JP3070733B2 - 自動周波数制御方法および装置 - Google Patents

自動周波数制御方法および装置

Info

Publication number
JP3070733B2
JP3070733B2 JP9362623A JP36262397A JP3070733B2 JP 3070733 B2 JP3070733 B2 JP 3070733B2 JP 9362623 A JP9362623 A JP 9362623A JP 36262397 A JP36262397 A JP 36262397A JP 3070733 B2 JP3070733 B2 JP 3070733B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
voltage
output
frequency
voltage value
window width
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP9362623A
Other languages
English (en)
Other versions
JPH11177383A (ja
Inventor
輝夫 佐々木
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NEC Corp
Original Assignee
NEC Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by NEC Corp filed Critical NEC Corp
Priority to JP9362623A priority Critical patent/JP3070733B2/ja
Priority to GB9827371A priority patent/GB2332311B/en
Priority to KR1019980054635A priority patent/KR100299281B1/ko
Priority to CN98126995A priority patent/CN1230836A/zh
Priority to US09/210,538 priority patent/US6332007B1/en
Publication of JPH11177383A publication Critical patent/JPH11177383A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP3070733B2 publication Critical patent/JP3070733B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
    • H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
    • H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)
  • Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明が属する技術分野】この発明は、ＦＳＫ(Frequen
cy Shift Keying)信号による搬送波を局部発振信号と
混合して得た搬送波信号から局部発振信号を差し引いた
第２のＦＳＫ信号の中心周波数を周波数／電圧（以下、
ｆ／ｖという）変換器で変換した電圧が規定されたウイ
ンドウ幅の上限あるいは下限を越える場合には、局部発
振数波数を制御してウインドウ幅内に収束するようにし
た自動周波数制御方法および装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般的に、ＦＳＫ受信機では、スーパヘ
テロダイン方式とダイレクトコンバージョン方式とがあ
り、この両方式とも図５に示すようなｆ／ｖ変換特性を
を用いて、周波数を電圧に変換して復調する方式が知ら
れている。この図５は後述するこの発明の実施の形態の
説明の際において用いるための図であるが、従来例の説
明に際しても援用することにする。この図５は横軸に周
波数をとり、ＦＳＫ信号による搬送波を局部発振信号で
周波数変換した信号のうちの搬送波ｆから局部発振信号
の周波数ｆＬＯを差し引いた周波数信号（ｆ−ｆＬＯ）
である第２のＦＳＫ信号の周波数をとり、縦軸には周波
数変換した電圧、すなわち、第２のＦＳＫ信号のｆ／ｖ
変換電圧をとって示している。
【０００３】従来のスーパヘテロダイン方式や、ダイレ
クトコンバージョン方式のＦＳＫ受信機では、この図５
に示すような第２のＦＳＫ信号をｆ／ｖ変換して復調す
る。これらの方式を持つ受信機において、受信状況を悪
化させる要因として、局部発振周波数のずれがある。局
部発振周波数のずれは、局部発振器の精度や温度変化な
どにより生じる。このため、局部発振周波数を正確な周
波数に引き込むための技術として、自動周波数制御装置
（ＡＦＣ：Auto Frequency Control)がある。
【０００４】以下に、ｆ／ｖ変換機能を持つ従来のスー
パヘテロダイン方式とダイレクトコンバージョン方式の
受信機における自動周波数制御を行なう従来技術につい
て説明する。まず、スーパヘテロダイン方式における自
動周波数制御装置を用いるシングルスーパヘテロダイン
方式受信機について、図１５を参照して説明する。この
図１５はその構成を示すブロック図である。送信機（図
示せず）より送信されたＦＳＫ信号は、アンテナ１によ
って受信され、高周波増幅器２によって増幅された後
に、帯域通過フィルタ３を通りミキサ４に入力される。
【０００５】このミキサ４では、帯域通過フィルタ３の
出力信号ｆと局部発振器５から出力される局部発振信号
ＬＯと混合されて、第２のＦＳＫ信号として（ｆ−ｆＬ
Ｏ）に変換される。この周波数変換に際して、イメージ
周波数として（ｆ＋ｆＬＯ）も出力されるが、このイメ
ージ周波数成分（ｆ＋ｆＬＯ）は次段の帯域通過フィル
タ６により除去され、帯域通過フィルタ６の出力信号は
（ｆ−ｆＬＯ）のみが抽出され、リミッタアンプ７に入
力され、このリミッタアンプ７による振幅制限される。
振幅制限されたリミッタアンプ７の出力信号は、ｆ／ｖ
変換器８に入力される。このｆ／ｖ変換器８はリミッタ
アンプ７の出力信号の周波数を電圧に変換して復調す
る。
【０００６】ｆ／ｖ変換器８で変換された電圧で局部発
振器５の局部発振周波数を制御する手順を図２２のフロ
ーチャート及び図１５を参照して説明する。図２２のス
テップＳ１でｆ／ｖ変換器８で電圧に変換された出力信
号はステップ２で積分器６５に入力され、そこで平均化
され、さらに、電圧比較器６６に入力される。この電圧
比較器６６には、リファレンス電圧１１も入力されてお
り、電圧比較器６６は積分器６５の出力電圧とリファレ
ンス電圧１１とステップＳ３で比較し、その比較の結
果、積分器６５の出力電圧がリファレンス電圧１１より
高い場合は、電圧比較器６６の出力によりステップＳ４
で局部発振器５の局部発振周波数を高くして、積分器６
５の出力電圧とリファレンス電圧１１とが等しくなるよ
うに制御する。
【０００７】逆に、積分器６５の出力電圧がリファレン
ス電圧１１より低い場合は、電圧比較器６６の出力によ
り局部発振器５の局部発振周波数を低くして、積分器６
５の出力電圧とリファレンス電圧１１とが等しくなるよ
うに制御する。上記のリファレンス電圧１１は、図１９
（ｃ）に示す第２のＦＳＫ信号の中心周波数に対応する
電位である。このように構成することにより、従来の自
動周波数制御装置が実現される。図１９（ａ）は図１５
のアンテナ１で受信された受信ＦＳＫ対レベルの関係を
示し、図１９（ｂ）は直交変換後のＦＳＫ信号（ベース
バンド信号）を示し、前記の図１９（ｃ）はアップンバ
ージョン後のＦＳＫ信号を示している。
【０００８】次に、ダイレクトコンバージョン方式によ
る従来の自動周波数制御装置を用いる受信機について説
明する。まず、ダイレクトコンバージョン方式を用い
て、ｆ／ｖ変換を行なう構成例として、たとえば、１９
５６年WEAVER（Proceedings of The IRE,June25,195
6,P1703〜)らによって提案された図１９（ｂ）に示すベ
ースバンド信号を周波数変換して出力する図１８に示す
アップコンバージョン回路５８を用いることにより、ベ
ースバンド直交信号をある中間周波数に持ち上げ（図１
８のWEAVER受信機５９）、ｆ／ｖ変換する方式が知られ
ている。この従来技術により得られたｆ／ｖ変換出力を
用い、前記スパーヘテロダイン方式にて述べた類似の自
動周波数制御装置が特開平０８−１０７４２８号公報で
提案されている。
【０００９】以下、図２０を参照して前記公報により開
示されている自動周波数変換装置について説明する。こ
の図２０において、WEAVER受信機５９（図１８のWEAVER
受信機５９と同一構成である）について概述すると、周
波数偏移変調された搬送周波数ｃｏｓ（ω±Δω）ｔ
（周波数偏移Δω／２π）のＦＳＫ信号はアンテナ４２
で受信され、高周波増幅器４３で増幅された後に、２分
岐され、それぞれミキサ４４，４５に入力される。ミキ
サ４４には、第１の局部発振器４６の周波数ｓｉｎωｔ
の局部発振信号をπ／２移相器４７で移相して４５度遅
延させてミキサ４４に入力するとともに、ミキサ４５に
は直接局部発振信号を入力する。ミキサ４４はＦＳＫ信
号と４５度遅延した局部発振信号とを混合して得た出力
信号ｃｏｓ（ω±Δω）ｔ・ｃｏｓωをローパスフィル
タ４８を通して増幅器５０で増幅後、ｋ［ｃｏｓΔωｔ
＋１／３・ｃｏｓ（３Δω）ｔ＋１／５・ｃｏｓ（５Δ
ω）ｔ±・・・］の信号をアップバージョン回路５８の
ミキサ５２に加える。
【００１０】ミキサ５２には、第２の局部発振器５４の
周波数ｓｉｎω2 ｔの局部発振信号と混合して周波数
変換して加算器５６に出力する。また、一方のミキサ４
５はＦＳＫ信号と第１の局部発振器４６の局部発振信号
とを混合して、ｃｏｓ（ω±Δω）ｔ・ｓｉｎωｔの信
号をローパスフィルタ４９を経て、増幅器５１に加え
て、増幅器５１からｋ［±ｓｉｎ（Δω）ｔ±１／３・
ｓｉｎ（３Δω）ｔ±１／５・ｓｉｎ（５Δω）ｔ±・
・・］の信号をミキサ５３に加える。ミキサ５３は第２
の局部発振器５４の局部発振信号をπ／２移相器５５で
４５度遅延させた局部発振信号と増幅器５１の出力信号
とを混合して周波数変換して加算器５６に出力する。
【００１１】かくして、ミキサ５２，５３、第２の局部
発振器５４、π／２移相器５５、加算器５６とにより、
アップコンバージョン回路５８を構成している。加算器
５６の出力信号、ｋ［ｓｉｎ（ω2 ±Δω）ｔ＋１／
３・ｓｉｎ３（ω2 ±Δω）ｔ＋１／５ｓｉｎ５（ω2
±Δω）ｔ＋・・・］はｆ／ｖ変換器５７に入力さ
れ、そこで周波数を電圧に変換する。このｆ／ｖ変換器
５７の出力電圧を電圧比較器６２に出力する。
【００１２】一方、第２の局部発振器５４の出力信号は
ｆ／ｖ変換器６１に入力され、そこで周波数を電圧に変
換して電圧比較器６２に出力する。電圧比較器６２は、
両ｆ／ｖ変換器５７と、ｆ／ｖ変換器６１の出力電圧を
比較し、その比較された出力電圧を平均化手段６３に出
力される。平均化手段６３では、電圧比較器６２の出力
電圧をデータレートに比べて十分長い時間で平均化して
平均値を求める。ここで、受信データが均一な「１」、
「０」信号とすると、平均化手段６３で求められた前記
の平均値は図１９（ｃ）に示す第２のＦＳＫ信号の中心
周波数に対応した電圧となる。
【００１３】もし、搬送波周波数と第１の局部発振器４
６の局部発振周波数とが等しい場合には、第２のＦＳＫ
信号（ミキサ４４，４５から出力される信号）の中心周
波数と第２の局部発振器５４の発振周波数は一致し、平
均化手段６３で求められる平均値電圧は０となる。これ
に対して、搬送波信号周波数と第１の局部発振器４６の
周波数がずれていれば、前記平均値電圧に対応する。し
たがって、この平均値電圧を用いて、図２１に示すよう
な平均化手段６３の出力電圧対第１の局部発振器４６の
局部発振周波数との関係で第１の局部発振器４６の発振
周波数を制御する。
【００１４】以上のように構成されたWEAVER受信機にお
いては、搬送波周波数と第１の局部発振器４６との周波
数ずれは、平均化手段６３の出力電圧となって現れるた
め、この電圧を用いて周波数ずれが減少する方向へ第１
の局部発振器４６の局部発振周波数を制御するとによ
て、自動周波数制御が可能となる。なお、フィルタ定数
を可変することにより、周波数を可変する技術に関して
は、たとえば、実開昭６１ー１５８１６号公報には、２
個の水晶発振器で発振する基準周波数を位相・周波数比
較器で比較し、その両方の基準周波数の比較結果を低域
通過フィルタと高域通過フィルタとを経て、それぞれ検
波器で検波した検波出力を演算増幅器で比較する際に、
高域通過フィルタの一方の定数を可変することが開示さ
れている。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、ｆ／ｖ変換
された出力信号を積分（平均化）して自動周波数制御を
行なうスーパヘテロダイン方式とダイレクトコンバージ
ョン方式における従来技術はいずれも以下にのべるごと
き課題を有している。すなわち、図１５で示したスーパ
ヘテロダイン方式における積分器６５、あるいは図２０
で示したダイレクトコンバージョン方式における平均化
手段６３が正確に動作するためには、図１７（ａ）に示
すように、受信データ信号が均一な「１」、「０」信号
である必要がある。
【００１６】図１７（ｂ）に示すような偏った受信デー
タ信号、たとえば、「１０１０１１１１０・・・」のよ
うな均一でない受信データ信号の受信時には、図１７
（ｂ）の破線ＤＬで示すように、積分器６５あるいは平
均化手段６３の出力電圧は誤った電圧を出力してしま
う。したがって、正確な局部発振周波数が得られないと
いう課題がある。このため、制御信号などを用いて、均
一な「１」、「０」信号の受信時に自動周波数制御装置
を動作させる必要がある。
【００１７】また、積分器６５（あるいは、平均化手段
６３）に要する時間がデータレートに比べて十分長い時
間を必要とする。特に、近年のデータ伝送速度の高速化
により同期信号が短くなる傾向にあり、積分器６５（あ
るいは、平均化手段６３）を用いる従来の自動周波数制
御装置では、１回のＡＦＣ動作では正確に局部発振周波
数を設定するのが困難であるという課題がある。
【００１８】この発明は、上記従来の課題を解決するた
めになされたもので、ｆ／ｖ変換出力の平均化の必要性
をなくして、収束時間の短縮化を可能にでき、かつ、必
ずしも「１」、「０」信号の受信時でなくても、常時動
作、間欠動作のいずれの動作状態でも正確に局部発振周
波数を設定できる自動周波数制御方法および装置提供す
ることを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、この発明の自動周波数制御方法は、ＦＳＫ受信機で
受信されたＦＳＫ信号と局部発振器の局部発振信号とを
ミキサで混合して生成した第２のＦＳＫ信号をリミッタ
アンプで振幅制限し、前記リミッタアンプで振幅制限さ
れた前記第２のＦＳＫ信号の周波数を周波数／電圧変換
器で電圧に変換および復調し、前記第２のＦＳＫ信号の
中心周波数に対応するリファレンス電圧に対して正・負
の周波数偏移に対応した高電圧の上限と下限とをウイン
ドウ幅設定回路の電源とグランド間に直列回路を構成す
る複数の定電流源と複数の抵抗との各定電流源と各抵抗
との接続点で規制したウインドウ幅を形成し、制御電圧
出力部を構成する第１のＶＩアンプの非反転入力端に印
加される前記周波数／電圧変換器の出力電圧が前記第１
のＶＩアンプの反転入力端に印加される前記ウインドウ
幅設定回路で設定された上限の電圧値以上になると前記
第１のＶＩアンプによりコンデンサを充電させて前記局
部発振器の局部発振周波数を高くさせ、前記制御電圧出
力部を構成する第２のＶＩアンプの反転入力端に印加さ
れる前記周波数／電圧変換器の出力電圧が前記第２のＶ
Ｉアンプの非反転入力端に印加される前記ウインドウ幅
設定回路で設定された下限の電圧値以下になると前記コ
ンデンサの電荷を前記第２のＶＩアンプで放電させて前
記局部発振器の局部発振周波数を低くさせることを特徴
とする。
【００２０】この発明の自動周波数制御方法によれば、
ミキサによりＦＳＫ信号の搬送波と局部発振器の局部発
振信号とを混合して周波数変換した第２のＦＳＫ信号を
リミッタアンプで振幅制限した後に、第２のＦＳＫ信号
の周波数を周波数／電圧変換器で電圧に変換し、復調し
て制御電圧出力部の第１のＶＩアンプの非反転入力端と
第２ＶＩアンプの反転入力端に印加する。ウインドウ幅
設定回路では第２のＦＳＫ信号の中心周波数に対応する
リファレンス電圧に対して正・負の周波数偏移に対応す
る高電圧の上限と下限を電源とグランドとの間に直列に
接続されたそれぞれ定電流源と抵抗との接続点の電圧値
で規制してウインドウ幅を形成し、上限の電圧値を第１
のＶＩアンプの反転入力端に印加し、下限の電圧値を第
２のＶＩアンプの非反転入力端に印加し、周波数／電圧
変換器の出力電圧が第１のＶＩアンプの反転入力端に印
加される上限の電圧値以上になると第１のＶＩアンプに
よりコンデンサを充電させて局部発振器の局部発振周波
数を高くさせる。第２のＶＩアンプの反転入力端に印加
される周波数／電圧変換機の出力電圧が第２のＶＩアン
プの非反転入力端に印加される下限の電圧値以下になる
とコンデンサの電荷を前記第２のＶＩアンプで放電させ
前記局部発振機の局部発振周波数を低くさせる。
【００２１】また、この発明の自動周波数制御装置は、
ＦＳＫ受信機で受信されたＦＳＫ信号と局部発振器の発
振信号とを混合して生成された第２のＦＳＫ信号の周波
数を電圧に変換し、かつ復調する周波数／電圧変換器
と、電源とグランドの間に第１の定電流源と第１の抵抗
と第２の抵抗と第２の定電流源とを直列接続して構成さ
れ、かつ前記第１の抵抗と第２の抵抗との接続点に前記
第２のＦＳＫ信号の中心周波数に対応するリファレンス
電圧が印加されるとともに、前記第１の定電流源と第１
の抵抗との接続点より前記ウインドウ幅の上限の電圧値
を出力し、前記第２の抵抗と第２の定電流源との接続点
より前記ウインドウ幅の下限の電圧値を出力するウイン
ドウ幅設定回路と、反転入力端に前記ウインドウ幅設定
回路で設定された上限の電圧値が印加され、非反転入力
端に印加される前記周波数／電圧変換器の出力電圧が前
記上限の電圧値以上になるとコンデンサを充電させて前
記局部発振器の局部発振周波数を高くさせる第１のＶＩ
アンプと、非反転入力端に前記ウインドウ幅設定回路で
設定された下限の電圧値が印加され、反転入力端に印加
される前記周波数／電圧変換器の出力電圧が前記下限の
電圧値以下になると前記コンデンサの電荷を放電させて
前記局部発振器の局部発振周波数を低くさせる第２のＶ
Ｉアンプとにより構成される制御電圧出力部とを備える
ことを特徴とする。
【００２２】この発明の周波数自動制御装置によれば、
ＦＳＫ受信機で受信された所定周波数帯のＦＳＫ信号と
局部発振器で発振された局部発振信号とをミキサで混合
して周波数変換して第２のＦＳＫ信号を出力し、第２の
ＦＳＫ信号の周波数を周波数／電圧変換器で電圧に変換
および復調して制御電圧出力部に出力する。ウインドウ
幅設定回路では、第１の抵抗と第２の抵抗との接続点に
第２のＦＳＫ信号の中心周波数に対応するリファレンス
電圧が印加され、第１の定電流源と第１の抵抗との接続
点よりウインドウ幅の上限の電圧値を出力して、制御電
圧出力部の第１のＶＩアンプの反転入力端に印加し、第
２の定電流源と第２の抵抗との接続点よりウインドウ幅
の下限の電圧値を出力して制御電圧出力部の第２のＶＩ
アンプの非反転入力端に印加する。制御電圧出力部で
は、第１のＶＩアンプ非反転入力端に印加される周波数
／電圧変換器の出力電圧がその反転入力端に印加される
上限の電圧値以上になるとコンデンサを充電させて局部
発振器の局部発振周波数を高くさせる。また、第２のＶ
Ｉアンプの反転入力端に印加される周波数／電圧変換器
の出力電圧がその非反転入力端に印加される下限の電圧
値以下になると、コンデンサの電荷を放電させて局部発
振器の局部発振周波数を低くさせるようにして、周波数
／電圧変換器の出力電圧がウインドウ幅内に収束するよ
うにする。
【００２３】
【発明の実施の形態】以下、この発明の自動周波数制御
装置の実施の形態について図面に基づき説明する。この
発明の自動周波数制御装置は、図５に示すようなｆ／ｖ
変換特性を用いた周波数を電圧に変換して復調する受信
系において有効である。そこで、スーパヘテロダイン方
式受信機に適用した場合の実施の形態として図１に示す
スーパヘテロダイン方式受信機を用いて詳細に説明す
る。この図１において、送信機（図示せず）より送信さ
れたＦＳＫ信号は、アンテナ１によって受信され、高周
波増幅器２によって増幅され、帯域通過フィルタ３を通
り、ミキサ４に入力される。
【００２４】ミキサ４には、帯域通過フィルタ３の出力
信号の他に、第１の局部発振器５からの局部発振信号も
入力されるようになっている。これにより、ミキサ４は
帯域通過フィルタ３の出力信号と局部発振信号とが混合
されて、搬送波周波数−局部発振周波数（すなわち、ｆ
−ｆＬＯ）に変換され、第２のＦＳＫ信号が得られる。
この際、イメージ周波数として搬送波周波数＋局部発振
周波数（すなわち、ｆ＋ｆＬＯ）も出力されるが、この
周波数成分は帯域通過フィルタ６により除去される。
【００２５】したがって、帯域通過フィルタ６の出力信
号は（ｆ−ｆＬＯ）のみが抽出されてリミッタアンプ７
に入力され、このリミッタアンプ７で振幅制限されるよ
うになっている。リミッタアンプ７で振幅制限されたリ
ミッタアンプ７の出力信号はｆ／ｖ変換器８に入力され
る。このｆ／ｖ変換器８は図５に示す周波数／電圧変換
器の特性を有しており、図５は横軸に周波数を取り、縦
軸にｆ／ｖ変換器８の出力電圧を取って示している。ｆ
／ｖ変換器８にリミッタアンプ７の出力信号が入力され
ることにより、電圧に変換されて、復調されるととも
に、このｆ／ｖ変換器８の出力電圧は、制御電圧出力部
９にも送出される。
【００２６】一方、ウインドウ幅設定回路１０には、リ
ファレンス電圧１１が印加されている。このリファレン
ス電圧１１は図１６（ｂ）に示すように、第２のＦＳＫ
の中心周波数に対応する電圧値を出力するものである。
この図１６（ｂ）は、ミキサ４による中間周波数変換後
の信号であり、その中心周波数は（ｆ−ｆＬＯ）でる。
このリファレンス電圧１１がウインドウ幅設定回路１０
に入力されることにより、ウインドウ幅設定回路１０
は、図４に示すように、リファレンス電圧１１を基準に
して、ｆ／ｖ変換器８の出力電圧の上限の電圧値ＶＨと
下限の電圧値ＶＬとを規制したウインドウ幅を設定する
ようにしている。
【００２７】この上限の電圧値ＶＨと下限の電圧値ＶＬ
は、図１６（ｂ）に示す第２のＦＳＫ信号の中間周波数
に対応するリファレンス電圧１１を基準として正・負の
周波数偏移に対応する電圧である。ウインドウ幅設定回
路１０の出力と前記ｆ／ｖ変換器８の出力電圧は制御電
圧出力部９に出力するようにしている。ｆ／ｖ変換器８
の出力電圧がウインドウ幅設定回路１０で設定されたウ
インドウ幅の上限の電圧値ＶＨと下限の電圧値ＶＬとの
間に存在している場合には、すなわち、図４に示すｆ／
ｖ変換器８の出力電圧がＡに示すようになっている場合
には、制御電圧出力部９は、第１の局部発振器５の局部
発振周波数の変更を行なわないようにしている。
【００２８】しかし、ｆ／ｖ変換器８の出力電圧が図４
に示す出力電圧Ｂのように、ウインドウ幅設定回路１０
で設定されたウインドウ幅の上限の電圧値ＶＨ以上にな
ると、制御電圧出力部９は、第１の局部発振器５の局部
発振周波数を高くなるように制御するために出力電圧を
第１の局部発振器５に印加するようにしている。逆に、
ｆ／ｖ変換器８の出力電圧が図４に示す出力電圧Ｃのよ
うに、ウインドウ幅設定回路１０で設定されたウインド
ウ幅の下限の電圧値ＶＬ以下になると、制御電圧出力部
９は、第１の局部発振器５の局部発振周波数を低くなる
ように制御するために出力電圧を第１の局部発振器５に
印加するようにしている。
【００２９】前記制御電圧出力部９の出力電圧と第１の
局部発振器５の局部発振周波数との関係については、図
６に示すようになっている。図６の横軸は制御電圧出力
部９の出力電圧を示し、縦軸は局部発振周波数をとって
示している。また、変調感度（１／ＫＤ１）＝（第１の
局部発振器５の局部発振周波数）／（制御電圧出力部９
の出力電圧）を示している。ウインドウ幅設定回路１０
と制御電圧出力部９の内部構成は図２に示されている。
この図２は回路図として示したものであり、この図２を
参照して、まず、ウインドウ幅設定回路１０の構成から
説明する。
【００３０】電源１２とＧＮＤ（グランド）１７との間
には、定電流源１３、抵抗１４、抵抗１５、定電流源１
６の直列回路が接続されて、ウインドウ幅設定回路１０
が構成されている。抵抗１４と１５との接続点にリファ
レンス電圧１１が印加されるようになっている。抵抗１
４と定電流源１３との接続点にウインドウ窓枠の上限の
電圧値ＶＨが発生するようにしており、抵抗１５と定電
流源１６との接続点にウインドウ窓枠の下限の電圧値Ｖ
Ｌが発生するようになっている。抵抗１４と定電流源１
３との接続点は制御電圧出力部９のＶＩアンプ１８（電
圧を入力して、電流を出力するアンプ）の反転入力端に
接続されている。また、抵抗１５と定電流源１６との接
続点はＶＩアンプ１９の非反転入力端に接続されてい
る。
【００３１】制御電圧出力部９は、ＶＩアンプ１８，１
９とコンデンサ２０とにより構成されており、ＶＩアン
プ１８の非反転入力端とＶＩアンプ１９の反転入力端は
共通に接続されており、図１におけるｆ／ｖ変換器８の
出力電圧が印加されるようになっている。両ＶＩアンプ
１８，１９の出力端はコンデンサ２０を介してＧＮＤ１
７接続されているとともに、このコンデンサ２０と両Ｖ
Ｉアンプ１８，１９の出力端との接続点から図１の第１
の局部発振器５に制御電圧が出力されるようになってい
る。
【００３２】次に、この第１の実施の形態の動作につい
て説明する。この動作の説明を行なうことにより、この
発明の周波数自動制御方法の実施の形態の説明も兼ねる
ことにする。ＦＳＫ信号は、アンテナ１によって受信さ
れ、高周波増幅器２によって増幅され、帯域通過フィル
タ３を通り、ミキサ４に入力される。ミキサ４は帯域通
過フィルタ３の出力信号と第１の局部発振器５の局部発
振信号とを混合して、帯域フィルタ６を通過して（ｆ−
ｆＬＯ）に周波数変換される。この帯域通過フィルタ６
の出力信号（ｆ−ｆＬＯ）はリミッタアンプ７に入力さ
れて振幅制限された後に、リミッタアンプ７の出力信号
はｆ／ｖ変換器８に入力される。
【００３３】このｆ／ｖ変換器８の出力電圧は、制御電
圧出力部９に入力される。制御電圧出力部９において、
ウインドウ幅設定回路１０で設定された図４に示すよう
なウインドウ幅、つまり、上限の電圧値ＶＨと下限の電
圧値ＶＬとが印加されている。このウインドウ幅の窓枠
は、図２において、リファレンス電圧１１が抵抗１４と
１５との接続点に印加され、かつ定電流源１３と１６と
によって抵抗１４と１５には一定電流が流れているか
ら、定電流源１３と抵抗１４との接続点、定電流源１６
と抵抗１５との接続点には、常に一定の上限の電圧値Ｖ
Ｈと下限の電圧値ＶＬとがそれぞれ発生している。
【００３４】このように設定された上限の電圧値ＶＨと
下限の電圧値ＶＬと間に、ウインドウ窓枠が形成され、
このウインドウ窓枠の上限の電圧値ＶＨと下限の電圧値
ＶＬが制御電圧出力部９に印加されている。このウイン
ドウ窓枠の電圧と前記のｆ／ｖ変換器８の出力電圧が制
御電圧出部９に印加される。いま、前記ｆ／ｖ変換器８
の出力電圧がウインドウ窓枠内にある場合（図４のＡ）
には、図１６（ｂ）に示すように、第２のＦＳＫの中心
周波数と一致している。したがって、この状態では、制
御電圧出力部９は動作せず、制御電圧出力部９内のコン
デンサ２０の電荷移動はなく、制御電圧出力部９の出力
電圧の変化もないため、第１の局部発振器５の局部発振
周波数は変化を生じない。
【００３５】図３はｆ／ｖ変換機８の出力電圧対出力電
流Ｉの関係を示し、ｆ／ｖ変換機８の出力電圧が上限の
電圧値ＶＨと下限の電圧値ＶＬとの間にあるときには、
制御電圧出力部９の出力電流Ｉが０であることを示して
いる。この制御電圧出力部９の出力電圧と局部発振周波
数との関係は前記したようにに、図６のとおりであり、
このときの変調感度（１／ＫＤ１）＝（第１の局部発振
器５の局部発振周波数）／（制御電圧出力部９の出力電
圧）である。ウインドウ幅設定回路１０で設定されたウ
インドウ窓枠の上限の電圧値ＶＨと下限の電圧値ＶＬは
図１６（ｂ）に示す第２のＦＳＫの中間周波数に対応す
るリファレンス電圧１１を基準にして、正・負の周波数
偏移に対応する電圧であり、たとえば、周波数偏移が±
４．８ＫＨｚとすると、周波数偏移＋４．８ＫＨｚに対
応する電圧をＶＨとし、周波数偏移−４．８ＫＨｚに対
応する電圧をＶＬとする。
【００３６】次に、ｆ／ｖ変換器８から出力された電圧
が図４におけるＢで示すように、上限の電圧値ＶＨより
大きい場合、図１６（ｂ）に示す帯域通過フィルタ６の
出力信号（ｆ−ｆＬＯ）が第２のＦＳＫの中心周波数よ
り大きいことを示すために、ｆ／ｖ変換器８から出力さ
れた電圧が制御電圧出力部９のＶＩアンプ１８の非反転
入力端とＶＩアンプ１９の反転入力端に印加され、ＶＩ
アンプ１８の出力端から図３に示すように出力電流Ｉが
コンデンサ２０に流れる。したがって、コンデンサ２０
がＶＩアンプ１８の出力電流で充電され、第１の局部発
振器５の局部発振周波数を高くするように制御する。こ
れにより、帯域通過フィルタ６の出力信号（ｆ−ｆＬ
Ｏ）を第２のＦＳＫの中心周波数に合わせ込むように動
作する。その結果、ｆ／ｖ変換器８の出力電圧はウイン
ドウ幅の上限の電圧値ＶＨ以下に低下し、図４における
Ａで示す状態となる。
【００３７】次に、上記とは逆に、ｆ／ｖ変換器８から
出力された電圧が図４におけるＣに示すように、ウイン
ドウ窓枠の下限の電圧値ＶＬよりも小さい場合には、図
１６（ｂ）に示す帯域通過フィルタ６の出力信号（ｆ−
ｆＬＯ）が第２のＦＳＫの中心周波数よりも小さいこと
を示すために、制御電圧出力部９が動作して、ＶＩアン
プ１９が図３に示すようにがコンデンサ２０の電荷を放
電させてその電位を低下させ、第１の局部発振器５の局
部発振周波数を低下させる。その結果、ｆ／ｖ変換器８
の出力電圧は下限の電圧値ＶＬ以上に引き上げられ、図
４におけるＡの状態となる。したがって、ｆ／ｖ変換器
８の出力電圧はウインドウ幅の上限の電圧値ＶＨと下限
の電圧値ＶＬとの中間のウインドウ窓枠内に引き込まれ
ることになる。
【００３８】これにより、帯域通過フィルタ６の出力信
号（ｆ−ｆＬＯ）は図１６（ｂ）に示す第２のＦＳＫの
中心周波数と一致する。上記から明らかなように、ｆ／
ｖ変換器８の出力電圧がウインドウ幅の上限の電圧値Ｖ
Ｈ、あるいは下限の電圧値ＶＬのいずれを越えた場合で
も、制御電圧出力部９により、第１の局部発振器５の局
部発振周波数が、つまりｆ／ｖ変換器８の出力電圧がウ
インドウ窓枠内に収束するように制御することになる。
ここで、この第１の局部発振器５の局部発振周波数の収
束時間について図４におけるＢで表すｆ／ｖ変換器８の
出力電圧を参照例にして説明する。
【００３９】図２２のフローチャートで述べたような手
順での周波数自動制御の場合にはｆ／ｖ変換器８の出力
電圧を平均化するために受信データのデータレートに対
して十分長い平均化時間が必要であったが、この第１の
実施の形態では、図１４のフローチャートに示すよう
に、ｆ／ｖ変換器８の出力電圧の平均化を行なわずに自
動周波数制御を行なうようにしているので、従来技術と
比較した場合に収束時間が速い。すなわち、ステップＳ
１１でｆ／ｖ変換器８の出力電圧を制御電圧出力部９に
入力し、ステップＳ１２でこのｆ／ｖ変換器８の出力電
圧と、ウインドウ窓枠の上限の電圧値ＶＨと下限の電圧
値ＶＬとの比較を行ない、その比較結果、ｆ／ｖ変換器
８の出力電圧が上限の電圧値ＶＨ以上であることから、
この出力電圧がウインドウ窓枠内に収束するようにステ
ップＳ１３で第１の局部発振器５の局部発振周波数を制
御しているので、上記図２２で示した処理手順に比べて
処理工程が短縮化され、第１の局部発振器５の収束時間
が短縮されることになる。
【００４０】この第１の局部発振器５の局部発振周波数
の収束時間について、さらに、以下に説明する。前述し
たように、第１の局部発振器５の局部発振周波数は制御
電圧出力部９のコンデンサ２０の端子間電圧値により制
御され、制御電圧出力部９の出力電圧は以下のように表
せる。コンデンサ２０の電荷をＱとし、容量をＣとし、
端子間電圧をＶとすると、 Ｑ＝ＣＶ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１） ｄＱ／ｄｔ＝Ｃ・ｄＶ／ｄｔ・・・・・・・・・・・・・・・・・（２） であり、たとえば、１シンボルでの周波数引き込みを行
なうためには、図４におけるＢのよにｆ／ｖ変換器８の
出力電圧が上限の電圧値ＶＨを越えているｆ／ｖ変換器
８の出力電圧の面積（図４のＢにおける斜線を施して示
す部分）をＳとし、ｆ／ｖ変換器８の出力電圧の周波数
をｆfv、ｆ／ｖ変換器８の復調感度をＫＤ（＝電圧変化
量／周波数変化量），コンデンサ２０の端子間電圧の変
調感度を１／ＫＤ１（第１の局部発振器５の周波数変化
量／制御電圧出力部９の電圧変化量）とすると、以下の
（３）式ないし（５）式の関係が成り立つように、コン
デンサ２０と制御電圧出力部９の出力電流Ｉを設定すれ
ばよい。
【００４１】 面積Ｓ≦１／（２ｆfv）・ｄｖ／ｄｔ・ＫＤ／ＫＤ１・・・・・・・（３） ≦１／（２ｆfv）・１／Ｃ・ｄＱ／ｄｔ・ＫＤ／ＫＤ１・・・（４） ここで、簡単のため出力電流Ｉを一定とすると、 ≦１／（２ｆfv）・１／Ｃ・Ｉ・ＫＤ・１・・・・・・・・・（５） で表せる。ただし、面積Ｓは１シンボル中に引き込みを
要求される最大周波数ずれによって決まる。
【００４２】また、図４にけるＣの場合も同様に計算
し、上記（５）式が導出される。したがって、この
（５）式の関係を満たすように、コンデンサ２０と制御
電圧出力部９の出力電流Ｉを決めることにより、１シン
ボルでの第１の局部発振器５の局部発振周波数の引き込
みも可能となる。
【００４３】次に、この発明の第２の実施の形態につい
て図面に基づき説明する。図７はこの第２の実施の形態
の構成を示す回路図であり、前記図２に対応している。
この図７は、この発明の自動周波数装置におけるウイン
ドウ幅設定回路１０と制御電圧出力部９の部分の回路図
である。この図７において、ウインドウ幅設定回路１０
の構成は図２の場合と同様であり、ここでの再度の構成
の説明は割愛するが、制御電圧出力部９の構成が図２の
場合とは異なる。すなわち、図７における制御電圧出力
部９は図２の構成に新たに定電流源２４，２５が付加さ
れているとともに、ＶＩアンプ１８，１９に代えてコン
パレータ２１，２２が使用されている。
【００４４】コンパレータ２１の反転入力端はウインド
ウ幅設定回路１０の定電流源１３と抵抗１４との接続点
に接続されている。コンパレータ２２の非反転入力端は
ウインドウ幅設定回路１０の抵抗１５と定電流源１６と
の接続点に接続されている。コンパレータ２１の非反転
入力端とコンパレータ２２の反転入力端には、図１で示
したｆ／ｖ変換器８の出力電圧が印加されるようになっ
ている。
【００４５】コンパレータ２１，２２の各出力端は定電
流源２４，２５に接続されている。この定電流源２４，
２５は電源２３とＧＮＤ２６との間に直列に接続されて
いる。両定電流源２４と２５との接続点は、コンデンサ
２０を介してＧＮＤ２６に接続されているとともに、第
１の局部発振器５に接続されている。その他の構成は図
２と同様である。
【００４６】このように構成することにより、ウインド
ウ幅設定回路１０は図２と同様に構成されたリファレン
ス電圧１１より出力された図１６（ｂ）に示す第２のＦ
ＳＫ信号の中心周波数信号に相当する電圧値に対して、
正・負の周波数偏移に対応する上限の電圧値ＶＨ，下限
の電圧値ＶＬを出力してウインドウ幅を設定する。一
方、制御電圧出力部９のコンパレータ２１の非反転入力
端とコンパレータ２２の反転入力端には、ｆ／ｖ変換器
８からの電圧が印加されており、この電圧が上記上限の
電圧値ＶＨより大きいと、コンパレータ２１の出力はハ
イレベル（以下「Ｈ」という）となり、定電流源２４を
オンにする。また、コンパレータ２２の出力は「Ｌ］に
なり、その出力により、定電流源２５をオフにする。
【００４７】これにより、定電源２４よりコンデンサ２
０に出力電流Ｉが流れ、コンデンサ２０が充電され、制
御電圧出力部９の出力電圧を大きくし、第１の局部発振
器の局部発振周波数を高くする。その結果、帯域通過フ
ィルタ６の出力信号（ｆ−ｆＬＯ）の周波数を第２のＦ
ＳＫ信号の中心周波数に合わせる。
【００４８】また、上記とは逆に、ｆ／ｖ変換器８の出
力電圧がウインドウ窓枠の下限の電圧値ＶＬ以下に低下
した場合には、今度はコンパレータ２２の出力が「Ｈ」
になり、それにより定電流源２５をオンにするととも
に、コンパレータ２１の出力がローレベル（以下、
「Ｌ」という）になり、定電流源２４をオフにする。こ
の結果、コンデンサ２０の電荷が定電流源２５側に流
れ、このコンデンサ２０の電位、ひいては、制御電圧出
力部９の出力電圧を低下させる。これにより、第１の局
部発振器５の局部発振周波数を低下させ、上記帯域通過
フィルタ６の出力信号（ｆ−ｆＬＯ）の周波数を第２の
ＦＳＫ信号の中心周波数に合わせるようにする。
【００４９】この図７で示す第２の実施の形態では、基
本的には、前記第１の実施の形態における図２の動作と
同じであるが、図８（図７におけるｆ／ｖ変換器８の出
力電圧と出力電流Ｉの関係を示す説明図）に示すよう
に、ｆ／ｖ変換器８の出力電圧をウインドウ窓枠内に引
き込むときの電流の入出力特性が図３と対比しても明か
なように異なり、ｆ／ｖ変換器８の出力電圧がウインド
ウ窓枠外に出たとき、常にある一定値の大きさの電流に
よりコンデンサ２０の電荷を変化させて、制御電圧出力
部９の出力電圧を変化させることに特徴がある。
【００５０】次に、この発明の第３の実施の形態につい
て説明する。図９はこの発明の第３の実施の形態の構成
を示す回路図であり、ウインドウ設定回路１０と制御電
圧出力部９の部分の回路図である。この図９において、
図７と異なる点は、ウインドウ幅設定回路１０から出力
される基準電圧を４つとしたことである。すなわち、ウ
インドウ設定回路１０における電源１２とＧＮＤ１７と
の間に定電流源１３と、抵抗２６〜２９と、定電流源１
６との直列回路を接続してウインドウセ定回路１０が構
成されており、抵抗２７と２８との接続点にリファレン
ス電圧１１が印加されている。
【００５１】定電流源１３と抵抗２６との接続点には、
図１０に示すように、ウインドウ窓枠の第２の上限の電
圧値ＶＨ２が設定されており、抵抗２６と２７との接続
点には、ウインドウ窓枠の第１の上限の電圧値ＶＨ１
（ＶＨ２＞ＶＨ１）が設定されている。抵抗２８と２９
との接続点には、ウインドウ窓枠の第１の下限の電圧値
ＶＬ１が設定されており、抵抗２９と定電流源１６との
接続点には、第２の下限の電圧値ＶＬ２（ＶＬ２＜ＶＬ
１）が設定されている。
【００５２】また、制御電圧出力回路９には、前記４つ
の基準電圧を入力するために、４個のコンパレータ３０
〜３３が設けられているともに、４個の定電流源３４〜
３７が設けられている。コンパレータ３０の反転入力端
は定電流源１３と抵抗２６との接続点に接続されてい
る。コンパレータ３１の反転入力端は抵抗２６と２７と
の接続点に接続されている。
【００５３】コンパレータ３２の非反転入力端は抵抗２
８と２９との接続点に接続されている。コンパレータ３
３の非反転入力端は抵抗２９と定電流源１６との接続点
に接続されている。コンパレータ３０と３１の非反転入
力端と、コンパレータ３２と３３の反転入力端は共通に
して図１におけるｆ／ｖ変換器８の出力電圧が印加され
るようになっている。８とＧＮＤ１７との間には、２個
の定電流源３４と３５が直列に接続されている。定電流
源３４と３５にそれぞれ並列に定電流源３６，３７が接
続されている。コンパレータ３０の出力により定電流源
３６のオン、オフを行なうようにしており、コンパレー
タ３１の出力により定電流源３４のオン、オフを行なう
ようにしている。コンパレータ３２の出力により定電流
源３５のオン、オフを行なうようにしている。さらに、
コンパレータ３３の出力により定電流源３７のオン、オ
フを行なうようにしている。
【００５４】制御電圧回路９において、電源３８とＧＮ
Ｄ１７との間には、２個の定電流源３４と３５が直列に
接続されている。定電流源３４と３５にそれぞれ並列に
定電流源３６，３７が接続されている。コンパレータ３
０の出力により定電流源３６のオン、オフを行なうよう
にしており、コンパレータ３１の出力により定電流源３
４のオン、オフを行なうようにしている。コンパレータ
３２の出力により定電流源３５のオン、オフを行なうよ
うにしている。さらに、コンパレータ３３の出力により
定電流源３７のオン、オフを行なうようにしている。
【００５５】定電流源３４と３５との接続点と、定電流
源３６と３７との接続点は、コンデンサ２０を介してＧ
ＮＤ１７に接続されているとともに、この接続点より図
１で示した第１の局部発振器５へ電圧を印加するように
なっている。かくして、コンパレータ３０〜３３と、定
電流源３４〜３７と、コンデンサ２０とにより、制御電
圧出力部９が構成されている。
【００５６】次に、この第３の実施の形態の動作につい
て説明する。図1 におけるｆ／ｖ変器８の出力電圧が
制御電圧出力部９のコンパレータ３０，３１の非反転入
力端とコンパレータ３２，３３の反転入力端に印加さ
れ、この出力電圧が第１の上限の電圧値ＶＨ１より大き
いと、コンパレータ３１の出力は「Ｈ」となり、定電流
源３４をオンにし、他のコンパレータ３０，３２，３３
の出力は「Ｌ」となり、定電流源３５〜３７はオフにな
る。これにより、コンデンサ２０は定電流源３４から出
力電流Ｉが流れ、この出力電流Ｉにより充電され、制御
電圧出力部９の出力電圧を高くし、第１の局部発振器５
の局部発振周波数を高くして、帯域通過フィルタ６の出
力信号（ｆ−ｆＬＯ）の周波数を第２のＦＳＫの中心周
波数に合わせる。
【００５７】また、ｆ／ｖ変換器８の出力電圧がウイン
ドウ窓枠の第２の上限の電圧値ＶＨ２より大きいと、今
度はコンパレータ３０と３１の出力が「Ｈ」となり、コ
ンパレータ３２と３３の出力が「Ｌ］となる。コンパレ
ータ３０，３１の出力により、定電流源３６と３４がオ
ンとなり、定電流源３６と３７がオフとなる。定電流源
３６と３４のオンにより、コンデンサ２０には、定電流
源３６と３４から合成電流によりさらに大きい充電電流
がながれる。したがって、コンデンサ２０の電圧、すな
わち制御電圧出力部９の出力電圧がより急速に高くな
り、第１の局部発振器５の局部発振周波数もより高くな
り、前記帯域通過フィルタ６の出力信号（ｆ−ｆＬＯ）
の周波数を第２のＦＳＫの中心周波数に合わせる。
【００５８】また、ｆ／ｖ変換器８の出力電圧がウイン
ドウ窓枠の第１の下限の電圧値ＶＬ１もしくは第２の下
限の電圧値ＶＬ２より小さい場合には、コンパレータ３
２または３３が「Ｈ」となり、定電流源３５または３７
をオンにして、コンデンサ２０の電荷を放電させる。そ
の結果、制御電圧出力部９の出力電圧が低下し、第１の
局部発振器５の局部発振周波数を低下させる。したがっ
て、帯域通過フィルタ６の出力信号（ｆ−ｆＬＯ）の周
波数を第２のＦＳＫの中心周波数に合わせる。
【００５９】この図９の実施の形態の基本動作は前記図
７に示したこの発明の第２の実施の形態と全く同等であ
るが、ｆ／ｖ変換器８の出力電圧と出力電流の関係が前
記の説明からも明らかなように、図８に対して、図１０
に示すように異なる。この第３の実施の形態のような構
成とすることにより、第１の局部発振器５の局部発振周
波数のずれに対して任意の引き込み特性を実現すること
ができる。また、この基準電圧、すなわち、第１、第２
の上限の電圧値ＶＨ１，ＶＨ２と第１、第２の下限の電
圧値ＶＬ１，ＶＬ２は多値であってもよい。
【００６０】次に、この発明の第４の実施の形態につい
て説明する。図１１はこの第４の実施の形態のウインド
ウ幅設定回路１０と制御電圧出力部９の構成を示す回路
図である。この図１１に示す第４の実施の形態では、前
記図２で示した第１の実施の形態と類似しており、図２
と異なる点は制御電圧出力部９にダブル出力のＶＩアン
プ３９と４０が使用して、コンデンサ２０の電荷移動経
路を２系統としている点が異なるものである。すなわ
ち、ウインドウ幅設定回路１０の構成は前記図２と同じ
であるから、同一部分には、同一符号を付して説明を省
略する。
【００６１】制御電圧出力部９において、ダブル出力の
ＶＩアンプ３９、４０の一方の出力端同士を接続すると
ともに、他方の出力端同士も接続し、各一方の出力端と
各他方の出力端間にコンデンサ２０が接続されている。
コンデンサ２０の一方の電極には基準電圧４１が印加さ
れており、コンデンサ２０の他方の電極は第１の局部発
振器５に接続されている。ＶＩアンプ３９の非反転入力
端とＶＩアンプ４０の反転入力端は共通にして図１のｆ
／ｖ変換器８の出力電圧が印加されるようになってい
る。
【００６２】次に、この第４の実施の形態の動作につい
て説明する。ｆ／ｖ変換器８の出力電圧がＶＩアンプ３
９の非反転入力端とＶＩアンプ４０の反転入力端に印加
され、この出力電圧がウインドウ窓枠の上限の電圧値Ｖ
Ｈより大きいときにダブル出力のＶＩアンプ３９がオン
となり、コンデンサ２０はＶＩアンプ３９の出力電流Ｂ
により図１２に示すように充電され、コンデンサ２０の
もう一方の端子から電荷をＶＩアンプ３９の出力電流Ａ
によって放電する。このようにすることにより、制御電
圧出力部９の出力電圧は基準電圧４１に対して上昇す
る。その結果、前記図２の場合と同様に、第１の局部発
振器５の局部発振周波数が高くなり、帯域通過フィルタ
６の出力信号（ｆ−ｆＬＯ）の周波数は第２のＦＳＫの
中心周波数に合わせる。
【００６３】前記とは逆に、ｆ／ｖ変換器８の出力電圧
が下限の電圧値ＶＬより小さいときには、ＶＩアンプ４
０がオンとなり、コンデンサ２０はＶＩアンプ４０の出
力電流Ｂにより放電し、もう一方の端子の電荷を出力電
流Ａにより充電して、制御電圧出力部９の出力電圧は基
準電圧４１に対して減少する。その結果、制御電圧出力
部９の出力電圧が低下して、第１の局部発振器５の局部
発振周波数が低下し、帯域通過フィルタ６の出力信号
（ｆ−ｆＬＯ）の周波数は第２のＦＳＫの中心周波数に
合わせる。この第４の実施の形態の基本動作は、前記図
２の第１の実施の形態と同等であるが、ｆ／ｖ変換器８
の出力電圧と出力電流の関係が図１２に示すようにコン
デンサ２０の充放電電流が出力電流０に対して対象にな
っている点が異なる。
【００６４】このように、コンデンサ２０の両端の電荷
を変化させる構成にすることにより、図２の第１の実施
の形態の場合に比べて、より迅速にコンデンサ２０の電
荷が移動するために、高速に第１の局部発振器５の局部
発振周波数の修正が可能となる。また、制御電圧出力部
９は、図１１におけるダブル出力のＶＩアンプ３９，４
０を図７で示した第２の実施の形態で示したように、定
電流源を用いる構成とすることもできる。さらに、図
２、図７、図９、図１１の各実施の形態は、シングルス
ーパヘテロダイン方式に限らず、ダブルスーパヘテロダ
イン方式においても同様に構成可能である。
【００６５】上記各実施の形態では、シングルスーパヘ
テロダイン方式受信機に適用した場合の構成を示した
が、次に、ダイレクトコンバージョン方式受信機に適用
した実施の形態について説明する。図１３はこのダイレ
クトコンバージョン方式受信機に適用したこの発明の自
動周波数制御装置の第５の実施の形態の構成を示すブロ
ック図である。この図１３において、図１８で述べたの
と同様のWEAVER受信機５９によって得られた図１９
（ｃ）で示したような第２のＦＳＫ信号はｆ／ｖ変換器
５７により電圧に変換され、この出力電圧は制御電圧出
力部９に印加されるようにしている。ウインドウ幅設定
回路１０は、リファレンス電圧１１を基準にして、前記
第１の実施の形態で説明したのと同様にしてウインドウ
幅を設定して、その上限の電圧値ＶＨと下限の電圧値Ｖ
Ｌとを制御電圧出力部９に印加している。このリファレ
ンス電圧１１は、図１９（ｃ）で示した第２のＦＳＫ信
号の中心周波数に対応する電圧値を出力している。
【００６６】制御電圧出力部９の出力電圧は、WEAVER受
信機５９の第１の局部発振器４６に印加してこの第１の
局部発振器４６の局部発振信号を制御するようにしてい
る。このWEAVER受信機５９の構成は前記図１８で説明し
たのと同様の構成をなしており、図１８と同一部分に
は、同一符号を付すのみにとどめ、その詳細な説明は割
愛することにする。また、この第５の実施の形態の自動
周波数制御装置のウインドウ幅設定回路１０と制御電圧
出力部９の構成は、前記第１ないし第４の実施の形態の
いずれの構成にも該当するものであり、その動作も同様
であるので、動作説明を省略する。
【００６７】
【発明の効果】以上のように、この発明の自動周波数制
御方法によれば、ＦＳＫ受信機で受信したＦＳＫ信号を
局部発振器の局部発振信号とミキサで混合して生成した
第２のＦＳＫ信号の周波数をｆ／ｖ変換器で電圧に変換
し、第２のＦＳＫ信号の中心周波数に対するリファレン
ス電圧を基準として正・負の周波数偏移に対応する上限
と下限の電圧値を設定したウインドウ幅内にｆ／ｖ変換
器の出力電圧が収束するように、局部発振周波数を制御
するようにしたので、このｆ／ｖ変換器の出力電圧を積
分器や電圧平均化手段を用いる必要がなく、局部発振器
の局部発振周波数の収束を高速に行なうことができる。
【００６８】また、この発明の自動周波数制御装置によ
れば、ＦＳＫ受信機で受信したＦＳＫ信号をミキサで局
部発振器の局部発振周波数と混合して第２のＦＳＫ信号
を生成し、この第２のＦＳＫ信号をｆ／ｖ変換器で電圧
に変換して、制御電圧出力部に加え、ウインドウ幅設定
回路により第２のＦＳＫ信号の中心周波数に対するリフ
ァレンス電圧を基準として正・負の周波数偏移に対応す
る上限と下限の電圧値を規制したウインドウ幅を設定し
て制御電圧出力部に加え、制御電圧出力部によりｆ／ｖ
変換器の出力電圧がウインドウ幅内に収束するように、
局部発振器の局部発振周波数を制御するようにしたの
で、局部発振器の局部発振周波数の収束を高速に行なう
ことができることに加えて、均一な「１」、「０」信号
の受信時でなくても自動周波数制御装置を作動させるこ
ができるともに、常時動作、あるいは間欠動作のいずれ
の場合でも、正確に局部発振周波数を設定することがで
きる。
【図面の簡単な説明】
【図１】シングルスーパヘテロダイン方式受信機に適用
したこの発明の自動周波数制御装置の第１の実施の形態
の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の自動周波数制御装置におけるウインドウ
幅設定回路と制御電圧出力部の内部構成を示す回路図で
ある。
【図３】図１の自動周波数制御装置におけるｆ／ｖ変換
器の出力電圧対図１の自動周波数制御装置における制御
電圧出力部の出力電流との関係を示す特性図である。
【図４】図１の自動周波数制御装置におけるｆ／ｖ変換
器の出力電圧がウインドウ幅設定回路で設定されたウイ
ンドウ幅に対する比較関係を示す説明図である。
【図５】この発明の自動周波数制御装置におけるｆ／ｖ
変換器の入出力特性図である。
【図６】図１の自動周波数制御装置における制御電圧出
力部の出力電圧と局部発振器の局部発振周波数との関係
を示す特性図である。
【図７】この発明の自動周波数制御装置の第２の実施の
形態におけるウインドウ幅設定回路と制御電圧出力部の
内部構成を示す回路図である。
【図８】この発明の自動周波数制御装置の第２の実施の
形態におけるｆ／ｖ変換器の出力出電圧対図７の制御電
圧出力部の出力電流特性図である。
【図９】この発明の自動周波数制御装置の第３の実施の
形態におけるウインドウ幅設定回路と制御電圧出力部の
内部構成を示す回路図である。
【図１０】この発明の自動周波数制御装置の第３の実施
の形態におけるｆ／ｖ変換器の出力出電圧対図９の制御
電圧出力部の出力電流特性図である。
【図１１】この発明の自動周波数制御装置の第４の実施
の形態におけるウインドウ幅設定回路と制御電圧出力部
の内部構成を示す回路図である。
【図１２】この発明の自動周波数制御装置の第４の実施
の形態におけるｆ／ｖ変換器の出力出電圧対図１１の制
御電圧出力部の出力電流特性図である。
【図１３】ダイレクトコンバージョン方式に適用したこ
の発明の自動周波数制御装置の第４の実施の形態におけ
るウインドウ幅設定回路と制御電圧出力部のブロック図
である。
【図１４】図１の自動周波数制御装置の動作の流れを説
明するためのフローチャートである。
【図１５】シングルスーパヘテロダイン方式受信機に適
用した従来の自動周波数制御装置の構成を示すブロック
図である。
【図１６】従来の自動周波数制御装置を備えるシングル
スーパヘテロダイン方式受信機の受信ＦＳＫ信号と中間
周波数変換後の周波数スペクトラムを示す模式図であ
る。
【図１７】図１５の従来の自動周波数制御装置を備えた
従来のＦＳＫ受信機における受信ＦＳＫ信号と積分器の
出力電圧との関係を示す説明図である。
【図１８】従来のダイレクトコンバージョン方式におけ
るWEAVER受信機の構成を示すブロック図である。
【図１９】従来のダイレクトコンバージョン方式におけ
るWEAVER受信機の受信ＦＳＫ信号と、直交変換後のＦＳ
Ｋ信号と、アップコンバージョウン後のＦＳＫ信号の各
スペクトラムを示す模式図である。
【図２０】従来の自動周波数制御装置を備えたダイレク
トコンバージョン方式におけるWEAVER受信機の構成を示
すブロック図である。
【図２１】図２０の自動周波数制御装置を備えたダイレ
クトコンバージョン方式におけるWEAVER受信機の制御電
圧出力部の出力電圧と第１の局部発振器の局部発振周波
数との関係を示す特性図である。
【図２２】図１５のシングルスーパヘテロダイン方式受
信機に適用した自動周波数制御装置の動作の流れを説明
するためのフローチャートである。
【符号の説明】
１，４２……アンテナ、３，６……帯域通過フィルタ、
４，４４，４５，５２，５３……ミキサ、５，４６……
第１の局部発振器、８，５７……ｆ／ｖ変換器（周波数
／電圧変換器）、９……制御電圧出力部、１０……ウイ
ンドウ幅設定回路、１１……リファレンス電圧、１３，
１６，２４，２５，３４〜３７……定電流源、１４，１
５，２６〜２９……抵抗、１８，１９，３９，４０……
ＶＩアンプ、２０……コンデンサ、２１，２２，３０〜
３３……コンパレータ、４７，５５……π／２移相器、
４８，４９……低域通過フィルタ、５４……第２の局部
発振器、５８……アップコンバージョン回路、５９……
WEAVER受信機。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03J 7/02 H04B 1/16 - 1/26 H04L 27/152

Claims (16)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ＦＳＫ受信機で受信されたＦＳＫ信号と
    局部発振器の局部発振信号とをミキサで混合して生成し
    た第２のＦＳＫ信号をリミッタアンプで振幅制限し、 前記リミッタアンプで振幅制限された前記第２のＦＳＫ
    信号 の周波数を周波数／電圧変換器で電圧に変換および
    復調し、 前記第２のＦＳＫ信号の中心周波数に対応するリファレ
    ンス電圧に対して正・負の周波数偏移に対応した高電圧
    の上限と下限とをウインドウ幅設定回路の電源とグラン
    ド間に直列回路を構成する複数の定電流源と複数の抵抗
    との各定電流源と各抵抗との接続点で規制したウインド
    ウ幅を形成し、制御電圧出力部を構成する第１のＶＩアンプの非反転入
    力端に印加される前記周波数／電圧変換器の出力電圧が
    前記第１のＶＩアンプの反転入力端に印加される前記ウ
    インドウ幅設定回路で設定された上限の電圧値以上にな
    ると前記第１のＶＩアンプによりコンデンサを充電させ
    て前記局部発振器の局部発振周波数を高くさせ、 前記制御電圧出力部を構成する第２のＶＩアンプの反転
    入力端に印加される前記周波数／電圧変換器の出力電圧
    が前記第２のＶＩアンプの非反転入力端に印加される前
    記ウインドウ幅設定回路で設定された下限の電圧値以下
    になると前記コンデンサの電荷を前記第２のＶＩアンプ
    で放電させて前記局部発振器の局部発振周波数を低くさ
    せる、 ことを特徴とする自動周波数制御方法。
  2. 【請求項２】 前記ＦＳＫ受信機は、シングルスーパヘ
    テロダイン方式受信機であることを特徴とする請求項１
    記載の自動周波数制御方法。
  3. 【請求項３】 前記ＦＳＫ受信機は、ダブルスーパヘテ
    ロダイン方式受信機であることを特徴とする請求項１記
    載の自動周波数制御方法。
  4. 【請求項４】 前記ＦＳＫ受信機は、ダイレクトコンバ
    ージョン方式受信機であることを特徴とする請求項１記
    載の自動周波数制御方法。
  5. 【請求項５】 前記周波数／電圧変換器は、前記ダイレ
    クトコンバージョン方式受信機で受信された前記ＦＳＫ
    信号から生成されたベースバンド信号を周波数変換して
    得られた第２のＦＳＫ信号の周波数を電圧に変換すると
    を特徴とする請求項４記載の自動周波数制御方法。
  6. 【請求項６】 ＦＳＫ受信機で受信されたＦＳＫ信号と
    局部発振器の発振信号とを混合して生成された第２のＦ
    ＳＫ信号の周波数を電圧に変換し、かつ復調する周波数
    ／電圧変換器と、電源とグランドの間に第１の定電流源と第１の抵抗と第
    ２の抵抗と第２の定電流源とを直列接続して構成され、
    かつ前記第１の抵抗と第２の抵抗との接続点に前記第２
    のＦＳＫ信号の中心周波数に対応するリファレンス電圧
    が印加されるとともに、前記第１の定電流源と第１の抵
    抗との接続点より前記ウインドウ幅の上限の電圧値を出
    力し、前記第２の抵抗と第２の定電流源との接続点より
    前記ウインドウ幅の下限の電圧値を出力する ウインドウ
    幅設定回路と、反転入力端に前記ウインドウ幅設定回路で設定された上
    限の電圧値が印加され、非反転入力端に印加される前記
    周波数／電圧変換器の出力電圧が前記上限の電圧値以上
    になるとコンデンサを充電させて前記局部発振器の局部
    発振周波数を高くさせる第１のＶＩアンプと、非反転入
    力端に前記ウインドウ幅設定回路で設定された下限の電
    圧値が印加され、反転入力端に印加される前記周波数／
    電圧変換器の出力電圧が前記下限の電圧値以下になると
    前記コンデンサの電荷を放電させて前記局部発振器の局
    部発振周波数を低くさせる第２のＶＩアンプとにより構
    成される 制御電圧出力部と、 を備えることを特徴とする自動周波数制御装置。
  7. 【請求項７】 前記制御電圧出力部は、反転入力端に前
    記ウインドウ幅設定回路で設定された上限の電圧値が印
    加され、非反転入力端に印加される前記周波数／電圧変
    換器の出力電圧が前記上限の電圧値以上になるとオンと
    なって一方の出力端よりコンデンサを充電させるととも
    に他方の出力端よりコンデンサを放電させることにより
    出力電圧を基準電位より上昇させる第１のダブル出力Ｖ
    Ｉアンプと、非反転入力端に前記ウインドウ幅設定回路
    で設定された下限の電圧値が印加され、反転入力端に印
    加される前記周波数／電圧変換器の出力電圧が前記下限
    の電圧値以下になるとオンとなって一方の出力端よりコ
    ンデンサを充放電さるとともに他方の出力端よりコンデ
    ンサを充電させることにより、出力電圧を基準電位に対
    して低下させる第２のダブル出力ＶＩアンプとを備える
    ことを特徴とする請求項６記載の自動周波数制御装置。
  8. 【請求項８】 前記制御電圧出力部は、反転入力端に前
    記ウインドウ幅設定回路で設定された上限の電圧値が印
    加され、非反転入力端に印加される前記周波数／電圧変
    換器の出力電圧が前記上限の電圧値以上になると出力が
    ハイレベルになる第１のコンパレータと、前記第１のコ
    ンパレータのハイベルの出力によりオンとなってコンデ
    ンサを充電させて前記局部発振器の局部発振周波数を高
    くさせる第３の定電流源と、非反転入力端に前記ウイン
    ドウ幅設定回路で設定された下限の電圧値が印加され、
    反転入力端に印加される前記周波数／電圧変換器の出力
    電圧が前記下限の電圧値以下になると出力がローレベル
    になる第２のコンパレータと、前記第２のコンパレータ
    のローレベルの出力によりオンとなって前記コンデンサ
    の電荷を放電させて前記局部発振器の局部発振周波数を
    低くさせる第４の定電流源とを備えることを特徴とする
    請求項６記載の自動周波数制御装置。
  9. 【請求項９】 前記ウインドウ幅設定回路は、電源とグ
    ランドの間に第１の定電流源と第１〜第４の抵抗と第２
    の定電流源とを直列接続して構成され、かつ前記第２の
    抵抗と第３の抵抗との接続点に前記第２のＦＳＫ信号の
    中心周波数に対応するリファレンス電圧が印加されると
    ともに、前記第１の抵抗と第２の抵抗との接続点より前
    記ウインドウ幅の第１の上限の電圧値を出力し、前記第
    １の定電流源と第１の抵抗との接続点より前記第１の上
    限の電圧値より高い第２の上限の電圧値を出力し、前記
    第３の抵抗と第４の抵抗との接続点より前記ウインドウ
    幅の第１の下限の電圧値を出力し、前記第２の低電流源
    と第４の抵抗との接続点より前記第１の下限の電圧値よ
    り低い第２の下限の電圧値を出力することを特徴とする
    請求項６記載の自動周波数制御装置。
  10. 【請求項１０】 前記制御電圧出力部は、反転入力端に
    前記ウインドウ幅の第１の上限の電圧値が印加され、非
    反転入力端に印加される前記周波数電圧変換器の出力電
    圧が前記第１の上限の電圧値以上になると出力がハイレ
    ベルになる第３のコンパレータと、前記第３のコンパレ
    ータの出力のハイレベル時にオンとなって前記局部発振
    器の局部発振周波数を高くするためにコンデンサに充電
    電流を供給させる第５の定電流源と、反転入力端に前記
    ウインドウ幅の第２の上限の電圧値が印加され、非反転
    入力端に印加される前記周波数電圧変換器の出力電圧が
    前記第２の上限の電圧値以上になると出力がハイレベル
    になる第４のコンパレータと、前記第４のコンパレータ
    の出力のハイレベル時にオンとなって前記局部発振器の
    局部発振周波数をさらに高くするために前記第５の定電
    流源とともに前記コンデンサに充電電流を供給させる第
    ６の定電流源と、非反転入力端に前記ウインドウ幅の第
    １の下限の電圧値が印加され、反転入力端に印加される
    前記周波数電圧変換器の出力電圧が前記第１の下限の電
    圧値以下になると出力がローレベルになる第５のコンパ
    レータと、前記第５のコンパレータの出力のローレベル
    時にオンとなって前記局部発振器の局部発振周波数を低
    くさせるために前記コンデンサの電荷を放電させる第７
    の定電流源と、非反転入力端に前記ウインドウ幅の第２
    の下限の電圧値が印加され、反転入力端に印加される前
    記周波数電圧変換器の出力電圧が前記第２の下限の電圧
    値以下になると出力がローレベルになる第６のコンパレ
    ータと、前記第６のコンパレータの出力のローレベル時
    にオンとなって前記局部発振器の局部発振周波数をさら
    に低くさせるために前記コンデンサの電荷を前記第７の
    定電流源とともに放電させる第８の定電流源とを備える
    ことを特徴とする請求項９記載の自動周波数制御装置。
  11. 【請求項１１】 前記ＦＳＫ受信機は、スーパヘテロダ
    イン受信機であることを特徴とする請求項６ないし１０
    のいずれか１項に記載の自動周波数制御装置。
  12. 【請求項１２】 前記周波数／電圧変換器と、前記ウイ
    ンドウ幅設定回路と、前記制御電圧出力回路は、常時動
    作を行なうことを特徴とする請求項１１記載の自動周波
    数制御装置。
  13. 【請求項１３】 前記ＦＳＫ受信機は、ダブルスーパヘ
    テロダイン受信機であることを特徴とする請求項６ない
    し１０のいずれか１項に記載の自動周波数制御装置。
  14. 【請求項１４】 前記ＦＳＫ受信機は、ダイレクトコン
    バージョン受信機であることを特徴とする請求項６ない
    し１０のいずれか１項に記載の自動周波数制御装置。
  15. 【請求項１５】 前記制御電圧出力回路は、前記ダイレ
    クトコンバージョン受信機のアップコンバージョン回路
    の２つのミキサの４５度位相の異なる出力信号の加算結
    果の周波数を周波数／電圧変換器で電圧に変換した出力
    電圧が前記ウインドウ幅の上限の電圧値以上の場合には
    前記ダイレクトコンバージョン受信機の第１の局部発振
    器の発振周波数を高くし、かつ前記周波数／電圧変換器
    で変換された電圧が前記ウインドウ幅の下限の電圧値以
    下の場合には、前記第１の局部発振器の発振周波数を低
    くするように制御することを特徴とする請求項１４記載
    の自動周波数制御装置。
  16. 【請求項１６】 前記周波数／電圧変換回路と、前記ウ
    インドウ幅設定回路と、前記制御電圧出力回路は、間欠
    的に動作することを特徴とする請求項６ないし１０にい
    ずれか１項記載の自動周波数制御装置。
JP9362623A 1997-12-12 1997-12-12 自動周波数制御方法および装置 Expired - Fee Related JP3070733B2 (ja)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP9362623A JP3070733B2 (ja) 1997-12-12 1997-12-12 自動周波数制御方法および装置
GB9827371A GB2332311B (en) 1997-12-12 1998-12-11 Automatic frequency control in FSK receiver
KR1019980054635A KR100299281B1 (ko) 1997-12-12 1998-12-12 Fsk수신기에서의자동주파수제어
CN98126995A CN1230836A (zh) 1997-12-12 1998-12-12 频移键控接收机的自动频率控制
US09/210,538 US6332007B1 (en) 1997-12-12 1998-12-14 Automatic frequency control in FSK receiver using voltage window deviation

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP9362623A JP3070733B2 (ja) 1997-12-12 1997-12-12 自動周波数制御方法および装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH11177383A JPH11177383A (ja) 1999-07-02
JP3070733B2 true JP3070733B2 (ja) 2000-07-31

Family

ID=18477330

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP9362623A Expired - Fee Related JP3070733B2 (ja) 1997-12-12 1997-12-12 自動周波数制御方法および装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US6332007B1 (ja)
JP (1) JP3070733B2 (ja)
KR (1) KR100299281B1 (ja)
CN (1) CN1230836A (ja)
GB (1) GB2332311B (ja)

Families Citing this family (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7515896B1 (en) 1998-10-21 2009-04-07 Parkervision, Inc. Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same, and aperture relationships
US6061551A (en) 1998-10-21 2000-05-09 Parkervision, Inc. Method and system for down-converting electromagnetic signals
US6229991B1 (en) * 1998-10-13 2001-05-08 Motorola, Inc. Method of and apparatus for automatic frequency control range extension
US7236754B2 (en) * 1999-08-23 2007-06-26 Parkervision, Inc. Method and system for frequency up-conversion
US7039372B1 (en) 1998-10-21 2006-05-02 Parkervision, Inc. Method and system for frequency up-conversion with modulation embodiments
US6370371B1 (en) 1998-10-21 2002-04-09 Parkervision, Inc. Applications of universal frequency translation
US6853690B1 (en) 1999-04-16 2005-02-08 Parkervision, Inc. Method, system and apparatus for balanced frequency up-conversion of a baseband signal and 4-phase receiver and transceiver embodiments
US6879817B1 (en) 1999-04-16 2005-04-12 Parkervision, Inc. DC offset, re-radiation, and I/Q solutions using universal frequency translation technology
US7065162B1 (en) 1999-04-16 2006-06-20 Parkervision, Inc. Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same
US7693230B2 (en) 1999-04-16 2010-04-06 Parkervision, Inc. Apparatus and method of differential IQ frequency up-conversion
US7110444B1 (en) 1999-08-04 2006-09-19 Parkervision, Inc. Wireless local area network (WLAN) using universal frequency translation technology including multi-phase embodiments and circuit implementations
US8295406B1 (en) * 1999-08-04 2012-10-23 Parkervision, Inc. Universal platform module for a plurality of communication protocols
GB0000944D0 (en) * 2000-01-14 2000-03-08 Simoco Int Ltd Radio receivers
US7010286B2 (en) 2000-04-14 2006-03-07 Parkervision, Inc. Apparatus, system, and method for down-converting and up-converting electromagnetic signals
US7454453B2 (en) 2000-11-14 2008-11-18 Parkervision, Inc. Methods, systems, and computer program products for parallel correlation and applications thereof
US7072427B2 (en) 2001-11-09 2006-07-04 Parkervision, Inc. Method and apparatus for reducing DC offsets in a communication system
US20040034451A1 (en) * 2002-06-06 2004-02-19 Agere Systems Inc. Frequency shift key demodulator employing a teager operator and a method of operation thereof
US7460584B2 (en) 2002-07-18 2008-12-02 Parkervision, Inc. Networking methods and systems
US7379883B2 (en) * 2002-07-18 2008-05-27 Parkervision, Inc. Networking methods and systems
WO2004077851A1 (en) * 2003-02-24 2004-09-10 Autocell Laboratories, Inc. Wireless access protocol system and method
JP3632025B2 (ja) * 2003-02-26 2005-03-23 Ｔｄｋ株式会社 薄膜磁気ヘッド、ヘッドジンバルアセンブリ、及び、ハードディスク装置
US8411616B2 (en) 2005-11-03 2013-04-02 Piccata Fund Limited Liability Company Pre-scan for wireless channel selection
US8737537B2 (en) * 2006-03-29 2014-05-27 Thomson Licensing Frequency translation module frequency limiting amplifier
JP5020760B2 (ja) * 2007-09-27 2012-09-05 ラピスセミコンダクタ株式会社 受信周波数制御回路
CN103066996A (zh) * 2012-12-20 2013-04-24 上海宏力半导体制造有限公司 振荡器及其自校准方法
JP6217389B2 (ja) * 2013-12-27 2017-10-25 株式会社Ｊｖｃケンウッド Ｆｍ受信装置、ｆｍ受信方法
CN112260683B (zh) * 2020-12-21 2021-03-30 芯天下技术股份有限公司 一种复用振荡器频率调整模块和基准模块的电路及芯片

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB1331111A (en) * 1970-04-29 1973-09-19 Post Office Electrical circuits
JPS58189631A (ja) 1983-03-09 1983-11-05 Konishiroku Photo Ind Co Ltd ハロゲン化銀写真感光材料の現像処理方法
JPS60125021A (ja) * 1983-12-12 1985-07-04 Matsushita Electric Ind Co Ltd 位相制御ル−プの疑似同期検出装置
NL8401347A (nl) * 1984-04-27 1985-11-18 Philips Nv Een fsk data ontvanger.
NL8503274A (nl) * 1985-11-27 1987-06-16 Philips Nv Ontvanger voorzien van een automatische frequentieregellus.
JP2624086B2 (ja) 1992-06-26 1997-06-25 松下電器産業株式会社 自動周波数制御回路
JP3146673B2 (ja) * 1992-09-17 2001-03-19 日本電気株式会社 Ｆｓｋ受信機
JP3131314B2 (ja) * 1992-11-20 2001-01-31 富士通株式会社 Ｔｄｍａ受信フレーム同期方式
EP0599409B1 (en) * 1992-11-26 2003-02-12 Koninklijke Philips Electronics N.V. A direct conversion receiver
JP2982567B2 (ja) * 1993-07-20 1999-11-22 松下電器産業株式会社 受信装置
GB2280801B (en) * 1993-08-06 1997-12-10 Plessey Semiconductors Ltd Automatic frequency control arrangement
JPH07183924A (ja) 1993-12-22 1995-07-21 Matsushita Electric Ind Co Ltd 自動周波数制御回路
US5633898A (en) * 1993-12-22 1997-05-27 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Automatic frequency control apparatus for FSK receiver and FSK receiver including the same
JP3178268B2 (ja) 1994-10-04 2001-06-18 松下電器産業株式会社 自動周波数制御装置
JPH08237316A (ja) 1995-02-27 1996-09-13 Fujitsu Ltd 無線呼出受信機
JPH10257109A (ja) 1997-03-13 1998-09-25 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｆｓｋ受信機の自動周波数制御装置

Also Published As

Publication number Publication date
GB9827371D0 (en) 1999-02-03
GB2332311B (en) 2000-01-26
JPH11177383A (ja) 1999-07-02
KR19990063021A (ko) 1999-07-26
US6332007B1 (en) 2001-12-18
GB2332311A (en) 1999-06-16
CN1230836A (zh) 1999-10-06
KR100299281B1 (ko) 2001-09-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP3070733B2 (ja) 自動周波数制御方法および装置
JP3793243B2 (ja) 直接変換受信機
JP3413060B2 (ja) 直接変換受信機
US7522900B2 (en) DC offset correction for use in a radio architecture
US6195400B1 (en) Two-mode demodulating apparatus
US6034990A (en) Digital radio transmission and reception system applying a direct modulation and demodulation method
JP3568102B2 (ja) 直接変換受信機
US4669094A (en) FSK data receiver
JPS6239848B2 (ja)
US6108525A (en) Transceiver
US6433591B2 (en) Frequency-voltage conversion circuit and receiving apparatus
JP2003500878A (ja) 供給電圧の変化に対応して動作回路のバイアスレベルを補正する補償メカニズム
JP2974296B2 (ja) 無線選択呼出受信機
EP0599414B1 (en) A direct conversion receiver
JPH0463574B2 (ja)
JP2752733B2 (ja) 周波数変調波受信装置
JPH07288551A (ja) Ｆｓｋ復調回路
JP3674090B2 (ja) 受信装置
JP3263251B2 (ja) 受信回路
CN117639814A (zh) 一种信号处理电路、信号处理方法及电子设备
JPH0983401A (ja) 受信装置
JPH03139942A (ja) 周波数変調波受信装置
JPH0241961Y2 (ja)
JPS5811143B2 (ja) 送信周波数制御装置
JPH0342758Y2 (ja)

Legal Events

Date Code Title Description
LAPS Cancellation because of no payment of annual fees