周して前記同相
及び直角混合信号を取り出す。f1＝10.7ＭＨz である上
述した数値例から出発する場合には、f1o が例えば22Ｍ
Ｈz で、分周回路ＦＤの分周係数が２（ｎ＝１）である
とき、同相及び直角混合信号は 1/2 f1o＝11ＭＨz であ
り、第２中間周波数f2は 300ＫＨz になる。
段Ｍ２により実行している。この第２混合段は同相及び
直角乗算回路Ｍ２i 及びＭ２q を具え、これら乗算回路
には第１ＩＦセクションＩＦ１から第１ＩＦ信号が供給
されると共に局部発振器装置ＬＯから同相及び直角混合
信号がそれぞれ供給される。局部発振器装置ＬＯは固定
発振器周波数f1o を発生する固定発振器ＦＯと、後続の
分周回路ＦＤとを具えている。分周回路ＦＤは発振器周
波数f1o から、これを分周係数２ｎで分周して前記同相
及び直角混合信号を取り出す。f1＝10.7ＭＨz である上
述した数値例から出発する場合には、f1o が例えば22Ｍ
Ｈz で、分周回路ＦＤの分周係数が２（ｎ＝１）である
とき、同相及び直角混合信号は 1/2 f1o＝11ＭＨz であ
り、第２中間周波数f2は 300ＫＨz になる。
【００２５】第２混合段Ｍ２は周波数変換を実現するの
みならず、分相装置としても動作し、この混合段におい
て単相第１中間周波数信号から第２ＩＦ信号の同相及び
直角成分Ｉ及びＱが第２中間周波数f2で得られる。上述
したように、この第２直角位相ＩＦ信号は共振増幅器１
〜３の縦続回路においてかなり高い選択度でフィルタリ
ングされる。次に、第２ＩＦ信号の同相及び直角成分Ｉ
及びＱがリミタ４において振幅制限され、次いで第２Ｆ
Ｍ復調器５において復調される。この第２ＦＭ復調器５
は既知のように構成することができ、例えば第２ＩＦ信
号の同相及び直角成分Ｉ及びＱの一方に対し動作する周
波数依存移相器を具えた乗算回路（図示せず）で構成す
ることができる。復調されたベースバンド変調信号を第
２ＦＭ復調器５からループ増幅器６及びループフィルタ
７を経て同調制御信号発生回路８に供給する。この同調
制御信号発生回路８は例えば一つの接続点（図示せず）
を有し、この接続点からループ増幅器６において（でき
れば１より小さい利得で）増幅されたベースバンド変調
信号を同調制御入力端子９〜11に共通に供給するように
することができ、また２個の増幅回路の縦続配置（図示
せず）を有し、その入力端子を同調制御端子９に、その
出力端子を同調制御端子11に、及び２個の増幅回路の共
通接続点を同調制御端子10に結合するようにすることも
できる。これら増幅回路の利得は共振増幅器１〜３の同
調制御が不安定にならないように選択する。これは、こ
れら共振増幅器１〜３の各々の同調制御ループの開ルー
プ利得が１より小さいときに達成される。同調制御のこ
れ以上の説明は本発明の理解に必要ないものと思料す
る。
みならず、分相装置としても動作し、この混合段におい
て単相第１中間周波数信号から第２ＩＦ信号の同相及び
直角成分Ｉ及びＱが第２中間周波数f2で得られる。上述
したように、この第２直角位相ＩＦ信号は共振増幅器１
〜３の縦続回路においてかなり高い選択度でフィルタリ
ングされる。次に、第２ＩＦ信号の同相及び直角成分Ｉ
及びＱがリミタ４において振幅制限され、次いで第２Ｆ
Ｍ復調器５において復調される。この第２ＦＭ復調器５
は既知のように構成することができ、例えば第２ＩＦ信
号の同相及び直角成分Ｉ及びＱの一方に対し動作する周
波数依存移相器を具えた乗算回路（図示せず）で構成す
ることができる。復調されたベースバンド変調信号を第
２ＦＭ復調器５からループ増幅器６及びループフィルタ
７を経て同調制御信号発生回路８に供給する。この同調
制御信号発生回路８は例えば一つの接続点（図示せず）
を有し、この接続点からループ増幅器６において（でき
れば１より小さい利得で）増幅されたベースバンド変調
信号を同調制御入力端子９〜11に共通に供給するように
することができ、また２個の増幅回路の縦続配置（図示
せず）を有し、その入力端子を同調制御端子９に、その
出力端子を同調制御端子11に、及び２個の増幅回路の共
通接続点を同調制御端子10に結合するようにすることも
できる。これら増幅回路の利得は共振増幅器１〜３の同
調制御が不安定にならないように選択する。これは、こ
れら共振増幅器１〜３の各々の同調制御ループの開ルー
プ利得が１より小さいときに達成される。同調制御のこ
れ以上の説明は本発明の理解に必要ないものと思料す
る。
【００２６】縦続回路１〜３の出力端子を第３混合段Ｍ
３の同相乗算回路Ｍ３i 及び直角乗算回路Ｍ３q にも結
合する。局部発振器装置ＬＯの同相及び直角混合信号も
同相乗算回路Ｍ３i 及び直角乗算回路Ｍ３q に供給す
る。従って、第３混合段Ｍ３の同相乗算回路Ｍ３i 及び
直角乗算回路Ｍ３q は、局部発振器装置ＬＯの共通使用
により第２中間周波数f2より高く第１中間周波数f1に等
しい第３中間周波数f3に平均して位置する搬送周波数の
同相成分及び直角成分を出力する。同相乗算回路Ｍ３i
及び直角乗算回路Ｍ３q の出力を重畳段ＳＳの入力端子
に供給し、これにより同相乗算回路Ｍ３i 及び直角乗算
回路Ｍ３q において得られた混合出力を重畳すると、周
波数f3で発生する混合出力成分は互に加算され、周波数
f1o に対し鏡像関係にある不所望な混合出力成分は互に
相殺し合う。こうして得られた第３ＩＦ信号は第２ＩＦ
段ＩＦＳの出力端子ＩＦＯにて使用可能になる。
３の同相乗算回路Ｍ３i 及び直角乗算回路Ｍ３q にも結
合する。局部発振器装置ＬＯの同相及び直角混合信号も
同相乗算回路Ｍ３i 及び直角乗算回路Ｍ３q に供給す
る。従って、第３混合段Ｍ３の同相乗算回路Ｍ３i 及び
直角乗算回路Ｍ３q は、局部発振器装置ＬＯの共通使用
により第２中間周波数f2より高く第１中間周波数f1に等
しい第３中間周波数f3に平均して位置する搬送周波数の
同相成分及び直角成分を出力する。同相乗算回路Ｍ３i
及び直角乗算回路Ｍ３q の出力を重畳段ＳＳの入力端子
に供給し、これにより同相乗算回路Ｍ３i 及び直角乗算
回路Ｍ３q において得られた混合出力を重畳すると、周
波数f3で発生する混合出力成分は互に加算され、周波数
f1o に対し鏡像関係にある不所望な混合出力成分は互に
相殺し合う。こうして得られた第３ＩＦ信号は第２ＩＦ
段ＩＦＳの出力端子ＩＦＯにて使用可能になる。
【００２７】f3＝f1の第３ＩＦ信号を第２ＩＦ段ＩＦＳ
の出力端子ＩＦＯから第３ＩＦセクションＩＦ３、第１
ＦＭ復調器ＤＥＭ、低域通過フィルタ及び音声信号プロ
セッサＡＳＰ及び音声再生装置Ｌに順に供給し、ここで
は前述したように、第３ＩＦ選択、復調、低域通過フィ
ルタリング、音声信号処理及び再生が既知のように行わ
れる。
の出力端子ＩＦＯから第３ＩＦセクションＩＦ３、第１
ＦＭ復調器ＤＥＭ、低域通過フィルタ及び音声信号プロ
セッサＡＳＰ及び音声再生装置Ｌに順に供給し、ここで
は前述したように、第３ＩＦ選択、復調、低域通過フィ
ルタリング、音声信号処理及び再生が既知のように行わ
れる。
【００２８】第２ＩＦ段ＩＦＳの入力端子ＩＦＩ及び出
力端子ＩＦＯの入力及び出力信号は上述した例では一つ
の同一の中間周波数（10.7ＭＨz ) である。従って、第
２ＩＦ段ＩＦＳは慣例のスーパヘテロダインＦＭ受信機
の構成素子として容易に実現することができ、これを使
用することにより比較的高いＩＦ選択度を有する本発明
ＦＭ受信機を実現することができる。更に、共振増幅器
を直角位相フィルタとして使用することにより、第２中
間周波数f2を最初に述べた既知のＦＭ受信機の700 ＫＨ
z の第２中間周波数よりかなり低く選択することができ
る。本発明ＦＭ受信機の実施例では、第２中間周波数f2
を 300ＫＨz にした。この低い第２中間周波数f2のため
に、ダイナミックレンジを決定する第２ＩＦ段ＩＦＳの
Ｑに関する要件が更に低下し、この第２ＩＦ段ＩＦＳの
集積化が一層簡単になる。第２ＩＦ段ＩＦＳはかなり高
い周波数の第３ＩＦ信号をＦＭ復調器ＤＥＭに供給する
ため、復調中に発生する妨害成分はベースバンド変調信
号からなり遠く離れて位置し、容易に集積し得る低域通
過フィルタにより有効に抑圧することができる。
力端子ＩＦＯの入力及び出力信号は上述した例では一つ
の同一の中間周波数（10.7ＭＨz ) である。従って、第
２ＩＦ段ＩＦＳは慣例のスーパヘテロダインＦＭ受信機
の構成素子として容易に実現することができ、これを使
用することにより比較的高いＩＦ選択度を有する本発明
ＦＭ受信機を実現することができる。更に、共振増幅器
を直角位相フィルタとして使用することにより、第２中
間周波数f2を最初に述べた既知のＦＭ受信機の700 ＫＨ
z の第２中間周波数よりかなり低く選択することができ
る。本発明ＦＭ受信機の実施例では、第２中間周波数f2
を 300ＫＨz にした。この低い第２中間周波数f2のため
に、ダイナミックレンジを決定する第２ＩＦ段ＩＦＳの
Ｑに関する要件が更に低下し、この第２ＩＦ段ＩＦＳの
集積化が一層簡単になる。第２ＩＦ段ＩＦＳはかなり高
い周波数の第３ＩＦ信号をＦＭ復調器ＤＥＭに供給する
ため、復調中に発生する妨害成分はベースバンド変調信
号からなり遠く離れて位置し、容易に集積し得る低域通
過フィルタにより有効に抑圧することができる。
【００２９】第２ＩＦ段ＩＦＳにおける周波数降下変換
及び分相の他の方法を図２に示す。この図では周波数変
換を乗算器Ｍ２′で行い、単相から直角位相への変換を
乗算器Ｍ２′の出力端子に結合された共振増幅器ＲＡで
行っている。所定の例では11ＭＨz の固定局部発振器周
波数を固定発振器ＦＯから乗算器Ｍ２′に供給する。共
振増幅器ＲＡは同相及び直角出力端子から第２中間周波
数f2の第２ＩＦ信号の同相及び直角成分を出力する。
及び分相の他の方法を図２に示す。この図では周波数変
換を乗算器Ｍ２′で行い、単相から直角位相への変換を
乗算器Ｍ２′の出力端子に結合された共振増幅器ＲＡで
行っている。所定の例では11ＭＨz の固定局部発振器周
波数を固定発振器ＦＯから乗算器Ｍ２′に供給する。共
振増幅器ＲＡは同相及び直角出力端子から第２中間周波
数f2の第２ＩＦ信号の同相及び直角成分を出力する。
【００３０】同調制御の他の方法は、リミタ４及び第２
ＦＭ復調器５を省略し、その代わりに図１に破線で示す
第３ＦＭ復調器12を用いることにより得られる。第３Ｆ
Ｍ復調器12の入力端子を重畳段ＳＳの出力端子に接続す
ると共に、出力端子をループ増幅器６に接続する。この
第３ＦＭ復調器12では第３ＩＦ信号が復調され、第１Ｆ
Ｍ復調器ＤＥＭと同様に、復調中に発生する高次の妨害
成分が所望のベースバンド変調信号からかなり遠く離
れ、これら妨害成分を簡単に集積し得る低域通過フィル
タにより抑圧することができる。
ＦＭ復調器５を省略し、その代わりに図１に破線で示す
第３ＦＭ復調器12を用いることにより得られる。第３Ｆ
Ｍ復調器12の入力端子を重畳段ＳＳの出力端子に接続す
ると共に、出力端子をループ増幅器６に接続する。この
第３ＦＭ復調器12では第３ＩＦ信号が復調され、第１Ｆ
Ｍ復調器ＤＥＭと同様に、復調中に発生する高次の妨害
成分が所望のベースバンド変調信号からかなり遠く離
れ、これら妨害成分を簡単に集積し得る低域通過フィル
タにより抑圧することができる。
【００３１】また、共振増幅器１〜３により選択される
第２ＩＦ信号の同相成分のみ又は直角成分のみを用いる
ことによりリミタ４及び第２ＦＭ復調器５を単相に実現
することもできる。この場合には、本発明の着想−比較
的低い周波数でのフィルタリング及び比較的高い周波数
での復調−を十分に利用することができ、例えば図３及
び図４に示すＦＭ復調器をリミタ４及び第２ＦＭ復調器
５の代わりに使用することができる。
第２ＩＦ信号の同相成分のみ又は直角成分のみを用いる
ことによりリミタ４及び第２ＦＭ復調器５を単相に実現
することもできる。この場合には、本発明の着想−比較
的低い周波数でのフィルタリング及び比較的高い周波数
での復調−を十分に利用することができ、例えば図３及
び図４に示すＦＭ復調器をリミタ４及び第２ＦＭ復調器
５の代わりに使用することができる。
【００３２】図３は本発明ＦＭ受信機に使用するＦＭ復
調器の第１の実施例を示し、共振増幅器１〜３により選
択された第２ＩＦ信号の例えば同相成分が供給されるリ
ミタ４′を具えている。リミタ４′を第４混合段Ｍ４を
経て乗算回路Ｍの第１入力端子に接続すると共に周波数
依存位相器として動作するフィルタ回路ＰＳ及びその後
段の第５混合段Ｍ５を経て乗算回路の第２入力端子に接
続し、前記第４及び第５混合段Ｍ４及びＭ５は乗算回路
Ｍの両入力信号の周波数の上昇変換用の互に等しい混合
信号を受信する。第４混合段Ｍ４及び第５混合段Ｍ５に
対する両混合信号は例えば11ＭＨz に等しい発振周波数
の固定発振器ＦＯから供給する。最初に述べた第２ＦＭ
復調器５と異なり、図３では乗算回路Ｍにおいて周波数
f3、即ちf2より著しく高い周波数で周波数復調が行われ
る。
調器の第１の実施例を示し、共振増幅器１〜３により選
択された第２ＩＦ信号の例えば同相成分が供給されるリ
ミタ４′を具えている。リミタ４′を第４混合段Ｍ４を
経て乗算回路Ｍの第１入力端子に接続すると共に周波数
依存位相器として動作するフィルタ回路ＰＳ及びその後
段の第５混合段Ｍ５を経て乗算回路の第２入力端子に接
続し、前記第４及び第５混合段Ｍ４及びＭ５は乗算回路
Ｍの両入力信号の周波数の上昇変換用の互に等しい混合
信号を受信する。第４混合段Ｍ４及び第５混合段Ｍ５に
対する両混合信号は例えば11ＭＨz に等しい発振周波数
の固定発振器ＦＯから供給する。最初に述べた第２ＦＭ
復調器５と異なり、図３では乗算回路Ｍにおいて周波数
f3、即ちf2より著しく高い周波数で周波数復調が行われ
る。
【００３３】図４は本発明ＦＭ受信機用のＦＭ復調器の
第２の実施例を示し、本例では共振増幅器１〜３により
選択された第２ＩＦ信号の例えば同相成分が供給される
第６混合段Ｍ６を用い、その後段にリミタ４′を具え
る。11ＭＨz の混合信号を発振器装置ＬＯから第６混合
段Ｍ６に供給してリミタ４′に供給される信号の周波数
を上昇して、乗算回路Ｍの下流の簡単なフィルタにより
高次の妨害成分を除去し得るようにする。リミタ４′と
乗算回路Ｍの一方の入力端子との間に配置するフィルタ
回路ＰＳをこのフィルタ回路の入力信号の周波数下降変
換用及び出力信号の周波数上昇変換用の第７及び第８混
合段Ｍ７及びＭ８の間に配置する。前記11ＭＨz 混合信
号を局部発振器装置ＬＯから第７及び第８混合段Ｍ７及
びＭ８にも供給する。従って、フィルタリングは低周波
数f2で行われ、復調は高周波数f3で行われる。
第２の実施例を示し、本例では共振増幅器１〜３により
選択された第２ＩＦ信号の例えば同相成分が供給される
第６混合段Ｍ６を用い、その後段にリミタ４′を具え
る。11ＭＨz の混合信号を発振器装置ＬＯから第６混合
段Ｍ６に供給してリミタ４′に供給される信号の周波数
を上昇して、乗算回路Ｍの下流の簡単なフィルタにより
高次の妨害成分を除去し得るようにする。リミタ４′と
乗算回路Ｍの一方の入力端子との間に配置するフィルタ
回路ＰＳをこのフィルタ回路の入力信号の周波数下降変
換用及び出力信号の周波数上昇変換用の第７及び第８混
合段Ｍ７及びＭ８の間に配置する。前記11ＭＨz 混合信
号を局部発振器装置ＬＯから第７及び第８混合段Ｍ７及
びＭ８にも供給する。従って、フィルタリングは低周波
数f2で行われ、復調は高周波数f3で行われる。
【００３４】本発明は図１に示す実施例に制限されるも
のでない。例えば、第２ＩＦセクションにおける第２Ｉ
Ｆ信号の選択のための単段又は多段及び／又は単相帯域
通過フィルタに対する本発明の思想を共振増幅器と異な
るタイプのフィルタとともに使用することができ、また
ループフィルタ７を同相制御ループ内にループ増幅器に
対し信号方向に配置することもでき、またループフィル
タ７を完全に省略することもでき且つ／又共振増幅器１
〜３のダイナミック周波数トラッキングを完全にやめる
こともできる。後者の場合には帯域幅を第２ＩＦ信号の
帯域幅を含むように十分大きく選択する必要がある。ま
た、第３ＩＦセクションＩＦ３を省略することもでき、
且つ／又図３及び図４に示すＦＭ復調器を若干の変更を
加えて第１，第２及び／又は第３復調器として使用する
のに好適なものとすることもできる。第２ＩＦ段ＩＦＳ
の交換可能性について厳しい要件が課されない場合に
は、第１ＦＭ復調器の出力信号を用いて第２ＩＦ段ＩＦ
Ｓ内の帯域通過フィルタの同調を適当に選択した増幅度
の回路を経て変化させることができる。この場合には第
３中間周波数f3を第２中間周波数より高いが第１中間周
波数f1に等しくない周波数に選択することもできる。
のでない。例えば、第２ＩＦセクションにおける第２Ｉ
Ｆ信号の選択のための単段又は多段及び／又は単相帯域
通過フィルタに対する本発明の思想を共振増幅器と異な
るタイプのフィルタとともに使用することができ、また
ループフィルタ７を同相制御ループ内にループ増幅器に
対し信号方向に配置することもでき、またループフィル
タ７を完全に省略することもでき且つ／又共振増幅器１
〜３のダイナミック周波数トラッキングを完全にやめる
こともできる。後者の場合には帯域幅を第２ＩＦ信号の
帯域幅を含むように十分大きく選択する必要がある。ま
た、第３ＩＦセクションＩＦ３を省略することもでき、
且つ／又図３及び図４に示すＦＭ復調器を若干の変更を
加えて第１，第２及び／又は第３復調器として使用する
のに好適なものとすることもできる。第２ＩＦ段ＩＦＳ
の交換可能性について厳しい要件が課されない場合に
は、第１ＦＭ復調器の出力信号を用いて第２ＩＦ段ＩＦ
Ｓ内の帯域通過フィルタの同調を適当に選択した増幅度
の回路を経て変化させることができる。この場合には第
３中間周波数f3を第２中間周波数より高いが第１中間周
波数f1に等しくない周波数に選択することもできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明ＦＭ受信機の第１実施例を示す図であ
る。
る。
【図２】本発明ＦＭ受信機に使用する分相装置として動
作する第２混合段を示す図である。
作する第２混合段を示す図である。
【図３】本発明ＦＭ受信機に使用するＦＭ復調器の第１
実施例を示す図である。
実施例を示す図である。
【図４】本発明ＦＭ受信機に使用するＦＭ復調器の第２
実施例を示す図である。
実施例を示す図である。
ＲＦ ＲＦ入力セクション ＲＦＦ 可同調ＲＦ入力フィルタ Ｍ１ 第１混合段 ＴＯ 同調発振器 ＩＦ１ 第１ＩＦセクション ＩＦＳ 第２ＩＦ段 Ｍ２ 第２混合段 ＬＯ 局部発振器装置 ＩＦ２ 第２ＩＦセクション １〜11 可同調第２選択手段 Ｍ３ 第３混合段 ＩＦ３ 第３ＩＦセクション ＤＥＭ ＦＭ復調器 ＡＳＰ 低域通過フィルタ兼信号処理装置 Ｌ 再生装置
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ヴォルフディートリッヒ ゲオルグ カス パーコヴィッツ オランダ国 5621 ベー アー アインド ーフェン フルーネヴァウツウェッハ１ (72)発明者 ヘンドリカス クレメンス デ ルイテル オランダ国 5621 ベーアー アインドー フェン フルーネヴァウツウェッハ １ (72)発明者 ウィレム アリー スローフ オランダ国 5621 ベー アー アインド ーフェン フルーネヴァウツウェッハ１
Claims (12)
- 【請求項１】 ＲＦセクションＲＦと、所望のＲＦ受信
信号を第１中間周波数に平均して位置する搬送周波数を
有する第１ＩＦ信号に変換する第１混合段Ｍ１と、第１
ＩＦ信号を選択する第１ＩＦセクションＩＦ１と、第１
ＩＦ信号を第１中間周波数より低い第２中間周波数に平
均して位置する搬送周波数を有する第２ＩＦ信号に変換
する第２混合段Ｍ２と、第２ＩＦ信号を選択する第２Ｉ
ＦセクションＩＦ２と、第２ＩＦセクションに結合され
前記所望のＲＦ信号のベースバンド変調信号を復調する
ＦＭ復調器ＤＥＭと、その後段にあって、ベースバンド
変調信号を選択する低域通過フィルタＡＳＰとを具えた
ＦＭ受信機において、第２ＩＦセクションＩＦ２とＦＭ
復調器ＤＥＭとの間に、第２ＩＦ信号を第２中間周波数
より高い第３中間周波数に平均して位置する搬送波周波
数を有する第３ＩＦ信号に変換する第３混合段Ｍ３を配
置したことを特徴とするＦＭ受信機。 - 【請求項２】 第３中間周波数を第１中間周波数に等し
くし、且つ互に等しい第２及び第３混合信号を第２及び
第３混合段に供給することを特徴とする請求項１記載の
ＦＭ受信機。 - 【請求項３】 単相信号を一対の直角位相信号に変換す
る分相装置と、可同調直角位相ＩＦ選択手段として動作
する共振増幅器とを具え、該共振増幅器が同相及び直角
出力端子から第２ＩＦ信号の同相及び直角成分を前記第
３混合段に供給し、前記第３混合段が同相及び直角乗算
回路と重畳段とを具え、第２ＩＦ信号の同相及び直角成
分を第３ＩＦ信号の同相及び直角成分に変換すると共に
両成分を互に重畳して直角位相の第３中間周波数信号を
単相信号に変換するよう構成したことを特徴とする請求
項１又は２記載のＦＭ受信機。 - 【請求項４】 前記共振増幅器が分相装置としても動作
し、第２混合段の出力端子に共通に結合された同相入力
端子及び直角入力端子を有していることを特徴とする請
求項３記載のＦＭ受信機。 - 【請求項５】 第２混合段が分相装置としても動作し、
同相及び直角乗算回路を具え、これら乗算回路の信号入
力端子を第１ＩＦセクションの出力端子に共通に結合
し、これら乗算回路の混合信号入力端子を固定局部直角
位相発振器の同相及び直角出力端子にそれぞれ結合し、
これら乗算回路の出力端子を共振増幅器の同相及び直角
入力端子にそれぞれ結合し、前記直角位相発振器の同相
及び直角出力端子を第３混合段の同相及び直角乗算回路
のそれぞれの混合信号入力端子にも結合したことを特徴
とする請求項３記載のＦＭ受信機。 - 【請求項６】 第２ＩＦセクションが同調制御入力端子
を有する可同調ＩＦ選択手段を具え、その同調制御入力
端子に前記所望のＲＦ受信信号のベースバンド変調信号
を供給して変調信号により可同調ＩＦ選択手段の同調の
ダイナミックトラッキングを行うようにしたことを特徴
とする請求項１〜５の何れかに記載のＦＭ受信機。 - 【請求項７】 第２ＩＦセクション内の可同調ＩＦ選択
手段の後に、この可同調ＩＦ選択手段の出力端子から同
調制御入力端子への同調制御ループ内に配置された別の
ＦＭ復調器を設け、前記同調制御ループが１より小さい
閉ループ利得を有していることを特徴とする請求項６記
載のＦＭ受信機。 - 【請求項８】 前記別のＦＭ復調器がリミタ回路を具
え、このリミタ回路を第４混合段を経て乗算回路の第１
入力端子に接続すると共にフィルタ回路及びその後段の
第５混合段を経てこの乗算回路の第２入力端子に接続
し、この乗算回路の両入力信号の周波数の上昇変換のた
めに互に等しい混合信号を前記第４及び第５混合段に供
給するようにしたことを特徴とする請求項７記載のＦＭ
受信機。 - 【請求項９】 前記別のＦＭ復調器がリミタ回路を具
え、このリミタ回路を乗算回路の第１入力端子に直接接
続すると共にフィルタ回路を経てこの乗算回路の第２入
力端子に接続し、且つこのリミタ回路の前に、これに供
給される信号の周波数の上昇変換用の第６混合段を配置
したことを特徴とする請求項７記載のＦＭ受信機。 - 【請求項１０】 最初にのべたＦＭ復調器及び前記別の
ＦＭ復調器の少なくとも一つがリミタ回路と、２個の入
力端子と１個の出力端子を有する乗算回路と、このリミ
タ回路とこの乗算回路の一方の入力端子との間に配置さ
れたフィルタ回路とを具え、このフィルタ回路をこのフ
ィルタ回路の入力信号及び出力信号の周波数の下降変換
用及び上昇変換用の第７及び第８混合段の間に配置した
ことを特徴とする請求項７記載のＦＭ受信機。 - 【請求項１１】 第１ＩＦ信号を受信するＩＦ入力端子
を有すると共に該入力端子に順に結合された第２混合段
と、第２ＩＦ選択手段を具える第２ＩＦセクションと、
第３混合段とを具え、前記第３混合段が当該ＩＦ段のＩ
Ｆ出力端子に結合され、互に等しい第２及び第３混合信
号が共通の固定発振器から前記第２及び第３混合段に供
給されるように構成されていることを特徴とする請求項
１〜１０の何れかに記載のＦＭ受信機用ＩＦ段。 - 【請求項１２】 第２ＩＦセクションの第２ＩＦ選択手
段が可同調であって同調制御入力端子を有し、この選択
手段の後に、この選択手段の出力端子から同調制御入力
端子への同調制御ループ内に配置された別のＦＭ復調器
を具え、この同調制御ループが１より小さい閉ループ利
得を有していることを特徴とする請求項１１記載のＩＦ
段。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP92201908 | 1992-06-26 | ||
| NL92201908:8 | 1992-06-26 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0677852A true JPH0677852A (ja) | 1994-03-18 |
| JP3396058B2 JP3396058B2 (ja) | 2003-04-14 |
Family
ID=8210726
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15214893A Expired - Fee Related JP3396058B2 (ja) | 1992-06-26 | 1993-06-23 | Ｆｍ受信機 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5548831A (ja) |
| JP (1) | JP3396058B2 (ja) |
| KR (1) | KR100279031B1 (ja) |
| AT (1) | ATE180606T1 (ja) |
| DE (1) | DE69325052T2 (ja) |
| SG (1) | SG55190A1 (ja) |
| TW (1) | TW274665B (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001082492A1 (fr) * | 2000-04-26 | 2001-11-01 | Fujitsu Limited | Appareil radiorecepteur et systeme de radiocommunications |
| WO2003090368A1 (fr) * | 2002-04-22 | 2003-10-30 | Nagoya Industrial Science Research Institute | Procede de reception heterodyne de type annulation de signaux d'image et procede de reception par multiplexage en frequence orthogonale de conversion directe |
| KR20200062358A (ko) | 2016-03-31 | 2020-06-03 | 가부시키가이샤 데라오카 세이사쿠쇼 | 점착 테이프 |
Families Citing this family (25)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5572264A (en) * | 1994-02-14 | 1996-11-05 | Hitachi, Ltd. | High definition TV signal receiver |
| US6177964B1 (en) * | 1997-08-01 | 2001-01-23 | Microtune, Inc. | Broadband integrated television tuner |
| JPH09261104A (ja) * | 1996-03-25 | 1997-10-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 複数モード移動無線機 |
| US5937341A (en) * | 1996-09-13 | 1999-08-10 | University Of Washington | Simplified high frequency tuner and tuning method |
| US6633550B1 (en) | 1997-02-20 | 2003-10-14 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Radio transceiver on a chip |
| JP3825540B2 (ja) * | 1997-09-05 | 2006-09-27 | 松下電器産業株式会社 | 受信機および送受信機 |
| US6112065A (en) * | 1997-11-14 | 2000-08-29 | Ericsson Inc. | Low to higher if conversion for active filtered limited IF systems |
| US7035351B1 (en) * | 1998-07-24 | 2006-04-25 | Gct Semiconductor, Inc. | Automatic gain control loop apparatus |
| US6275682B1 (en) | 1998-08-14 | 2001-08-14 | Rf-Link Systems Inc. | RF signal transmitting device |
| US6389270B1 (en) * | 1999-03-10 | 2002-05-14 | Cirrus Logic, Inc. | Station scan method and apparatus for radio receivers |
| US6584090B1 (en) * | 1999-04-23 | 2003-06-24 | Skyworks Solutions, Inc. | System and process for shared functional block CDMA and GSM communication transceivers |
| WO2001029981A1 (en) * | 1999-10-20 | 2001-04-26 | Maxim Integrated Products, Inc. | Wireless transceivers using two integrated filters to enhanc e dynamic range |
| EP1128555A1 (en) * | 2000-02-24 | 2001-08-29 | Semiconductor Ideas to The Market (ItoM) BV | Receiver |
| DE10044449A1 (de) * | 2000-09-08 | 2002-04-04 | Infineon Technologies Ag | Empfängerschaltung, insbesondere für den Mobilfunk |
| GB2367700A (en) * | 2000-10-06 | 2002-04-10 | Mitel Semiconductor Ltd | A single conversion tuner comprising a tracking filter and an image reject mixer |
| CN1471757A (zh) * | 2001-05-11 | 2004-01-28 | 皇家菲利浦电子有限公司 | 集成调谐器电路 |
| US6839551B1 (en) * | 2001-05-21 | 2005-01-04 | National Semiconductor Corporation | Radio frequency mixer and method of operation |
| US7272375B2 (en) | 2004-06-30 | 2007-09-18 | Silicon Laboratories Inc. | Integrated low-IF terrestrial audio broadcast receiver and associated method |
| US20070281626A1 (en) * | 2006-06-05 | 2007-12-06 | Dobosz Paul J | Vehicle telematics satellite data transceiver utilizing fm radio circuitry |
| US7668517B2 (en) * | 2006-06-14 | 2010-02-23 | Mediatek Inc. | Radio frequency signal receiver with adequate automatic gain control |
| US8126418B2 (en) | 2008-10-30 | 2012-02-28 | Medtronic, Inc. | Preselector interference rejection and dynamic range extension |
| US8586461B2 (en) * | 2009-12-07 | 2013-11-19 | Csr Technology Inc. | Systems and methods providing spur avoidance in a direct conversion tuner architecture |
| US8874060B2 (en) * | 2009-12-18 | 2014-10-28 | Silicon Laboratories Inc. | Radio frequency (RF) receiver with frequency planning and method therefor |
| US8224279B2 (en) | 2009-12-18 | 2012-07-17 | Silicon Laboratories, Inc. | Radio frequency (RF) receiver with dynamic frequency planning and method therefor |
| KR102688549B1 (ko) * | 2022-01-20 | 2024-07-25 | 주식회사 삼정솔루션 | 드론을 활용한 전파환경 분석 관제시스템 |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2510906A (en) * | 1945-03-24 | 1950-06-06 | Avco Mfg Corp | Frequency modulation receiver |
| US3361976A (en) * | 1964-04-24 | 1968-01-02 | Rca Corp | Frequency correction system |
| US3544899A (en) * | 1966-02-17 | 1970-12-01 | Igor Alexandrovich Gusyatinsky | Frequency-modulated receiver with decreased threshold level |
| US4580289A (en) * | 1981-12-30 | 1986-04-01 | Motorola, Inc. | Fully integratable superheterodyne radio receiver utilizing tunable filters |
| US4476586A (en) * | 1982-02-05 | 1984-10-09 | Pioneer Electronic Corporation | IF Signal processing circuit in a receiver |
| US4562472A (en) * | 1983-11-30 | 1985-12-31 | Rca Corporation | Double conversion tuner with split IF output |
| DE3606250A1 (de) * | 1986-02-24 | 1987-08-27 | Hansen Elektronic & Co | Verfahren und vorrichtung zum umsetzen frequenzmodulierter signale ueber mindestens eine zwischenfrequenz in niederfrequenzsignale |
| DE3724604A1 (de) * | 1987-04-15 | 1988-12-01 | H U C Elektronik Gmbh | Anordnung zum filtern eines fm-ukw-empfangssignals |
| GB2210743A (en) * | 1987-10-05 | 1989-06-14 | Philips Nv | Frequency difference detector (fdd) having automatic gain control and a carrier modulated receiver including the fdd |
| KR0151379B1 (ko) * | 1989-04-21 | 1999-09-01 | 프레데릭 얀 스미스 | 동조 가능한 공진 증폭기, 주파수 합성회로 및 슈퍼헤테로다인 fm 수신기 |
| US5108334A (en) * | 1989-06-01 | 1992-04-28 | Trimble Navigation, Ltd. | Dual down conversion GPS receiver with single local oscillator |
| JPH0335612A (ja) * | 1989-06-30 | 1991-02-15 | Clarion Co Ltd | Ｆｍ復調回路 |
| GB9017418D0 (en) * | 1990-08-08 | 1990-09-19 | Gen Electric Co Plc | Half frequency mixer |
-
1993
- 1993-06-03 TW TW082104426A patent/TW274665B/zh active
- 1993-06-08 US US08/073,922 patent/US5548831A/en not_active Expired - Fee Related
- 1993-06-16 KR KR1019930010953A patent/KR100279031B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1993-06-18 SG SG1996009290A patent/SG55190A1/en unknown
- 1993-06-18 DE DE69325052T patent/DE69325052T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1993-06-18 AT AT93201750T patent/ATE180606T1/de not_active IP Right Cessation
- 1993-06-23 JP JP15214893A patent/JP3396058B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001082492A1 (fr) * | 2000-04-26 | 2001-11-01 | Fujitsu Limited | Appareil radiorecepteur et systeme de radiocommunications |
| US7027794B2 (en) | 2000-04-26 | 2006-04-11 | Fujitsu Limited | Radio receiver and radio communication system |
| WO2003090368A1 (fr) * | 2002-04-22 | 2003-10-30 | Nagoya Industrial Science Research Institute | Procede de reception heterodyne de type annulation de signaux d'image et procede de reception par multiplexage en frequence orthogonale de conversion directe |
| US7558189B2 (en) | 2002-04-22 | 2009-07-07 | Nagoya Industrial Science Research Institute | Image signal cancel-type heterodyne reception method and direct conversion orthogonal frequency division multiplexing reception method |
| KR20200062358A (ko) | 2016-03-31 | 2020-06-03 | 가부시키가이샤 데라오카 세이사쿠쇼 | 점착 테이프 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69325052T2 (de) | 1999-11-18 |
| JP3396058B2 (ja) | 2003-04-14 |
| KR940001586A (ko) | 1994-01-11 |
| ATE180606T1 (de) | 1999-06-15 |
| DE69325052D1 (de) | 1999-07-01 |
| KR100279031B1 (ko) | 2001-01-15 |
| SG55190A1 (en) | 1999-06-22 |
| TW274665B (ja) | 1996-04-21 |
| US5548831A (en) | 1996-08-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3396058B2 (ja) | Ｆｍ受信機 | |
| JP3356828B2 (ja) | Ｆｍ受信機 | |
| US5020147A (en) | FM/AM broadcast signal converter | |
| JPH0336118Y2 (ja) | ||
| JPH06334553A (ja) | アナログオーバーサンプリングを用いて信号帯域幅を増大する中間周波数ｆｍ受信機 | |
| JPH0364217A (ja) | 地上振幅変調及び衛星周波数変調高周波数テレビジョン放送信号用受信機 | |
| JP3363949B2 (ja) | 周波数変調受信機 | |
| US5122879A (en) | Television synchronous receiver with phase shifter for reducing interference from a lower adjacent channel | |
| JPH0678227A (ja) | 放送信号の受信方法及び装置 | |
| EP0576082B1 (en) | FM receiver including a phase quadrature IF filter | |
| US4523328A (en) | FM-receiver including a frequency-locked loop | |
| WO2003103132A1 (en) | Quadratic nyquist slope filter | |
| US6934523B2 (en) | Tuner | |
| EP0576078B1 (en) | FM receiver | |
| JPH02188007A (ja) | 直接混合同期ａｍ受信器 | |
| JP2003018031A (ja) | 反復調回路、フィルタリング装置及び復調回路 | |
| JPH09181991A (ja) | Ｉｆ信号処理回路 | |
| JP2000068752A (ja) | デジタル放送用受信機 | |
| JPH06164243A (ja) | ダイレクトコンバージョン受信回路 | |
| JP3399017B2 (ja) | 位相同期装置 | |
| GB2342238A (en) | Digital terrestrial TV tuner | |
| JP2809441B2 (ja) | 衛星放送受信機 | |
| JP3038280B2 (ja) | 受信装置 | |
| JPH0440121A (ja) | 自動利得制御付増幅回路 | |
| JPH0564101A (ja) | チユーナ装置を共有する少なくとも２種類の復調回路を備えた受信装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |