JPH0241961Y2

JPH0241961Y2 -

Info

Publication number: JPH0241961Y2
Application number: JP17738984U
Authority: JP
Priority date: 1984-11-22
Filing date: 1984-11-22
Publication date: 1990-11-08
Also published as: JPS6193044U

Description

【考案の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この考案は、パーソナル無線機などの受信部に
関する。

〔従来の技術〕

パーソナル無線機においては、その受信部は、
一般にダブルスーパーの構成とされると共に、そ
の第１中間周波数は58.1125MHz、第２中間周波
数は455KHzとされている。そして、このとき、
その第１中間周波アンプは、水晶フイルタ（モノ
リシツク・クリスタル・フイルタ）と、フラツト
アンプとの組み合わせにより構成されている（文
献：「電波科学」1983年６月号、日本放送出版協
会発行）。

ところが、その第１中間周波用の水晶フイルタ
は、第４図にも示すように、第１中間周波数の近
傍にスプリアス成分をもつているので、イメージ
特性などのIF妨害特性が悪化してしまう。

そこで、このような問題点を解決する方法とし
て、この考案の考案者は、第２中間周波数を、例
えば、10.7MHzと高くすることを考えた。すなわ
ち、第１中間周波用の水晶フイルタは、10.7MHz
付近には、スプリアス成分がないので、イメージ
特性が改善され、IF妨害特性が改善される。

しかし、パーソナル無線においては、狭帯域
FM方式であり、音声信号によりFM変調された
ときの最大周波数偏移は5kHz、最大変調周波数
は3kHzなので、第２中間周波数を10・7MHzにし
た場合には、一般のFM放送用のFM復調回路を
使用すると、復調感度が悪く、実用にならない。
従つて、この場合には、狭帯域用のFM復調回路
を使用しなければならないが、市販されている
10.7MHzの狭帯域用のFM復調回路ユニツトは高
価であり、民生機器には使用できない。

〔考案が解決しようとする問題点〕

上述のように、第２中間周波数を455kHzと低
くすると、第１中間周波用の水晶フイルタのスプ
リアス特性によりIF妨害特性が悪化してしまう。

そこで、第２中間周波数を10.7MHzと高くする
ことも考えたが、狭帯域用のFM復調回路ユニツ
トは高価である。

ころ考案は、これらの問題点を解決しようとす
るものである。

〔問題点を解決するための手段〕

このため、この考案においては、第２中間周波
数を例えば、10.7MHzとし、かつ、FM復調回路
をクオードラチヤー方式に構成すると共に、その
移相回路を、所定の特性を有する水晶共振子と差
動アンプとにより構成する。

〔作用〕

移相回路の出力は、第２中間周波信号の占有帯
域において位相がほぼ180゜変化するので、第２中
間周波信号が変調度の小さい狭帯域のFM信号で
あつても十分に大きなFM復調出力を得ることが
でき、すなわち、復調感度を高くできる。また第
２中間周波数を10.7MHzと高くできるので、第１
中間周波アンプの水晶フイルタに第４図に示すよ
うなスプリアス成分があつても、その影響を受け
ることがなく、優れたIF妨害特性を得ることが
できる。

さらに、移相用に水晶共振子を使用しているの
で、温度安定度及び周波数安定度に優れ、また、
組み立て後、位相などの調整が全く不要である。

しかも、構成が簡単であり、ローコストなの
で、民生用のパーソナル無線機にも十分に使用で
きる。

〔実施例〕

第１図はパーソナル無線機の受信部を示し、１
１はアンテナ、１２，１４はプリセレクト用のバ
ンドパスフイルタ、１３は高周波アンプである。
そして、フイルタ１４から全チヤンネルの受信信
号が取り出されて第１ミキサ回路１５に供給され
ると共に、PLLにより構成された第１局部発振
回路１６から所定の周波数の第１局部発振信号が
ミキサ回路１５に供給された受信を希望するチヤ
ンネルの受信信号だけが、中間周波数が
58.1125MHzの第１中間周波信号に周波数変換さ
れる。

さらに、この信号が、上述のように水晶フイル
タ及びフラツトアンプにより構成された第１中間
周波アンプ１７を通じて第２ミキサ回路１８に供
給されると共に、PLLにより構成された第２局
部発振回路１９から周波数が68.8125MHzの第２
局部発振信号がミキサ回路１８に供給されて第１
中間周波信号は、中間周波数が10.7MHzの第２中
間周波信号Viに周波数変換され、この信号Viが、
水晶フイルタ及びフラツトアンプにより構成され
た第２中間周波アンプ２１を通じてFM復調回路
２２に供給される。

このFM復調回路２２は、移相回路２２１と、
乗算回路２２２とによりクオードラチヤー方式に
構成されると共に、その移相回路２２１が水晶共
振子及び差動アンプにより構成される。

すなわち、トランジスタQ₁，Q₂のエミツタが
定電流源Q₃に接続されて差動アンプA₁が構成さ
れると共に、中間周波アンプ２１の出力端と接地
との間に、抵抗器R₁，R₂が直列接続され、抵抗
器R₁，R₂の接続中点がトランジスタQ₁のベース
に接続される。さらに、中間周波アンプ２１の出
力端と接地との間に、抵抗器R₃と、水晶共振子
X₁と、コイルL₁とが直列接続されると共に、抵
抗器R₃と共振子X₁との接続中点がトランジスタ
Q₂のベースに接続される。なお、このとき、共
振子X₁は、第２図にインピーダンス特性を示す
ように、直列共振周波数s及び並列共周周波数p
が、 s＝10.69MHz，p＝10.71MHz とされ、すなわち、第２中間周波数i（＝10.7M
Hz）に対して、 s＜i＜p，i−sp−i とされる。さらに、周波数iにおける共振子X₁
のインピーダンスをＲとすると、 R₁＝R₂＝R₃＝Ｒ …(1) とされる。また、コイルL₁は、周波数sとpと
の間隔（帯域幅）を拡大するためのものである。

そして、トランジスタQ₂のコレクタが乗算回
路２２２の一方の入力端に接続されると共に、中
間周波アンプ２１の出力端が乗算回路２２２の他
方の入力端に接続される。

そして、乗算回路２２２の出力信号が、ローパ
スフイルタ２３を通じ、さらに、低周波アンプ２
４を通じてスピーカ２５に供給される。

このような構成によれば、第２中間周波数i及
び帯域（s〜p）において、共振子X₁は誘導性
リアクタンスを示すので、共振子X₁とコイルL₁
との合成の等価インダクタンスをＬとすると、ト
ランジスタQ₁，Q₂のベースにおける信号電圧V₁，
V₂は、 V₁＝R₂／R₁＋R₂Vi …(ii) V₂＝jωL／R₃＋jωLVi …(iii) ω：信号Viの角周波数となる。

また、差動アンプA₁は、電圧V₁，V₂に対して
減算回路として働くので、トランジスタQ₂のコ
レクタ電圧V₀は、 V₀＝V₁−V₂ …(iv) となる。

従つて、(ii)〜(iv)式から V₀＝R₂／R₁＋R₂Vi−jωL／R₃＋jωLVi ＝Ｒ／Ｒ＋ＲVi−jωL／Ｒ＋jωLVi ＝R₂−ω²L²−2jωLR／２（R²＋ω²L²）Vi …(v) となる。そこで、ｘ＝R₂−ω²L²／２（R²＋ω²L²）Vi，ｙ＝2jωLR／２（R²＋ω²L²）Vi とおくと、 x²＋y²＝（R₂−ω²L²）²＋（2ωLR）²／2²（R²＋ω²L
²）²Vi²＝（１／２Vi）² となる。すなわち、電圧V₀は半径１／２Viの円周上にある。

そして、 ω＝2πsのとき ωL０ ω＝2πiのとき ωLＲ ω＝2πpのとき ωL∞ となるので、(v)式から ω＝2πsのとき V₀＝１／２Vi ω＝2πiのとき V₀＝−１／２jVi ω＝2πpのとき V₀＝−１／２Vi となり、電圧V₀は第３図に示すようになる。す
なわち、電圧V₀は、帯域（s〜p）において、
周波数に対して位相が変化する移相出力である。
また、第２中間周波数iにおいて、90゜の遅れで
ある。

そして、このような信号電圧V₀と、もとの信
号電圧Viとが乗算回路２２２において乗算され
るので、その乗算出力はFM復調出力となる。

こうして、この考案によれば、FM復調を行う
ことができるが、この場合、特にこの考案によれ
ば、信号V₀は、帯域（s〜p）において位相が
ほぼ180゜変化するので、中間周波信号Viが変調度
の小さい狭帯域のFM信号であつても十分に大き
なFM復調出力を得ることができ、すなわち、復
調感度を高くできる。また、第２中間周波数iを
10.7MHzと高くできるので、第１中間周波アンプ
１７の水晶フイルタに第４図に示すようなスプリ
アス成分があつても、その影響を受けることがな
く、優れたIF妨害特性を得ることができる。実
験によれば、90dB以上のIF妨害特性を得ること
ができた。

さらに、移相用に水晶共振子X₁を使用してい
るので、温度安定度及び周波数安定度に優れ、と
もに±20ppm以下であつた。また、組み立て後、
位相などの調整が全く不要である。

しかも、第１図にも示すように構成が簡単であ
り、ローコストなので、民生用のパーソナル無線
機にも十分に使用できる。

なお、上述においては、パーソナル無線機の受
信部であるが、コードレステレホン、自動車電
話、MCAシステムなどの受信部にも適用できる。

〔考案の効果〕

中間周波信号Viと、その移相信号V₀とを乗算
してFM復調を行つていると共に、その信号V₀
は、帯域４（s〜p）において位相がほぼ180゜変
化するので、中間周波信号Viが変調度の小さい
狭帯域のFM信号であつても十分に大きなFM復
調出力を得ることができ、すなわち、復調感度を
高くできる。また、第２中間周波数iを10.7MHz
と高くできるので、第１中間周波アンプ１７の水
晶フイルタに第４図に示すようなスプリアス成分
があつてもその影響を受けることがなく、優れた
IF妨害特性を得ることができる。

しかも、第１図にも示すように、構成が簡単で
あり、ローコストなので、民生用のパーソナル無
線機にも十分に使用できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの考案の一例の接続図、第２図〜第
４図はその説明のための図である。２２はFM復調回路である。

Claims

【実用新案登録請求の範囲】

受信信号が第１中間周波信号に周波数変換さ
れ、この第１中間周波信号がさらに第２中間周波
信号に周波数変換され、この第２中間周波信号が
FM復調されるダブルスーパー形式のFM受信機
において、上記第２中間周波信号の中間周波数
は、上記第１中間周波信号のための第１中間周波
アンプのスプリアス成分がない周波数とされ、上
記第２中間周波信号が差動アンプの一方の入力端
に供給されると共に、抵抗器と水晶共振子との直
列回路に供給され、上記抵抗器と上記水晶共振子
との接続中点に得られる信号が上記差動アンプの
他方の入力端に供給され、上記差動アンプの出力
と上記第２中間周波信号とが乗算回路に供給され
ると共に、上記水晶共振子の直列共振周波数が上
記第２中間周波数よりも低く、かつ、上記水晶共
振子の並列共振周波数が上記第２中間周波数より
も高く選定されて上記乗算回路から上記第２中間
周波信号のFM復調出力が取り出されるFM受信
機。