JP3430846B2 - 衛星放送受信機 - Google Patents
衛星放送受信機Info
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- JP3430846B2 JP3430846B2 JP06766297A JP6766297A JP3430846B2 JP 3430846 B2 JP3430846 B2 JP 3430846B2 JP 06766297 A JP06766297 A JP 06766297A JP 6766297 A JP6766297 A JP 6766297A JP 3430846 B2 JP3430846 B2 JP 3430846B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、衛星放送受信機の
選局回路に関するものである。
選局回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】放送衛星を利用した衛星放送では映像信
号を周波数変調して伝送するＦＭ方式を用いて伝送して
いる。この場合、日本に割り当てられているのは８チャ
ンネルである。また通信衛星を利用した衛星放送では同
じくＦＭ方式を用いたものとＱＰＳＫ方式を用いたもの
とがある。通信衛星の場合では、そのチャンネル数は放
送衛星に比べて格段に多く、２４チャンネルにも及ぶ。
今後衛星の能力が向上すれば、さらに多チャンネル化が
進むと思われる。
号を周波数変調して伝送するＦＭ方式を用いて伝送して
いる。この場合、日本に割り当てられているのは８チャ
ンネルである。また通信衛星を利用した衛星放送では同
じくＦＭ方式を用いたものとＱＰＳＫ方式を用いたもの
とがある。通信衛星の場合では、そのチャンネル数は放
送衛星に比べて格段に多く、２４チャンネルにも及ぶ。
今後衛星の能力が向上すれば、さらに多チャンネル化が
進むと思われる。
【０００３】このような衛星放送の受信には図１９に示
すように、衛星放送受信用アンテナより入力される第１
中間周波信号から希望する周波数変調波を所定の第２中
間周波信号に周波数変換を施し、弾性表面波フィルタ
（ＳＡＷ ＢＰＦ）によるチャンネルフィルタ１４で，
その希望するチャンネルの変調波１波を抜き取って、復
調器１５によって復調を行っていた。図１９に示すよう
に、入力端子９から入力された第１中間周波信号は第１
中間周波増幅器１０で増幅された後、可変同調バンドパ
スフィルタ１１によって受信信号を大まかに選択した後
に前置可変減衰器１２を介して、周波数変換器１３に入
力され、第２中間周波信号に周波数変換される。その周
波数変換に用いる局部発振信号はＰＬＬ周波数シンセサ
イザー１７で安定化しており、局部発振回路１６の発振
周波数は高精度に安定化されている。
すように、衛星放送受信用アンテナより入力される第１
中間周波信号から希望する周波数変調波を所定の第２中
間周波信号に周波数変換を施し、弾性表面波フィルタ
（ＳＡＷ ＢＰＦ）によるチャンネルフィルタ１４で，
その希望するチャンネルの変調波１波を抜き取って、復
調器１５によって復調を行っていた。図１９に示すよう
に、入力端子９から入力された第１中間周波信号は第１
中間周波増幅器１０で増幅された後、可変同調バンドパ
スフィルタ１１によって受信信号を大まかに選択した後
に前置可変減衰器１２を介して、周波数変換器１３に入
力され、第２中間周波信号に周波数変換される。その周
波数変換に用いる局部発振信号はＰＬＬ周波数シンセサ
イザー１７で安定化しており、局部発振回路１６の発振
周波数は高精度に安定化されている。
【０００４】さて、可変同調バンドパスフィルタ１１
は、周波数変換器１３などにおいて歪みが生じて、相互
変調妨害が生じないようにするものである。この機能は
入力された多数の信号から大まかに受信信号を選択し、
受信信号を数波に制限することで実現している。受信チ
ャンネルの周波数帯域幅は３０ＭＨｚ程度であり、その
周波数間隔は３０ＭＨｚから４０ＭＨｚ程度であるの
で、可変同調バンドパスフィルタ１１の帯域幅は、６０
ＭＨｚから８０ＭＨｚ程度で、選択する受信信号の周波
数にその中心周波数が一致していることが望ましい。
は、周波数変換器１３などにおいて歪みが生じて、相互
変調妨害が生じないようにするものである。この機能は
入力された多数の信号から大まかに受信信号を選択し、
受信信号を数波に制限することで実現している。受信チ
ャンネルの周波数帯域幅は３０ＭＨｚ程度であり、その
周波数間隔は３０ＭＨｚから４０ＭＨｚ程度であるの
で、可変同調バンドパスフィルタ１１の帯域幅は、６０
ＭＨｚから８０ＭＨｚ程度で、選択する受信信号の周波
数にその中心周波数が一致していることが望ましい。
【０００５】また、帯域特性は出来るだけ平坦であるこ
とが望ましい。このフィルタは近年、構成が簡単で小型
かつ安価なため、マイクロストリップラインによるカッ
プルドラインを用いたバンドパスフィルタによって構成
されることが一般的であった。
とが望ましい。このフィルタは近年、構成が簡単で小型
かつ安価なため、マイクロストリップラインによるカッ
プルドラインを用いたバンドパスフィルタによって構成
されることが一般的であった。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うなバンドパスフィルタは、段間結合に容量性結合を用
いた場合が多く、その結合度は周波数が高くなるほど大
きくなる。そのためにフィルタの帯域幅は周波数が高く
なるほど広くなる。この様子を示したフィルタの帯域幅
の測定例を図２０に示す。
うなバンドパスフィルタは、段間結合に容量性結合を用
いた場合が多く、その結合度は周波数が高くなるほど大
きくなる。そのためにフィルタの帯域幅は周波数が高く
なるほど広くなる。この様子を示したフィルタの帯域幅
の測定例を図２０に示す。
【０００７】図２０に示すように３ｄＢ帯域幅で比較す
ると、高域の帯域幅は、低域のそれに比べて約２倍にな
っている。ディジタル衛星放送においては、変調方式は
ＱＰＳＫなどの位相変調を用いるようになり、歪み特性
に対する特性はアナログ方式であるＦＭ方式に比べ高く
なっている。しかしながら入力されるチャンネル数は多
くなり、入力帯域幅は従来に比べ、相当広くなってい
る。広帯域化によって、バンドパスフィルタの低域での
帯域幅と高域でのそれとの比は拡大することになる。低
域で充分な帯域幅を確保すると高域では、帯域幅が広す
ぎることになり相互変調妨害が生じやすくなるという課
題が生じてきた。
ると、高域の帯域幅は、低域のそれに比べて約２倍にな
っている。ディジタル衛星放送においては、変調方式は
ＱＰＳＫなどの位相変調を用いるようになり、歪み特性
に対する特性はアナログ方式であるＦＭ方式に比べ高く
なっている。しかしながら入力されるチャンネル数は多
くなり、入力帯域幅は従来に比べ、相当広くなってい
る。広帯域化によって、バンドパスフィルタの低域での
帯域幅と高域でのそれとの比は拡大することになる。低
域で充分な帯域幅を確保すると高域では、帯域幅が広す
ぎることになり相互変調妨害が生じやすくなるという課
題が生じてきた。
【０００８】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に、本発明の衛星放送受信機は、第一中間周波信号を入
力して帯域制限する可変同調帯域通過フィルタと選局の
ための局部発振信号の周波数を安定化するＰＬＬ周波数
シンセサイザーとを備え、第一中間周波信号がその第一
中間周波帯域の中央近辺においては、可変同調帯域通過
フィルタの同調周波数をその可変同調帯域通過フィルタ
の中心周波数になるように設定し、さらに局部発振信号
の周波数を可変同調帯域通過フィルタの中心周波数に第
二中間周波数を加えた周波数になるように設定し、また
第一中間周波信号がその第一中間周波帯域の端点近辺に
おいては、局部発振信号の周波数を可変同調帯域通過フ
ィルタの端点近辺の周波数に第二中間周波数を加えた周
波数になるように設定することを特徴としたものであ
る。
に、本発明の衛星放送受信機は、第一中間周波信号を入
力して帯域制限する可変同調帯域通過フィルタと選局の
ための局部発振信号の周波数を安定化するＰＬＬ周波数
シンセサイザーとを備え、第一中間周波信号がその第一
中間周波帯域の中央近辺においては、可変同調帯域通過
フィルタの同調周波数をその可変同調帯域通過フィルタ
の中心周波数になるように設定し、さらに局部発振信号
の周波数を可変同調帯域通過フィルタの中心周波数に第
二中間周波数を加えた周波数になるように設定し、また
第一中間周波信号がその第一中間周波帯域の端点近辺に
おいては、局部発振信号の周波数を可変同調帯域通過フ
ィルタの端点近辺の周波数に第二中間周波数を加えた周
波数になるように設定することを特徴としたものであ
る。
【０００９】本発明によれば、３次歪みは、可変同調帯
域通過フィルタの中央ほど強く発生し、その端点付近で
は軽減されるので、相互変調妨害の対する特性が改善さ
れる作用を有する。
域通過フィルタの中央ほど強く発生し、その端点付近で
は軽減されるので、相互変調妨害の対する特性が改善さ
れる作用を有する。
【００１０】
【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、第一中間周波信号を入力して帯域制限する可変同調
帯域通過フィルタと、選局のための局部発振信号の周波
数を安定化するＰＬＬ周波数シンセサイザーとを備え、
第一中間周波信号がその第一中間周波帯域の中央近辺に
おいては、前記可変同調帯域通過フィルタの同調周波数
をその前記可変同調帯域通過フィルタの中心周波数にな
るように設定し、局部発振信号の周波数を前記可変同調
帯域通過フィルタの中心周波数に第二中間周波数を加え
た周波数になるように設定し、第一中間周波信号がその
第一中間周波帯域の端点近辺においては、局部発振信号
の周波数を前記可変同調帯域通過フィルタの端点近辺の
周波数に第二中間周波数を加えた周波数になるように設
定することを特徴としたものであり、３次歪みは、可変
同調帯域通過フィルタの中央ほど強く発生しないので相
互変調妨害の対する特性が改善される作用を有する。
は、第一中間周波信号を入力して帯域制限する可変同調
帯域通過フィルタと、選局のための局部発振信号の周波
数を安定化するＰＬＬ周波数シンセサイザーとを備え、
第一中間周波信号がその第一中間周波帯域の中央近辺に
おいては、前記可変同調帯域通過フィルタの同調周波数
をその前記可変同調帯域通過フィルタの中心周波数にな
るように設定し、局部発振信号の周波数を前記可変同調
帯域通過フィルタの中心周波数に第二中間周波数を加え
た周波数になるように設定し、第一中間周波信号がその
第一中間周波帯域の端点近辺においては、局部発振信号
の周波数を前記可変同調帯域通過フィルタの端点近辺の
周波数に第二中間周波数を加えた周波数になるように設
定することを特徴としたものであり、３次歪みは、可変
同調帯域通過フィルタの中央ほど強く発生しないので相
互変調妨害の対する特性が改善される作用を有する。
【００１１】請求項２に記載の発明は、第一中間周波信
号を入力して帯域制限する同調回路を容量性素子で結合
された可変同調帯域通過フィルタと、選局のための局部
発振信号の周波数を安定化するＰＬＬ周波数シンセサイ
ザーとを備え、第一中間周波信号がその第一中間周波帯
域の低域側端点近辺においては、前記可変同調帯域通過
フィルタの同調周波数をその前記可変同調帯域通過フィ
ルタの中心周波数になるように設定し、局部発振信号の
周波数を前記可変同調帯域通過フィルタの中心周波数に
第二中間周波数を加えた周波数になるように設定し、第
一中間周波信号がその第一中間周波帯域の高域側端点近
辺においては、局部発振信号の周波数を前記可変同調帯
域通過フィルタの高域側端点近辺の周波数に第二中間周
波数を加えた周波数になるように設定することを特徴と
したものであり、３次歪みは、可変同調帯域通過フィル
タの中央ほど強く発生しないので相互変調妨害の対する
特性が改善される作用を有する。
号を入力して帯域制限する同調回路を容量性素子で結合
された可変同調帯域通過フィルタと、選局のための局部
発振信号の周波数を安定化するＰＬＬ周波数シンセサイ
ザーとを備え、第一中間周波信号がその第一中間周波帯
域の低域側端点近辺においては、前記可変同調帯域通過
フィルタの同調周波数をその前記可変同調帯域通過フィ
ルタの中心周波数になるように設定し、局部発振信号の
周波数を前記可変同調帯域通過フィルタの中心周波数に
第二中間周波数を加えた周波数になるように設定し、第
一中間周波信号がその第一中間周波帯域の高域側端点近
辺においては、局部発振信号の周波数を前記可変同調帯
域通過フィルタの高域側端点近辺の周波数に第二中間周
波数を加えた周波数になるように設定することを特徴と
したものであり、３次歪みは、可変同調帯域通過フィル
タの中央ほど強く発生しないので相互変調妨害の対する
特性が改善される作用を有する。
【００１２】請求項３に記載の発明は、第一中間周波信
号を入力して帯域制限する同調回路を容量性素子で結合
された可変同調帯域通過フィルタと、選局のための局部
発振信号の周波数を安定化するＰＬＬ周波数シンセサイ
ザーとを備え、第一中間周波信号がその第一中間周波帯
域の低域側端点近辺においては、前記可変同調帯域通過
フィルタの同調周波数をその前記可変同調帯域通過フィ
ルタの中心周波数になるように設定し、局部発振信号の
周波数を前記可変同調帯域通過フィルタの中心周波数に
第二中間周波数を加えた周波数になるように設定し、第
一中間周波信号がその第一中間周波帯域の高域側端点近
辺においては、局部発振信号の周波数を可変同調帯域通
過フィルタの低域側端点近辺の周波数に第二中間周波数
を加えた周波数になるように設定することを特徴とした
ものであり、３次歪みは、可変同調帯域通過フィルタの
中央ほど強く発生しないので相互変調妨害の対する特性
が改善される作用を有する。
号を入力して帯域制限する同調回路を容量性素子で結合
された可変同調帯域通過フィルタと、選局のための局部
発振信号の周波数を安定化するＰＬＬ周波数シンセサイ
ザーとを備え、第一中間周波信号がその第一中間周波帯
域の低域側端点近辺においては、前記可変同調帯域通過
フィルタの同調周波数をその前記可変同調帯域通過フィ
ルタの中心周波数になるように設定し、局部発振信号の
周波数を前記可変同調帯域通過フィルタの中心周波数に
第二中間周波数を加えた周波数になるように設定し、第
一中間周波信号がその第一中間周波帯域の高域側端点近
辺においては、局部発振信号の周波数を可変同調帯域通
過フィルタの低域側端点近辺の周波数に第二中間周波数
を加えた周波数になるように設定することを特徴とした
ものであり、３次歪みは、可変同調帯域通過フィルタの
中央ほど強く発生しないので相互変調妨害の対する特性
が改善される作用を有する。
【００１３】請求項４に記載の発明は、同調回路を容量
性素子で結合された可変同調帯域通過フィルタと受信信
号帯域の高い周波数側の帯域のすぐ外側に極を有するト
ラップ回路とで構成される第一中間周波信号を入力して
帯域制限するフィルタと、選局のための局部発振信号の
周波数を安定化するＰＬＬ周波数シンセサイザーとを備
え、第一中間周波信号がその第一中間周波帯域の低域側
端点近辺においては、前記可変同調帯域通過フィルタの
同調周波数をその前記可変同調帯域通過フィルタの中心
周波数になるように設定し、局部発振信号の周波数を前
記可変同調帯域通過フィルタの中心周波数に第二中間周
波数を加えた周波数になるように設定し、また第一中間
周波信号がその第一中間周波帯域の高域側端点近辺にお
いては、局部発振信号の周波数を前記可変同調帯域通過
フィルタの低域側端点近辺の周波数に第二中間周波数を
加えた周波数になるように設定することを特徴としたも
のであり、３次歪みは、可変同調帯域通過フィルタの中
央ほど強く発生しないので相互変調妨害の対する特性が
改善される作用を有する。また受信周波数の高域端で
は、トラップ回路によって、可変同調帯域通過フィルタ
の帯域幅が狭められるので、３次歪みは軽減される。
性素子で結合された可変同調帯域通過フィルタと受信信
号帯域の高い周波数側の帯域のすぐ外側に極を有するト
ラップ回路とで構成される第一中間周波信号を入力して
帯域制限するフィルタと、選局のための局部発振信号の
周波数を安定化するＰＬＬ周波数シンセサイザーとを備
え、第一中間周波信号がその第一中間周波帯域の低域側
端点近辺においては、前記可変同調帯域通過フィルタの
同調周波数をその前記可変同調帯域通過フィルタの中心
周波数になるように設定し、局部発振信号の周波数を前
記可変同調帯域通過フィルタの中心周波数に第二中間周
波数を加えた周波数になるように設定し、また第一中間
周波信号がその第一中間周波帯域の高域側端点近辺にお
いては、局部発振信号の周波数を前記可変同調帯域通過
フィルタの低域側端点近辺の周波数に第二中間周波数を
加えた周波数になるように設定することを特徴としたも
のであり、３次歪みは、可変同調帯域通過フィルタの中
央ほど強く発生しないので相互変調妨害の対する特性が
改善される作用を有する。また受信周波数の高域端で
は、トラップ回路によって、可変同調帯域通過フィルタ
の帯域幅が狭められるので、３次歪みは軽減される。
【００１４】請求項５に記載の発明は、第一中間周波信
号を入力して帯域制限する同調回路を誘導性素子で結合
された可変同調帯域通過フィルタと、選局のための局部
発振信号の周波数を安定化するＰＬＬ周波数シンセサイ
ザーとを備え、第一中間周波信号がその第一中間周波帯
域の高域側端点近辺においては、前記可変同調帯域通過
フィルタの同調周波数をその前記可変同調帯域通過フィ
ルタの中心周波数になるように設定し、さらに局部発振
信号の周波数を可変同調帯域通過フィルタの中心周波数
に第二中間周波数を加えた周波数になるように設定し、
また第一中間周波信号がその第一中間周波帯域の低域側
端点近辺においては、局部発振信号の周波数を前記可変
同調帯域通過フィルタの低域側端点近辺の周波数に第二
中間周波数を加えた周波数になるように設定することを
特徴としたものであり、３次歪みは、可変同調帯域通過
フィルタの中央ほど強く発生しないので相互変調妨害の
対する特性が改善される作用を有する。
号を入力して帯域制限する同調回路を誘導性素子で結合
された可変同調帯域通過フィルタと、選局のための局部
発振信号の周波数を安定化するＰＬＬ周波数シンセサイ
ザーとを備え、第一中間周波信号がその第一中間周波帯
域の高域側端点近辺においては、前記可変同調帯域通過
フィルタの同調周波数をその前記可変同調帯域通過フィ
ルタの中心周波数になるように設定し、さらに局部発振
信号の周波数を可変同調帯域通過フィルタの中心周波数
に第二中間周波数を加えた周波数になるように設定し、
また第一中間周波信号がその第一中間周波帯域の低域側
端点近辺においては、局部発振信号の周波数を前記可変
同調帯域通過フィルタの低域側端点近辺の周波数に第二
中間周波数を加えた周波数になるように設定することを
特徴としたものであり、３次歪みは、可変同調帯域通過
フィルタの中央ほど強く発生しないので相互変調妨害の
対する特性が改善される作用を有する。
【００１５】請求項６に記載の発明は、第一中間周波信
号を入力して帯域制限する同調回路を誘導性素子で結合
された可変同調帯域通過フィルタと、選局のための局部
発振信号の周波数を安定化するＰＬＬ周波数シンセサイ
ザーとを備え、第一中間周波信号がその第一中間周波帯
域の高域側端点近辺においては、前記可変同調帯域通過
フィルタの同調周波数を前記その可変同調帯域通過フィ
ルタの中心周波数になるように設定し、局部発振信号の
周波数を前記可変同調帯域通過フィルタの中心周波数に
第二中間周波数を加えた周波数になるように設定し、ま
た第一中間周波信号がその第一中間周波帯域の低域側端
点近辺においては、局部発振信号の周波数を可変同調帯
域通過フィルタの高域側端点近辺の周波数に第二中間周
波数を加えた周波数になるように設定することを特徴と
したものであり、３次歪みは、可変同調帯域通過フィル
タの中央ほど強く発生しないので相互変調妨害の対する
特性が改善される作用を有する。
号を入力して帯域制限する同調回路を誘導性素子で結合
された可変同調帯域通過フィルタと、選局のための局部
発振信号の周波数を安定化するＰＬＬ周波数シンセサイ
ザーとを備え、第一中間周波信号がその第一中間周波帯
域の高域側端点近辺においては、前記可変同調帯域通過
フィルタの同調周波数を前記その可変同調帯域通過フィ
ルタの中心周波数になるように設定し、局部発振信号の
周波数を前記可変同調帯域通過フィルタの中心周波数に
第二中間周波数を加えた周波数になるように設定し、ま
た第一中間周波信号がその第一中間周波帯域の低域側端
点近辺においては、局部発振信号の周波数を可変同調帯
域通過フィルタの高域側端点近辺の周波数に第二中間周
波数を加えた周波数になるように設定することを特徴と
したものであり、３次歪みは、可変同調帯域通過フィル
タの中央ほど強く発生しないので相互変調妨害の対する
特性が改善される作用を有する。
【００１６】請求項７に記載の発明は、第一中間周波信
号を入力して帯域制限する同調回路を容量性素子と誘導
性素子の両方で結合された可変同調帯域通過フィルタで
構成されるフィルタが、選局のための局部発振信号の周
波数を安定化するＰＬＬ周波数シンセサイザーとを備
え、第一中間周波信号がその第一中間周波帯域の中央近
辺においては、前記可変同調帯域通過フィルタの同調周
波数をその前記可変同調帯域通過フィルタの中心周波数
になるように設定し、さらに局部発振信号の周波数を前
記可変同調帯域通過フィルタの中心周波数に第二中間周
波数を加えた周波数になるように設定し、第一中間周波
信号がその第一中間周波帯域の端点近辺においては、局
部発振信号の周波数を前記可変同調帯域通過フィルタの
端点近辺の周波数に第二中間周波数を加えた周波数にな
るように設定することを特徴としたものであり、帯域幅
が広くならないので、３次歪みは強く発生しないので相
互変調妨害の対する特性が改善される作用を有する。
号を入力して帯域制限する同調回路を容量性素子と誘導
性素子の両方で結合された可変同調帯域通過フィルタで
構成されるフィルタが、選局のための局部発振信号の周
波数を安定化するＰＬＬ周波数シンセサイザーとを備
え、第一中間周波信号がその第一中間周波帯域の中央近
辺においては、前記可変同調帯域通過フィルタの同調周
波数をその前記可変同調帯域通過フィルタの中心周波数
になるように設定し、さらに局部発振信号の周波数を前
記可変同調帯域通過フィルタの中心周波数に第二中間周
波数を加えた周波数になるように設定し、第一中間周波
信号がその第一中間周波帯域の端点近辺においては、局
部発振信号の周波数を前記可変同調帯域通過フィルタの
端点近辺の周波数に第二中間周波数を加えた周波数にな
るように設定することを特徴としたものであり、帯域幅
が広くならないので、３次歪みは強く発生しないので相
互変調妨害の対する特性が改善される作用を有する。
【００１７】（実施の形態１）以下に、本発明の請求項
１及び請求項２に記載された発明にの実施の形態につい
て、図１，図２，図３、図４、図５を用いて説明する。
１及び請求項２に記載された発明にの実施の形態につい
て、図１，図２，図３、図４、図５を用いて説明する。
【００１８】図１において、１０は第１中間周波増幅
器、１１は可変同調バンドパスフィルタ、１２は前置可
変減衰器、１３は周波数変換器、１４はチャンネルフィ
ルタ、１５復調器は、１６は局部発振回路、１７はＰＬ
Ｌ周波数シンセサイザーである。図２は図１における可
変同調バンドパスフィルタ１１の構成例であり、２０，
２１，２２，２３はマイクロストリップライン、２９，
３０はマイクロストリップラインで構成されたカップル
ドライン、２７，３１は可変容量ダイオード、２６，３
２はチップコンデンサー、２８，３３は抵抗である。２
４，２５はそれぞれ入出力端子、２６は同調電圧の印可
端子である。
器、１１は可変同調バンドパスフィルタ、１２は前置可
変減衰器、１３は周波数変換器、１４はチャンネルフィ
ルタ、１５復調器は、１６は局部発振回路、１７はＰＬ
Ｌ周波数シンセサイザーである。図２は図１における可
変同調バンドパスフィルタ１１の構成例であり、２０，
２１，２２，２３はマイクロストリップライン、２９，
３０はマイクロストリップラインで構成されたカップル
ドライン、２７，３１は可変容量ダイオード、２６，３
２はチップコンデンサー、２８，３３は抵抗である。２
４，２５はそれぞれ入出力端子、２６は同調電圧の印可
端子である。
【００１９】また、図３は図１における局部発振回路１
６に用いられる共振回路をを示し、３４は負性抵抗回路
への接続端子、３５はマイクロストリップライン、３８
は可変容量ダイオード、３７は抵抗、３６は同調電圧の
印可端子である。
６に用いられる共振回路をを示し、３４は負性抵抗回路
への接続端子、３５はマイクロストリップライン、３８
は可変容量ダイオード、３７は抵抗、３６は同調電圧の
印可端子である。
【００２０】上記のように構成された衛星放送受信機に
ついて、以下その動作について説明する。
ついて、以下その動作について説明する。
【００２１】第１中間周波入力端子９に衛星放送受信用
アンテナで受信された信号が入力される。衛星放送受信
機では、入力される第１中間周波信号から希望する周波
数変調波を所定の第２中間周波信号に周波数変換を施
し、弾性表面波フィルタ（ＳＡＷ ＢＰＦ）によるチャ
ンネルフィルタ１４で，その希望するチャンネルの変調
波１波を抜き取って、復調器１５によって復調を行って
いる。
アンテナで受信された信号が入力される。衛星放送受信
機では、入力される第１中間周波信号から希望する周波
数変調波を所定の第２中間周波信号に周波数変換を施
し、弾性表面波フィルタ（ＳＡＷ ＢＰＦ）によるチャ
ンネルフィルタ１４で，その希望するチャンネルの変調
波１波を抜き取って、復調器１５によって復調を行って
いる。
【００２２】図１に示すように、入力端子９から入力さ
れた第１中間周波信号は第１中間周波増幅器１０で増幅
された後、可変同調バンドパスフィルタ１１によって受
信信号を大まかに選択した後に前置可変減衰器１２を介
して、周波数変換器１３に入力され、第２中間周波信号
に周波数変換される。その周波数変換に用いる局部発振
信号はＰＬＬ周波数シンセサイザー１７で安定化してお
り、局部発振回路１６の発振周波数は高精度に安定化さ
れている。
れた第１中間周波信号は第１中間周波増幅器１０で増幅
された後、可変同調バンドパスフィルタ１１によって受
信信号を大まかに選択した後に前置可変減衰器１２を介
して、周波数変換器１３に入力され、第２中間周波信号
に周波数変換される。その周波数変換に用いる局部発振
信号はＰＬＬ周波数シンセサイザー１７で安定化してお
り、局部発振回路１６の発振周波数は高精度に安定化さ
れている。
【００２３】さて、可変同調バンドパスフィルタ１１
は、周波数変換器１３などにおいて歪みが生じて、相互
変調妨害が生じないようにするものである。この機能は
入力された多数の信号から大まかに受信信号を選択し、
受信信号を数波に制限することで実現している。受信チ
ャンネルの周波数帯域幅は３０ＭＨｚ程度であり、その
周波数間隔は３０ＭＨｚから４０ＭＨｚ程度である。そ
のため受信周波数が低い帯域においては可変同調バンド
パスフィルタ１１の帯域幅は、６０ＭＨｚから８０ＭＨ
ｚ程度で選択する受信信号の周波数にその中心周波数が
一致していることが望ましい。また、帯域特性は出来る
だけ平坦であることが望ましい。
は、周波数変換器１３などにおいて歪みが生じて、相互
変調妨害が生じないようにするものである。この機能は
入力された多数の信号から大まかに受信信号を選択し、
受信信号を数波に制限することで実現している。受信チ
ャンネルの周波数帯域幅は３０ＭＨｚ程度であり、その
周波数間隔は３０ＭＨｚから４０ＭＨｚ程度である。そ
のため受信周波数が低い帯域においては可変同調バンド
パスフィルタ１１の帯域幅は、６０ＭＨｚから８０ＭＨ
ｚ程度で選択する受信信号の周波数にその中心周波数が
一致していることが望ましい。また、帯域特性は出来る
だけ平坦であることが望ましい。
【００２４】しかしながらカップルドラインと可変容量
ダイオードを用いた可変同調バンドパスフィルタは、図
４に示すように容量性結合をしているために低い周波数
帯で必要な帯域幅を確保すると、高域では帯域幅が広く
ならざるを得ない。そのため後段の周波数変換器１３な
どにおいて生じる３次歪み特性が厳しくなる。３次歪み
特性は図５に示すように（文献：「衛星放送ＣＡＴＶ技
術」電波技術協会昭和５９年発行からの引用）理論的に
バンドパスフィルタの中央ほど歪みの項数が増えて、強
い妨害が生じる。
ダイオードを用いた可変同調バンドパスフィルタは、図
４に示すように容量性結合をしているために低い周波数
帯で必要な帯域幅を確保すると、高域では帯域幅が広く
ならざるを得ない。そのため後段の周波数変換器１３な
どにおいて生じる３次歪み特性が厳しくなる。３次歪み
特性は図５に示すように（文献：「衛星放送ＣＡＴＶ技
術」電波技術協会昭和５９年発行からの引用）理論的に
バンドパスフィルタの中央ほど歪みの項数が増えて、強
い妨害が生じる。
【００２５】そこで図３に示す様な局部発振回路の共振
特性と可変同調バンドパスフィルタ１１の同調特性とを
図４に示すように選択する。即ち受信周波数が低い周波
数では、図に示すように可変同調バンドパスフィルタ１
１のほぼ中央に受信周波数がくるように設定する。また
受信周波数が高い周波数では、図に示すように可変同調
バンドパスフィルタ１１の通過帯域の高い方の端点ぎり
ぎりに受信周波数がくるように設定する。このようにす
れば３次歪みの項数が減るので相互変調歪みが軽減でき
ることになる。
特性と可変同調バンドパスフィルタ１１の同調特性とを
図４に示すように選択する。即ち受信周波数が低い周波
数では、図に示すように可変同調バンドパスフィルタ１
１のほぼ中央に受信周波数がくるように設定する。また
受信周波数が高い周波数では、図に示すように可変同調
バンドパスフィルタ１１の通過帯域の高い方の端点ぎり
ぎりに受信周波数がくるように設定する。このようにす
れば３次歪みの項数が減るので相互変調歪みが軽減でき
ることになる。
【００２６】（実施の形態２）以下に、本発明の請求項
３に記載された発明にの実施の形態について、図６，図
７，図８、図９を用いて説明する。
３に記載された発明にの実施の形態について、図６，図
７，図８、図９を用いて説明する。
【００２７】図６において、１０は第１中間周波増幅
器、１１は可変同調バンドパスフィルタ、１２は前置可
変減衰器、１３は周波数変換器、１４はチャンネルフィ
ルタ、１５復調器は、１９は局部発振回路、１７はＰＬ
Ｌ周波数シンセサイザーである。図７は図６における可
変同調バンドパスフィルタ１１の構成例であり、２０，
２１，２２，２３はマイクロストリップライン、２９，
３０はマイクロストリップラインで構成されたカップル
ドライン、２７，３１は可変容量ダイオード、２６，３
２はチップコンデンサー、２８，３３は抵抗である。２
４，２５はそれぞれ入出力端子、２６は同調電圧の印可
端子である。
器、１１は可変同調バンドパスフィルタ、１２は前置可
変減衰器、１３は周波数変換器、１４はチャンネルフィ
ルタ、１５復調器は、１９は局部発振回路、１７はＰＬ
Ｌ周波数シンセサイザーである。図７は図６における可
変同調バンドパスフィルタ１１の構成例であり、２０，
２１，２２，２３はマイクロストリップライン、２９，
３０はマイクロストリップラインで構成されたカップル
ドライン、２７，３１は可変容量ダイオード、２６，３
２はチップコンデンサー、２８，３３は抵抗である。２
４，２５はそれぞれ入出力端子、２６は同調電圧の印可
端子である。
【００２８】また、図８は図６における局部発振回路１
９に用いられる共振回路をを示し、３４は負性抵抗回路
への接続端子、３５はマイクロストリップライン、３８
は可変容量ダイオード、３７は抵抗、３６は同調電圧の
印可端子である。
９に用いられる共振回路をを示し、３４は負性抵抗回路
への接続端子、３５はマイクロストリップライン、３８
は可変容量ダイオード、３７は抵抗、３６は同調電圧の
印可端子である。
【００２９】上記のように構成された衛星放送受信機に
ついて、以下その動作について説明する。
ついて、以下その動作について説明する。
【００３０】第１中間周波入力端子９に衛星放送受信用
アンテナで受信された信号が入力される。衛星放送受信
機では、入力される第１中間周波信号から希望する周波
数変調波を所定の第２中間周波信号に周波数変換を施
し、弾性表面波フィルタ（ＳＡＷ ＢＰＦ）によるチャ
ンネルフィルタ１４で，その希望するチャンネルの変調
波１波を抜き取って、復調器１５によって復調を行って
いる。図６に示すように、入力端子９から入力された第
１中間周波信号は第１中間周波増幅器１０で増幅された
後、可変同調バンドパスフィルタ１１によって受信信号
を大まかに選択した後に前置可変減衰器１２を介して、
周波数変換器１３に入力され、第２中間周波信号に周波
数変換される。その周波数変換に用いる局部発振信号は
ＰＬＬ周波数シンセサイザー１７で安定化しており、局
部発振回路１９の発振周波数は高精度に安定化されてい
る。
アンテナで受信された信号が入力される。衛星放送受信
機では、入力される第１中間周波信号から希望する周波
数変調波を所定の第２中間周波信号に周波数変換を施
し、弾性表面波フィルタ（ＳＡＷ ＢＰＦ）によるチャ
ンネルフィルタ１４で，その希望するチャンネルの変調
波１波を抜き取って、復調器１５によって復調を行って
いる。図６に示すように、入力端子９から入力された第
１中間周波信号は第１中間周波増幅器１０で増幅された
後、可変同調バンドパスフィルタ１１によって受信信号
を大まかに選択した後に前置可変減衰器１２を介して、
周波数変換器１３に入力され、第２中間周波信号に周波
数変換される。その周波数変換に用いる局部発振信号は
ＰＬＬ周波数シンセサイザー１７で安定化しており、局
部発振回路１９の発振周波数は高精度に安定化されてい
る。
【００３１】さて、可変同調バンドパスフィルタ１１
は、周波数変換器１３などにおいて歪みが生じて、相互
変調妨害が生じないようにするものである。この機能は
入力された多数の信号から大まかに受信信号を選択し、
受信信号を数波に制限することで実現している。受信チ
ャンネルの周波数帯域幅は３０ＭＨｚ程度であり、その
周波数間隔は３０ＭＨｚから４０ＭＨｚ程度である。そ
のため受信周波数が低い帯域においては可変同調バンド
パスフィルタ１１の帯域幅は、６０ＭＨｚから８０ＭＨ
ｚ程度で選択する受信信号の周波数にその中心周波数が
一致していることが望ましい。
は、周波数変換器１３などにおいて歪みが生じて、相互
変調妨害が生じないようにするものである。この機能は
入力された多数の信号から大まかに受信信号を選択し、
受信信号を数波に制限することで実現している。受信チ
ャンネルの周波数帯域幅は３０ＭＨｚ程度であり、その
周波数間隔は３０ＭＨｚから４０ＭＨｚ程度である。そ
のため受信周波数が低い帯域においては可変同調バンド
パスフィルタ１１の帯域幅は、６０ＭＨｚから８０ＭＨ
ｚ程度で選択する受信信号の周波数にその中心周波数が
一致していることが望ましい。
【００３２】また、帯域特性は出来るだけ平坦であるこ
とが望ましい。しかしながらカップルドラインと可変容
量ダイオードを用いた可変同調バンドパスフィルタは、
図７に示すように容量性結合をしているために低い周波
数帯で必要な帯域幅を確保すると、高域では帯域幅が広
くならざるを得ない。そのため後段の周波数変換器１３
などにおいて生じる３次歪み特性が厳しくなる。３次歪
み特性は図５に示すように理論的にバンドパスフィルタ
の中央ほど歪みの項数が増えて、強い妨害が生じる。そ
こで図８に示すように可変容量ダイオードに３８にチッ
プコンデンサーを付加することにより高い周波数での同
調感度を劣化させる。
とが望ましい。しかしながらカップルドラインと可変容
量ダイオードを用いた可変同調バンドパスフィルタは、
図７に示すように容量性結合をしているために低い周波
数帯で必要な帯域幅を確保すると、高域では帯域幅が広
くならざるを得ない。そのため後段の周波数変換器１３
などにおいて生じる３次歪み特性が厳しくなる。３次歪
み特性は図５に示すように理論的にバンドパスフィルタ
の中央ほど歪みの項数が増えて、強い妨害が生じる。そ
こで図８に示すように可変容量ダイオードに３８にチッ
プコンデンサーを付加することにより高い周波数での同
調感度を劣化させる。
【００３３】こうして局部発振回路の共振特性と可変同
調バンドパスフィルタ１１の同調特性とを図９に示すよ
うに選択する。即ち受信周波数が低い周波数では、図に
示すように可変同調バンドパスフィルタ１１のほぼ中央
に受信周波数がくるように設定する。
調バンドパスフィルタ１１の同調特性とを図９に示すよ
うに選択する。即ち受信周波数が低い周波数では、図に
示すように可変同調バンドパスフィルタ１１のほぼ中央
に受信周波数がくるように設定する。
【００３４】また受信周波数が高い周波数では、図に示
すように可変同調バンドパスフィルタ１１の通過帯域の
低いい方の端点ぎりぎりに受信周波数がくるように設定
する。このようにすれば３次歪みの項数が減るので相互
変調歪みが軽減できることになる。
すように可変同調バンドパスフィルタ１１の通過帯域の
低いい方の端点ぎりぎりに受信周波数がくるように設定
する。このようにすれば３次歪みの項数が減るので相互
変調歪みが軽減できることになる。
【００３５】（実施の形態３）以下に、本発明の請求項
４に記載された発明にの実施の形態について、図１０，
図１１を用いて説明する。
４に記載された発明にの実施の形態について、図１０，
図１１を用いて説明する。
【００３６】図１０において、１０は第１中間周波増幅
器、１１は可変同調バンドパスフィルタ、２０はトラッ
プ回路、１２は前置可変減衰器、１３は周波数変換器、
１４はチャンネルフィルタ、１５復調器は、１９は局部
発振回路、１７はＰＬＬ周波数シンセサイザーである。
可変同調バンドパスフィルタ１１は実施の形態２におけ
る図７と同等である。また局部発振回路１９に用いられ
る共振回路も図８と同等である。
器、１１は可変同調バンドパスフィルタ、２０はトラッ
プ回路、１２は前置可変減衰器、１３は周波数変換器、
１４はチャンネルフィルタ、１５復調器は、１９は局部
発振回路、１７はＰＬＬ周波数シンセサイザーである。
可変同調バンドパスフィルタ１１は実施の形態２におけ
る図７と同等である。また局部発振回路１９に用いられ
る共振回路も図８と同等である。
【００３７】上記のように構成された衛星放送受信機に
ついて、以下その動作について説明する。
ついて、以下その動作について説明する。
【００３８】第１中間周波入力端子９に衛星放送受信用
アンテナで受信された信号が入力される。衛星放送受信
機では、入力される第１中間周波信号から希望する周波
数変調波を所定の第２中間周波信号に周波数変換を施
し、弾性表面波フィルタ（ＳＡＷ ＢＰＦ）によるチャ
ンネルフィルタ１４で，その希望するチャンネルの変調
波１波を抜き取って、復調器１５によって復調を行って
いる。図１０に示すように、入力端子９から入力された
第１中間周波信号は第１中間周波増幅器１０で増幅され
た後、可変同調バンドパスフィルタ１１によって受信信
号を大まかに選択した後に前置可変減衰器１２を介し
て、周波数変換器１３に入力され、第２中間周波信号に
周波数変換される。その周波数変換に用いる局部発振信
号はＰＬＬ周波数シンセサイザー１７で安定化してお
り、局部発振回路１９の発振周波数は高精度に安定化さ
れている。
アンテナで受信された信号が入力される。衛星放送受信
機では、入力される第１中間周波信号から希望する周波
数変調波を所定の第２中間周波信号に周波数変換を施
し、弾性表面波フィルタ（ＳＡＷ ＢＰＦ）によるチャ
ンネルフィルタ１４で，その希望するチャンネルの変調
波１波を抜き取って、復調器１５によって復調を行って
いる。図１０に示すように、入力端子９から入力された
第１中間周波信号は第１中間周波増幅器１０で増幅され
た後、可変同調バンドパスフィルタ１１によって受信信
号を大まかに選択した後に前置可変減衰器１２を介し
て、周波数変換器１３に入力され、第２中間周波信号に
周波数変換される。その周波数変換に用いる局部発振信
号はＰＬＬ周波数シンセサイザー１７で安定化してお
り、局部発振回路１９の発振周波数は高精度に安定化さ
れている。
【００３９】さて、可変同調バンドパスフィルタ１１
は、周波数変換器１３などにおいて歪みが生じて、相互
変調妨害が生じないようにするものである。この機能は
入力された多数の信号から大まかに受信信号を選択し、
受信信号を数波に制限することで実現している。受信チ
ャンネルの周波数帯域幅は３０ＭＨｚ程度であり、その
周波数間隔は３０ＭＨｚから４０ＭＨｚ程度である。そ
のため受信周波数が低い帯域においては可変同調バンド
パスフィルタ１１の帯域幅は、６０ＭＨｚから８０ＭＨ
ｚ程度で選択する受信信号の周波数にその中心周波数が
一致していることが望ましい。また、帯域特性は出来る
だけ平坦であることが望ましい。
は、周波数変換器１３などにおいて歪みが生じて、相互
変調妨害が生じないようにするものである。この機能は
入力された多数の信号から大まかに受信信号を選択し、
受信信号を数波に制限することで実現している。受信チ
ャンネルの周波数帯域幅は３０ＭＨｚ程度であり、その
周波数間隔は３０ＭＨｚから４０ＭＨｚ程度である。そ
のため受信周波数が低い帯域においては可変同調バンド
パスフィルタ１１の帯域幅は、６０ＭＨｚから８０ＭＨ
ｚ程度で選択する受信信号の周波数にその中心周波数が
一致していることが望ましい。また、帯域特性は出来る
だけ平坦であることが望ましい。
【００４０】しかしながらカップルドラインと可変容量
ダイオードを用いた可変同調バンドパスフィルタは、図
７に示すように容量性結合をしているために低い周波数
帯で必要な帯域幅を確保すると、高域では帯域幅が広く
ならざるを得ない。そのため後段の周波数変換器１３な
どにおいて生じる３次歪み特性が厳しくなる。３次歪み
特性は図５に示すように理論的にバンドパスフィルタの
中央ほど歪みの項数が増えて、強い妨害が生じる。
ダイオードを用いた可変同調バンドパスフィルタは、図
７に示すように容量性結合をしているために低い周波数
帯で必要な帯域幅を確保すると、高域では帯域幅が広く
ならざるを得ない。そのため後段の周波数変換器１３な
どにおいて生じる３次歪み特性が厳しくなる。３次歪み
特性は図５に示すように理論的にバンドパスフィルタの
中央ほど歪みの項数が増えて、強い妨害が生じる。
【００４１】そこで図８に示すように可変容量ダイオー
ドに３８にチップコンデンサーを付加することにより高
い周波数での同調感度を劣化させる。こうして局部発振
回路の共振特性と可変同調バンドパスフィルタ１１の同
調特性とを図９に示すように選択する。即ち受信周波数
が低い周波数では、図に示すように可変同調バンドパス
フィルタ１１のほぼ中央に受信周波数がくるように設定
する。また受信周波数が高い周波数では、図に示すよう
に可変同調バンドパスフィルタ１１の通過帯域の低い方
の端点ぎりぎりに受信周波数がくるように設定する。さ
らにトラップ回路２０の極は受信信号帯域の高い周波数
側の帯域のすぐ外側に設定されているので、可変同調バ
ンドパスフィルタ１１の帯域幅を制限し、３次歪みの項
数が減るので相互変調歪みが軽減できることになる。
ドに３８にチップコンデンサーを付加することにより高
い周波数での同調感度を劣化させる。こうして局部発振
回路の共振特性と可変同調バンドパスフィルタ１１の同
調特性とを図９に示すように選択する。即ち受信周波数
が低い周波数では、図に示すように可変同調バンドパス
フィルタ１１のほぼ中央に受信周波数がくるように設定
する。また受信周波数が高い周波数では、図に示すよう
に可変同調バンドパスフィルタ１１の通過帯域の低い方
の端点ぎりぎりに受信周波数がくるように設定する。さ
らにトラップ回路２０の極は受信信号帯域の高い周波数
側の帯域のすぐ外側に設定されているので、可変同調バ
ンドパスフィルタ１１の帯域幅を制限し、３次歪みの項
数が減るので相互変調歪みが軽減できることになる。
【００４２】（実施の形態４）以下に、本発明の請求項
５に記載された発明にの実施の形態について、図１２，
図１３，図１４を用いて説明する。
５に記載された発明にの実施の形態について、図１２，
図１３，図１４を用いて説明する。
【００４３】図１２において、１０は第１中間周波増幅
器、１８は可変同調バンドパスフィルタ、１２は前置可
変減衰器、１３は周波数変換器、１４はチャンネルフィ
ルタ、１５復調器は、１６は局部発振回路、１７はＰＬ
Ｌ周波数シンセサイザーである。図１３は図１２におけ
る可変同調バンドパスフィルタ１８の構成例であり、２
０，２１，２２，２３、６０はマイクロストリップライ
ン、２９，３０はマイクロストリップラインで構成され
た共振用誘導性素子、２７，３１は可変容量ダイオー
ド、２６，３２はチップコンデンサー、２８，３３は抵
抗である。２４，２５はそれぞれ入出力端子、２６は同
調電圧の印可端子である。
器、１８は可変同調バンドパスフィルタ、１２は前置可
変減衰器、１３は周波数変換器、１４はチャンネルフィ
ルタ、１５復調器は、１６は局部発振回路、１７はＰＬ
Ｌ周波数シンセサイザーである。図１３は図１２におけ
る可変同調バンドパスフィルタ１８の構成例であり、２
０，２１，２２，２３、６０はマイクロストリップライ
ン、２９，３０はマイクロストリップラインで構成され
た共振用誘導性素子、２７，３１は可変容量ダイオー
ド、２６，３２はチップコンデンサー、２８，３３は抵
抗である。２４，２５はそれぞれ入出力端子、２６は同
調電圧の印可端子である。
【００４４】また、図１４は図１２における局部発振回
路１６に用いられる共振回路をを示し、３４は負性抵抗
回路への接続端子、３５はマイクロストリップライン、
３８は可変容量ダイオード、３７は抵抗、３６は同調電
圧の印可端子である。
路１６に用いられる共振回路をを示し、３４は負性抵抗
回路への接続端子、３５はマイクロストリップライン、
３８は可変容量ダイオード、３７は抵抗、３６は同調電
圧の印可端子である。
【００４５】上記のように構成された衛星放送受信機に
ついて、以下その動作について説明する。
ついて、以下その動作について説明する。
【００４６】第１中間周波入力端子９に衛星放送受信用
アンテナで受信された信号が入力される。衛星放送受信
機では、入力される第１中間周波信号から希望する周波
数変調波を所定の第２中間周波信号に周波数変換を施
し、弾性表面波フィルタ（ＳＡＷ ＢＰＦ）によるチャ
ンネルフィルタ１４で，その希望するチャンネルの変調
波１波を抜き取って、復調器１５によって復調を行って
いる。図１２に示すように、入力端子９から入力された
第１中間周波信号は第１中間周波増幅器１０で増幅され
た後、可変同調バンドパスフィルタ１８によって受信信
号を大まかに選択した後に前置可変減衰器１２を介し
て、周波数変換器１３に入力され、第２中間周波信号に
周波数変換される。その周波数変換に用いる局部発振信
号はＰＬＬ周波数シンセサイザー１７で安定化してお
り、局部発振回路１６の発振周波数は高精度に安定化さ
れている。
アンテナで受信された信号が入力される。衛星放送受信
機では、入力される第１中間周波信号から希望する周波
数変調波を所定の第２中間周波信号に周波数変換を施
し、弾性表面波フィルタ（ＳＡＷ ＢＰＦ）によるチャ
ンネルフィルタ１４で，その希望するチャンネルの変調
波１波を抜き取って、復調器１５によって復調を行って
いる。図１２に示すように、入力端子９から入力された
第１中間周波信号は第１中間周波増幅器１０で増幅され
た後、可変同調バンドパスフィルタ１８によって受信信
号を大まかに選択した後に前置可変減衰器１２を介し
て、周波数変換器１３に入力され、第２中間周波信号に
周波数変換される。その周波数変換に用いる局部発振信
号はＰＬＬ周波数シンセサイザー１７で安定化してお
り、局部発振回路１６の発振周波数は高精度に安定化さ
れている。
【００４７】さて、可変同調バンドパスフィルタ１８
は、周波数変換器１３などにおいて歪みが生じて、相互
変調妨害が生じないようにするものである。この機能は
入力された多数の信号から大まかに受信信号を選択し、
受信信号を数波に制限することで実現している。受信チ
ャンネルの周波数帯域幅は３０ＭＨｚ程度であり、その
周波数間隔は３０ＭＨｚから４０ＭＨｚ程度である。
は、周波数変換器１３などにおいて歪みが生じて、相互
変調妨害が生じないようにするものである。この機能は
入力された多数の信号から大まかに受信信号を選択し、
受信信号を数波に制限することで実現している。受信チ
ャンネルの周波数帯域幅は３０ＭＨｚ程度であり、その
周波数間隔は３０ＭＨｚから４０ＭＨｚ程度である。
【００４８】図１３に示す可変同調バンドパスフィルタ
１８は共振回路を誘導性素子によって結合した構成であ
り、高い周波数ほどその結合度が小さくなるので帯域幅
が小さくなる。そのため受信周波数が高い帯域において
は可変同調バンドパスフィルタ１８の帯域幅は、６０Ｍ
Ｈｚから８０ＭＨｚ程度で選択する受信信号の周波数に
その中心周波数が一致していることが望ましい。
１８は共振回路を誘導性素子によって結合した構成であ
り、高い周波数ほどその結合度が小さくなるので帯域幅
が小さくなる。そのため受信周波数が高い帯域において
は可変同調バンドパスフィルタ１８の帯域幅は、６０Ｍ
Ｈｚから８０ＭＨｚ程度で選択する受信信号の周波数に
その中心周波数が一致していることが望ましい。
【００４９】また、帯域特性は出来るだけ平坦であるこ
とが望ましい。しかしながらこの構成の可変同調バンド
パスフィルタは、誘導性結合をしているために高い周波
数帯で必要な帯域幅を確保すると、低域では帯域幅が広
くならざるを得ない。そのため後段の周波数変換器１３
などにおいて生じる３次歪み特性が厳しくなる。３次歪
み特性は図５に示すように理論的にバンドパスフィルタ
の中央ほど歪みの項数が増えて、強い妨害が生じる。
とが望ましい。しかしながらこの構成の可変同調バンド
パスフィルタは、誘導性結合をしているために高い周波
数帯で必要な帯域幅を確保すると、低域では帯域幅が広
くならざるを得ない。そのため後段の周波数変換器１３
などにおいて生じる３次歪み特性が厳しくなる。３次歪
み特性は図５に示すように理論的にバンドパスフィルタ
の中央ほど歪みの項数が増えて、強い妨害が生じる。
【００５０】そこで同調電圧に対する局部発振回路の発
振周波数変化よりも可変同調バンドパスフィルタ１８の
同調周波数変化が大きくなるように可変容量ダイオード
を選択するに選択する。即ち受信周波数が高い周波数で
は、可変同調バンドパスフィルタ１８の帯域のほぼ中央
に受信周波数がくるように設定する。また受信周波数が
低い周波数では、可変同調バンドパスフィルタ１８の通
過帯域の高い方の端点ぎりぎりに受信周波数がくるよう
に設定する。このようにすれば３次歪みの項数が減るの
で相互変調歪みが軽減できることになる。
振周波数変化よりも可変同調バンドパスフィルタ１８の
同調周波数変化が大きくなるように可変容量ダイオード
を選択するに選択する。即ち受信周波数が高い周波数で
は、可変同調バンドパスフィルタ１８の帯域のほぼ中央
に受信周波数がくるように設定する。また受信周波数が
低い周波数では、可変同調バンドパスフィルタ１８の通
過帯域の高い方の端点ぎりぎりに受信周波数がくるよう
に設定する。このようにすれば３次歪みの項数が減るの
で相互変調歪みが軽減できることになる。
【００５１】（実施の形態５）以下に、本発明の請求項
６に記載された発明にの実施の形態について、図１５，
図１６を用いて説明する。
６に記載された発明にの実施の形態について、図１５，
図１６を用いて説明する。
【００５２】図１５において、１０は第１中間周波増幅
器、１８は可変同調バンドパスフィルタ、２０はトラッ
プ回路、１２は前置可変減衰器、１３は周波数変換器、
１４はチャンネルフィルタ、１５復調器は、１９は局部
発振回路、１７はＰＬＬ周波数シンセサイザーである。
可変同調バンドパスフィルタ１８は実施の形態４におけ
る図１３と同等である。また局部発振回路１９に用いら
れる共振回路も図８と同等である。
器、１８は可変同調バンドパスフィルタ、２０はトラッ
プ回路、１２は前置可変減衰器、１３は周波数変換器、
１４はチャンネルフィルタ、１５復調器は、１９は局部
発振回路、１７はＰＬＬ周波数シンセサイザーである。
可変同調バンドパスフィルタ１８は実施の形態４におけ
る図１３と同等である。また局部発振回路１９に用いら
れる共振回路も図８と同等である。
【００５３】上記のように構成された衛星放送受信機に
ついて、以下その動作について説明する。
ついて、以下その動作について説明する。
【００５４】第１中間周波入力端子９に衛星放送受信用
アンテナで受信された信号が入力される。衛星放送受信
機では、入力される第１中間周波信号から希望する周波
数変調波を所定の第２中間周波信号に周波数変換を施
し、弾性表面波フィルタ（ＳＡＷ ＢＰＦ）によるチャ
ンネルフィルタ１４で，その希望するチャンネルの変調
波１波を抜き取って、復調器１５によって復調を行って
いる。
アンテナで受信された信号が入力される。衛星放送受信
機では、入力される第１中間周波信号から希望する周波
数変調波を所定の第２中間周波信号に周波数変換を施
し、弾性表面波フィルタ（ＳＡＷ ＢＰＦ）によるチャ
ンネルフィルタ１４で，その希望するチャンネルの変調
波１波を抜き取って、復調器１５によって復調を行って
いる。
【００５５】図１５に示すように、入力端子９から入力
された第１中間周波信号は第１中間周波増幅器１０で増
幅された後、可変同調バンドパスフィルタ１８によって
受信信号を大まかに選択した後に前置可変減衰器１２を
介して、周波数変換器１３に入力され、第２中間周波信
号に周波数変換される。その周波数変換に用いる局部発
振信号はＰＬＬ周波数シンセサイザー１７で安定化して
おり、局部発振回路１９の発振周波数は高精度に安定化
されている。
された第１中間周波信号は第１中間周波増幅器１０で増
幅された後、可変同調バンドパスフィルタ１８によって
受信信号を大まかに選択した後に前置可変減衰器１２を
介して、周波数変換器１３に入力され、第２中間周波信
号に周波数変換される。その周波数変換に用いる局部発
振信号はＰＬＬ周波数シンセサイザー１７で安定化して
おり、局部発振回路１９の発振周波数は高精度に安定化
されている。
【００５６】さて、可変同調バンドパスフィルタ１９
は、周波数変換器１３などにおいて歪みが生じて、相互
変調妨害が生じないようにするものである。この機能は
入力された多数の信号から大まかに受信信号を選択し、
受信信号を数波に制限することで実現している。受信チ
ャンネルの周波数帯域幅は３０ＭＨｚ程度であり、その
周波数間隔は３０ＭＨｚから４０ＭＨｚ程度である。
は、周波数変換器１３などにおいて歪みが生じて、相互
変調妨害が生じないようにするものである。この機能は
入力された多数の信号から大まかに受信信号を選択し、
受信信号を数波に制限することで実現している。受信チ
ャンネルの周波数帯域幅は３０ＭＨｚ程度であり、その
周波数間隔は３０ＭＨｚから４０ＭＨｚ程度である。
【００５７】図１３に示す可変同調バンドパスフィルタ
１８は共振回路を誘導性素子によって結合した構成であ
り、高い周波数ほどその結合度が小さくなるので帯域幅
が小さくなる。そのため受信周波数が高い帯域において
は可変同調バンドパスフィルタ１８の帯域幅は、６０Ｍ
Ｈｚから８０ＭＨｚ程度で選択する受信信号の周波数に
その中心周波数が一致していることが望ましい。また、
帯域特性は出来るだけ平坦であることが望ましい。しか
しながらこの構成の可変同調バンドパスフィルタは、誘
導性結合をしているために高い周波数帯で必要な帯域幅
を確保すると、低域では帯域幅が広くならざるを得な
い。そのため後段の周波数変換器１３などにおいて生じ
る３次歪み特性が厳しくなる。３次歪み特性は図５に示
すように理論的にバンドパスフィルタの中央ほど歪みの
項数が増えて、強い妨害が生じる。
１８は共振回路を誘導性素子によって結合した構成であ
り、高い周波数ほどその結合度が小さくなるので帯域幅
が小さくなる。そのため受信周波数が高い帯域において
は可変同調バンドパスフィルタ１８の帯域幅は、６０Ｍ
Ｈｚから８０ＭＨｚ程度で選択する受信信号の周波数に
その中心周波数が一致していることが望ましい。また、
帯域特性は出来るだけ平坦であることが望ましい。しか
しながらこの構成の可変同調バンドパスフィルタは、誘
導性結合をしているために高い周波数帯で必要な帯域幅
を確保すると、低域では帯域幅が広くならざるを得な
い。そのため後段の周波数変換器１３などにおいて生じ
る３次歪み特性が厳しくなる。３次歪み特性は図５に示
すように理論的にバンドパスフィルタの中央ほど歪みの
項数が増えて、強い妨害が生じる。
【００５８】そこで図８に示すように可変容量ダイオー
ドに３８にチップコンデンサーを付加することにより高
い周波数での同調感度を劣化させる。このようにして局
部発振回路の共振特性と可変同調バンドパスフィルタ１
８の同調特性とを設定する。即ち受信周波数が高い周波
数では、可変同調バンドパスフィルタ１８のほぼ中央に
受信周波数がくるように設定する。また受信周波数が低
い周波数では、可変同調バンドパスフィルタ１８の通過
帯域の高い方の端点ぎりぎりに受信周波数がくるように
設定する。
ドに３８にチップコンデンサーを付加することにより高
い周波数での同調感度を劣化させる。このようにして局
部発振回路の共振特性と可変同調バンドパスフィルタ１
８の同調特性とを設定する。即ち受信周波数が高い周波
数では、可変同調バンドパスフィルタ１８のほぼ中央に
受信周波数がくるように設定する。また受信周波数が低
い周波数では、可変同調バンドパスフィルタ１８の通過
帯域の高い方の端点ぎりぎりに受信周波数がくるように
設定する。
【００５９】さらにトラップ回路２０の極は受信信号帯
域の低い周波数側の帯域のすぐ外側に設定されているの
で、可変同調バンドパスフィルタ１８の帯域幅を制限
し、３次歪みの項数が減るので相互変調歪みが軽減でき
ることになる。
域の低い周波数側の帯域のすぐ外側に設定されているの
で、可変同調バンドパスフィルタ１８の帯域幅を制限
し、３次歪みの項数が減るので相互変調歪みが軽減でき
ることになる。
【００６０】（実施の形態６）以下に、本発明の請求項
７に記載された発明にの実施の形態について、図１７，
図１８を用いて説明する。
７に記載された発明にの実施の形態について、図１７，
図１８を用いて説明する。
【００６１】図１７において、１０は第１中間周波増幅
器、６１は可変同調バンドパスフィルタ、１２は前置可
変減衰器、１３は周波数変換器、１４はチャンネルフィ
ルタ、１５復調器は、１６は局部発振回路、１７はＰＬ
Ｌ周波数シンセサイザーである。図１８は図１７におけ
る可変同調バンドパスフィルタ６１の構成例であり、２
０，２１，２２，２３、６０はマイクロストリップライ
ン、２９，３０はマイクロストリップラインで構成され
たカップルドライン、２７，３１は可変容量ダイオー
ド、２６，３２はチップコンデンサー、２８，３３は抵
抗である。２４，２５はそれぞれ入出力端子、２６は同
調電圧の印可端子である。また局部発振回路１６に用い
られる共振回路は、図８と同等である。
器、６１は可変同調バンドパスフィルタ、１２は前置可
変減衰器、１３は周波数変換器、１４はチャンネルフィ
ルタ、１５復調器は、１６は局部発振回路、１７はＰＬ
Ｌ周波数シンセサイザーである。図１８は図１７におけ
る可変同調バンドパスフィルタ６１の構成例であり、２
０，２１，２２，２３、６０はマイクロストリップライ
ン、２９，３０はマイクロストリップラインで構成され
たカップルドライン、２７，３１は可変容量ダイオー
ド、２６，３２はチップコンデンサー、２８，３３は抵
抗である。２４，２５はそれぞれ入出力端子、２６は同
調電圧の印可端子である。また局部発振回路１６に用い
られる共振回路は、図８と同等である。
【００６２】上記のように構成された衛星放送受信機に
ついて、以下その動作について説明する。
ついて、以下その動作について説明する。
【００６３】第１中間周波入力端子９に衛星放送受信用
アンテナで受信された信号が入力される。衛星放送受信
機では、入力される第１中間周波信号から希望する周波
数変調波を所定の第２中間周波信号に周波数変換を施
し、弾性表面波フィルタ（ＳＡＷ ＢＰＦ）によるチャ
ンネルフィルタ１４で，その希望するチャンネルの変調
波１波を抜き取って、復調器１５によって復調を行って
いる。図１７に示すように、入力端子９から入力された
第１中間周波信号は第１中間周波増幅器１０で増幅され
た後、可変同調バンドパスフィルタ６１によって受信信
号を大まかに選択した後に前置可変減衰器１２を介し
て、周波数変換器１３に入力され、第２中間周波信号に
周波数変換される。その周波数変換に用いる局部発振信
号はＰＬＬ周波数シンセサイザー１７で安定化してお
り、局部発振回路１６の発振周波数は高精度に安定化さ
れている。
アンテナで受信された信号が入力される。衛星放送受信
機では、入力される第１中間周波信号から希望する周波
数変調波を所定の第２中間周波信号に周波数変換を施
し、弾性表面波フィルタ（ＳＡＷ ＢＰＦ）によるチャ
ンネルフィルタ１４で，その希望するチャンネルの変調
波１波を抜き取って、復調器１５によって復調を行って
いる。図１７に示すように、入力端子９から入力された
第１中間周波信号は第１中間周波増幅器１０で増幅され
た後、可変同調バンドパスフィルタ６１によって受信信
号を大まかに選択した後に前置可変減衰器１２を介し
て、周波数変換器１３に入力され、第２中間周波信号に
周波数変換される。その周波数変換に用いる局部発振信
号はＰＬＬ周波数シンセサイザー１７で安定化してお
り、局部発振回路１６の発振周波数は高精度に安定化さ
れている。
【００６４】さて、可変同調バンドパスフィルタ６１
は、周波数変換器１３などにおいて歪みが生じて、相互
変調妨害が生じないようにするものである。この機能は
入力された多数の信号から大まかに受信信号を選択し、
受信信号を数波に制限することで実現している。受信チ
ャンネルの周波数帯域幅は３０ＭＨｚ程度であり、その
周波数間隔は３０ＭＨｚから４０ＭＨｚ程度である。そ
のため受信周波数が受信帯域のほぼ中央においては可変
同調バンドパスフィルタ６１の帯域幅は、６０ＭＨｚか
ら８０ＭＨｚ程度で選択する受信信号の周波数にその中
心周波数が一致していることが望ましい。また、帯域特
性は出来るだけ平坦であることが望ましい。
は、周波数変換器１３などにおいて歪みが生じて、相互
変調妨害が生じないようにするものである。この機能は
入力された多数の信号から大まかに受信信号を選択し、
受信信号を数波に制限することで実現している。受信チ
ャンネルの周波数帯域幅は３０ＭＨｚ程度であり、その
周波数間隔は３０ＭＨｚから４０ＭＨｚ程度である。そ
のため受信周波数が受信帯域のほぼ中央においては可変
同調バンドパスフィルタ６１の帯域幅は、６０ＭＨｚか
ら８０ＭＨｚ程度で選択する受信信号の周波数にその中
心周波数が一致していることが望ましい。また、帯域特
性は出来るだけ平坦であることが望ましい。
【００６５】図１８に示すように、カップルドラインと
可変容量ダイオードからなる共振回路を、容量性のカッ
プルドラインによる結合と誘導性素子であるストリップ
ラインによる段間結合を用いた可変同調バンドパスフィ
ルタは、低い周波数帯と高い周波数帯で均等に帯域幅が
広くなる。そのため帯域幅が広がるっしゅうは数幅の額
域は従来の半分となるので、後段の周波数変換器１３な
どにおいて生じる３次歪み特性はそれほど厳しくならな
い。
可変容量ダイオードからなる共振回路を、容量性のカッ
プルドラインによる結合と誘導性素子であるストリップ
ラインによる段間結合を用いた可変同調バンドパスフィ
ルタは、低い周波数帯と高い周波数帯で均等に帯域幅が
広くなる。そのため帯域幅が広がるっしゅうは数幅の額
域は従来の半分となるので、後段の周波数変換器１３な
どにおいて生じる３次歪み特性はそれほど厳しくならな
い。
【００６６】
【発明の効果】以上のように本発明の衛星放送受信機に
よれば、相互変調歪みに強い受信を実現できる。
よれば、相互変調歪みに強い受信を実現できる。
【図１】本発明の実施の形態１における衛星放送受信機
の構成図
の構成図
【図２】本発明の実施の形態１における可変同調バンド
パスフィルタの回路図
パスフィルタの回路図
【図３】本発明の実施の形態１における局部発振回路に
用いられる共振回路の回路図
用いられる共振回路の回路図
【図４】本発明の実施の形態１における可変同調バンド
パスフィルタの通過帯域特性及び受信周波数を示す図
パスフィルタの通過帯域特性及び受信周波数を示す図
【図５】３次歪み特性の説明図
【図６】本発明の実施の形態２における衛星放送受信機
の構成図
の構成図
【図７】本発明の実施の形態２における可変同調バンド
パスフィルタの回路図
パスフィルタの回路図
【図８】本発明の実施の形態２における局部発振回路に
用いられる共振回路の回路図
用いられる共振回路の回路図
【図９】本発明の実施の形態２における可変同調バンド
パスフィルタの通過帯域特性及び受信周波数を示す図
パスフィルタの通過帯域特性及び受信周波数を示す図
【図１０】本発明の実施の形態３における衛星放送受信
機の構成図
機の構成図
【図１１】本発明の実施の形態３におけるトラップ回路
の回路図
の回路図
【図１２】本発明の実施の形態４における衛星放送受信
機の構成図
機の構成図
【図１３】本発明の実施の形態４における可変同調バン
ドパスフィルタの回路図
ドパスフィルタの回路図
【図１４】本発明の実施の形態４における局部発振回路
に用いられる共振回路の回路図
に用いられる共振回路の回路図
【図１５】本発明の実施の形態５における衛星放送受信
機の構成図
機の構成図
【図１６】本発明の実施の形態５におけるトラップ回路
の回路図
の回路図
【図１７】本発明の実施の形態６における衛星放送受信
機の構成図
機の構成図
【図１８】本発明の実施の形態６における可変同調バン
ドパスフィルタの回路図
ドパスフィルタの回路図
【図１９】従来例におけるの衛星放送受信機の構成図
【図２０】従来例における可変同調バンドパスフィルタ
の通過帯域特性及び受信周波数を示す図
の通過帯域特性及び受信周波数を示す図
９ 第１中間周波入力端子
１０ 第１中間周波増幅器
１１ 可変同調バンドパスフィルタ
１２ 前置可変減衰器
１３ 周波数変換器
１４ チャンネルフィルタ
１５ 復調器
１６ 局部発振回路
１７ ＰＬＬ周波数シンセサイザー
２０，２１，２２，２３、３５ マイクロストリップラ
イン ２９，３０ カップルドライン ２４，２５ 入出力端子 ２７，３１、３８ 可変容量ダイオード ２６、３２ チップコンデンサー ２８、３３、３７ 抵抗
イン ２９，３０ カップルドライン ２４，２５ 入出力端子 ２７，３１、３８ 可変容量ダイオード ２６、３２ チップコンデンサー ２８、３３、３７ 抵抗
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平７−176907（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−263928（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−131367（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04B 1/18 - 1/26
H03J 1/00 - 7/32
Claims (7)
- 【請求項１】 第一中間周波信号を入力して帯域制限す
る可変同調帯域通過フィルタと、選局のための局部発振
信号の周波数を安定化するＰＬＬ周波数シンセサイザー
とを備え、第一中間周波信号がその第一中間周波帯域の
中央近辺においては、前記可変同調帯域通過フィルタの
同調周波数をその前記可変同調帯域通過フィルタの中心
周波数になるように設定し、局部発振信号の周波数を前
記可変同調帯域通過フィルタの中心周波数に第二中間周
波数を加えた周波数になるように設定し、第一中間周波
信号がその第一中間周波帯域の端点近辺においては、局
部発振信号の周波数を前記可変同調帯域通過フィルタの
端点近辺の周波数に第二中間周波数を加えた周波数にな
るように設定することを特徴とした衛星放送受信機。 - 【請求項２】 第一中間周波信号を入力して帯域制限す
る同調回路を容量性素子で結合された可変同調帯域通過
フィルタと、選局のための局部発振信号の周波数を安定
化するＰＬＬ周波数シンセサイザーとを備え、第一中間
周波信号がその第一中間周波帯域の低域側端点近辺にお
いては、前記可変同調帯域通過フィルタの同調周波数を
その前記可変同調帯域通過フィルタの中心周波数になる
ように設定し、局部発振信号の周波数を前記可変同調帯
域通過フィルタの中心周波数に第二中間周波数を加えた
周波数になるように設定し、第一中間周波信号がその第
一中間周波帯域の高域側端点近辺においては、局部発振
信号の周波数を前記可変同調帯域通過フィルタの高域側
端点近辺の周波数に第二中間周波数を加えた周波数にな
るように設定することを特徴とした衛星放送受信機。 - 【請求項３】 第一中間周波信号を入力して帯域制限す
る同調回路を容量性素子で結合された可変同調帯域通過
フィルタと、選局のための局部発振信号の周波数を安定
化するＰＬＬ周波数シンセサイザーとを備え、第一中間
周波信号がその第一中間周波帯域の低域側端点近辺にお
いては、前記可変同調帯域通過フィルタの同調周波数を
その前記可変同調帯域通過フィルタの中心周波数になる
ように設定し、局部発振信号の周波数を前記可変同調帯
域通過フィルタの中心周波数に第二中間周波数を加えた
周波数になるように設定し、第一中間周波信号がその第
一中間周波帯域の高域側端点近辺においては、局部発振
信号の周波数を可変同調帯域通過フィルタの低域側端点
近辺の周波数に第二中間周波数を加えた周波数になるよ
うに設定することを特徴とした衛星放送受信機。 - 【請求項４】 同調回路を容量性素子で結合された可変
同調帯域通過フィルタと受信信号帯域の高い周波数側の
帯域のすぐ外側に極を有するトラップ回路とで構成され
る第一中間周波信号を入力して帯域制限するフィルタ
と、選局のための局部発振信号の周波数を安定化するＰ
ＬＬ周波数シンセサイザーとを備え、第一中間周波信号
がその第一中間周波帯域の低域側端点近辺においては、
前記可変同調帯域通過フィルタの同調周波数をその前記
可変同調帯域通過フィルタの中心周波数になるように設
定し、局部発振信号の周波数を前記可変同調帯域通過フ
ィルタの中心周波数に第二中間周波数を加えた周波数に
なるように設定し、また第一中間周波信号がその第一中
間周波帯域の高域側端点近辺においては、局部発振信号
の周波数を前記可変同調帯域通過フィルタの低域側端点
近辺の周波数に第二中間周波数を加えた周波数になるよ
うに設定することを特徴とした衛星放送受信機。 - 【請求項５】 第一中間周波信号を入力して帯域制限す
る同調回路を誘導性素子で結合された可変同調帯域通過
フィルタと、選局のための局部発振信号の周波数を安定
化するＰＬＬ周波数シンセサイザーとを備え、第一中間
周波信号がその第一中間周波帯域の高域側端点近辺にお
いては、前記可変同調帯域通過フィルタの同調周波数を
その前記可変同調帯域通過フィルタの中心周波数になる
ように設定し、さらに局部発振信号の周波数を可変同調
帯域通過フィルタの中心周波数に第二中間周波数を加え
た周波数になるように設定し、また第一中間周波信号が
その第一中間周波帯域の低域側端点近辺においては、局
部発振信号の周波数を前記可変同調帯域通過フィルタの
低域側端点近辺の周波数に第二中間周波数を加えた周波
数になるように設定することを特徴とした衛星放送受信
機。 - 【請求項６】 第一中間周波信号を入力して帯域制限す
る同調回路を誘導性素子で結合された可変同調帯域通過
フィルタと、選局のための局部発振信号の周波数を安定
化するＰＬＬ周波数シンセサイザーとを備え、第一中間
周波信号がその第一中間周波帯域の高域側端点近辺にお
いては、前記可変同調帯域通過フィルタの同調周波数を
前記その可変同調帯域通過フィルタの中心周波数になる
ように設定し、局部発振信号の周波数を前記可変同調帯
域通過フィルタの中心周波数に第二中間周波数を加えた
周波数になるように設定し、また第一中間周波信号がそ
の第一中間周波帯域の低域側端点近辺においては、局部
発振信号の周波数を可変同調帯域通過フィルタの高域側
端点近辺の周波数に第二中間周波数を加えた周波数にな
るように設定することを特徴とした衛星放送受信機。 - 【請求項７】 第一中間周波信号を入力して帯域制限す
る同調回路を容量性素子と誘導性素子の両方で結合され
た可変同調帯域通過フィルタで構成されるフィルタが、
選局のための局部発振信号の周波数を安定化するＰＬＬ
周波数シンセサイザーとを備え、第一中間周波信号がそ
の第一中間周波帯域の中央近辺においては、前記可変同
調帯域通過フィルタの同調周波数をその前記可変同調帯
域通過フィルタの中心周波数になるように設定し、さら
に局部発振信号の周波数を前記可変同調帯域通過フィル
タの中心周波数に第二中間周波数を加えた周波数になる
ように設定し、第一中間周波信号がその第一中間周波帯
域の端点近辺においては、局部発振信号の周波数を前記
可変同調帯域通過フィルタの端点近辺の周波数に第二中
間周波数を加えた周波数になるように設定することを特
徴とした衛星放送受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06766297A JP3430846B2 (ja) | 1997-03-21 | 1997-03-21 | 衛星放送受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06766297A JP3430846B2 (ja) | 1997-03-21 | 1997-03-21 | 衛星放送受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10271027A JPH10271027A (ja) | 1998-10-09 |
| JP3430846B2 true JP3430846B2 (ja) | 2003-07-28 |
Family
ID=13351454
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06766297A Expired - Fee Related JP3430846B2 (ja) | 1997-03-21 | 1997-03-21 | 衛星放送受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3430846B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4766354B1 (ja) * | 2010-09-09 | 2011-09-07 | Ｔｄｋ株式会社 | 積層型バンドパスフィルタ |
-
1997
- 1997-03-21 JP JP06766297A patent/JP3430846B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10271027A (ja) | 1998-10-09 |
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