CN101753895B - 电视广播接收电路 - Google Patents

Abstract

本发明为一种被内置于移动通信终端内的电视广播接收电路，可在不降低接收灵敏度的情况下降低滤波器的次数并实现小型化和低价格化。电视广播接收电路(30)在低噪声放大器(12)和可变放大电路(15)之间设置带宽可变滤波器(31)，并具备与选频信号同步转换带宽可变滤波器(31)滤波特性的BW控制电路(32)。在由移动电话发射波的频率和广播接收频率产生乱真信号响应的组合时，把从控制电路(32)施加到晶体管(SW1)的BW转换信号设为有效，设定衰减量大的第1衰减模式。而且，在由移动电话发射波的频率和广播接收频率不产生乱真信号响应的组合时，把从控制电路(32)施加到晶体管(SW1)的BW转换信号设为无效，设定衰减量小的第2衰减模式。

Description

电视广播接收电路

技术领域

本发明涉及一种被内置在移动通信终端内的电视广播接收电路。

背景技术

随着移动电话机的多功能化，在移动电话机内搭载广播接收机成为一种趋势。搭载广播接收机的移动电话机为了排除移动电话机的发射波对广播接收机的干扰，在广播接收机的前端部设有防止移动电话发射波的滤波器(例如，参照专利文献1)。

图9(a)为搭载了广播接收机的移动电话机略图，同图(b)为广播接收机内的电视广播接收电路的结构图。在移动电话机1的壳体内设有产生移动电话发射波的发射机部2和接收电视广播信号的电视广播接收电路3。便携式发射机部2使用与电视广播频带的低频侧或高频侧接近的移动电话发射波的频带进行通信。

在电视广播接收电路3中，通过由BPF构成的滤波器11从天线所输出的RF信号当中取出广播频带的信号，将其输入到低噪声放大器12内放大之后再输入到截止移动电话发射波频带的滤波器13内。移动电话发射波的频率位于广播频带的低频侧时用HPF构成滤波器13，位于广播频带的高频侧时用LPF构成滤波器13。将被滤波器13截止了移动电话发射波频带的广播频带信号输入到调谐部/控制部14。由可变放大电路15调节希望波(接收信道)的电平把接收信号调节成适当电平。混频器16在可变放大电路15所调整的信号上乘以本机振荡器17所施加的本机振荡信号，把频率转换成IF信号。把混频器16所输出的IF信号通过IF放大器18放大之后通过解调器19进行解调，然后通过解码电路20转换成视频信号和语音信号。另一方面，把解调器所输出的信号分路之后，再输入到AGC控制电路21内。AGC控制电路21产生使解调信号电平稳定的增益控制信号，并提供给可变放大电路15以及IF放大器18。

作为便携式发射机部2的移动电话发射波直接对广播接收机3的LNA12和调谐部/控制部14的干扰，有增益抑制。通过在LNA12的前级设置滤波器(BPF)11，防止强大的移动电话发射功率对LNA12的增益抑制。

而且，作为便携式发射机部2的移动电话发射波对广播接收器部3的干扰，有乱真信号响应。混频器16为由接收波和本机振荡信号生成IF信号的电路，另外还从抵达电波的整数倍(m)和本机振荡信号频率的整数倍(n)之差，产生IF信号。如图10所示，当正在接收希望广播波fr的过程中有与上述特定频率条件符合的抵达干扰波fu输入到混频器16内时，干扰波fu就被转换成与希望广播波fr相同的IF，而生成含有干扰波的IF信号。而且，在由接收波和本机振荡信号直接转换成基带频率的直接转换方式中，干扰波fu被转换成与希望广播波fr相同的基带频率，生成含有干扰波的基带信号。为了防止乱真信号响应，有必要衰减移动电话发射波。于是如图11(a)(b)所示，在广播频带和移动电话发射频带之间的边界设置具有陡峭倾斜特性的滤波器(LPF、HPF)13，从而衰减移动电话发射波(抵达干扰波fu)。

专利文献1：(日本)特开2006-197450号公报

但是，要通过滤波器13充分地衰减移动电话发射波(干扰波fu)，就有必要使衰减极接近广播接收波频带，因此就出现了因广播接收波频带的信号衰减量加大而造成广播波的接收灵敏度下降的问题。而且，如果为了防止移动电话发射波，采取提高滤波器的次数来实现陡峭倾斜度滤波特性的方式，那么就出现因广播波接收部的电路变得复杂而成为大型化的问题。

发明内容

本发明是鉴于上述问题而提出的，其目的在于提供一种在不降低接收灵敏度的情况下可降低滤波器的次数而为小型化和低价格化做出贡献的电视广播接收电路。

本发明的电视广播接收电路为，被搭载于具有移动通信用移动通信无线部的移动通信终端上并接收其频带与上述移动通信无线部的使用频带不同的电视广播广播波，其特征在于，具备频率转换电路和滤波器，该频率转换电路在广播波上混合本机振荡信号而将其转换成包含基带频率的指定频率，该滤波器被设在上述频率转换电路的前级并把上述广播波当作通带而且在上述移动通信无线部的频带具有衰减域；接收因上述移动通信无线部发射频率的M倍(M为自然数)频率和上述本机振荡信号的N倍(N为自然数)频率之差而生成的信号给由上述频率转换电路转换的广播波的上述规定频率带来影响的信道时，使在上述滤波器的通带以及衰减域当中与移动通信用无线部的使用频带接近的通带以及衰减域的衰减量大于接收其它信道。

根据上述结构，在接收有乱真信号响应发生的信道时，加大移动通信用无线部使用频带的衰减量来抑制干扰波；接收其它信道时，通过减小与移动通信用无线部的使用频带接近的通带以及衰减域的衰减量，使广播波的衰减变小，防止接收灵敏度的退化。

而且，本发明的上述电视广播接收电路的特征在于，上述滤波器根据按照接收信道被提供的转换信号转换截止频率，改变通带以及衰减域的衰减量。

在上述电视广播接收电路中，当移动通信用无线部的使用频带高于电视广播信号频带时，可用低通滤波器构成上述滤波器。

在上述电视广播接收电路中，当移动通信用无线部的使用频带低于电视广播信号频带时，可用高通滤波器构成上述滤波器。

本发明在如同上述M为M＝2、上述N为N＝3的低次情况下特别有效。而且，可正好适用于上述移动通信为移动电话通信且上述电视广播为地面数字电视广播时的情况。

根据本发明，在通过衰减移动电话发射波来接收广播波的电视广播接收电路中，可在不降低接收灵敏度的情况下减小滤波器的次数，从而可实现小型化和低价格化。

附图说明

图1为本发明的一个实施方式所涉及到的电视广播接收电路的构成图。

图2为将以LPF构成的带宽可变滤波器的第1衰减模式和第2衰减模式的滤波特性予以表示的图。

图3为将以HPF构成的带宽可变滤波器的第1衰减模式和第2衰减模式的滤波特性予以表示的图。

图4(a)为以3次T型LPF构成的带宽可变滤波器的等效电路图；(b)为以5次T型LPF构成的带宽可变滤波器的等效电路图。

图5(a)为附加用3次T型LPF构成的带宽可变滤波器的并联电容之前的滤波特性予以表示的图；(b)为附加同一个带宽可变滤波器的并联电容之后的滤波特性予以表示的图。

图6(a)为附加以5次T型LPF构成的带宽可变滤波器的并联电容之前的滤波特性予以表示的图；(b)为附加同一个带宽可变滤波器的并联电容之后的滤波特性予以表示的图。

图7(a)为以3次T型HPF构成的带宽可变滤波器的等效电路图；(b)为以5次T型HPF构成的带宽可变滤波器的等效电路图。

图8为产生乱真信号响应的移动体通信系统和UHF信道的组合予以表示的图。

图9(a)为搭载了广播接收机的移动电话的概略图；(b)为广播接收机内的电视广播接收电路的结构图。

图10为用于说明乱真信号响应产生原理的图。

图11(a)为广播波处在移动电话发射波的下方时的滤波特性图；(b)为广播波处在移动电话发射波的上方时的滤波特性图。

附图标记说明

1移动电话机，2便携式发射机部，11滤波器(BPF)，12低噪声放大器，13滤波器(LPF，HPF)，15可变放大电路，16混频器，17本机振荡器，18I F放大器，19解调器，20解码电路，21AGC控制电路，30电视广播接收电路，31带宽可变滤波器，32BW控制电路。

具体实施方式

下面将参照付图说明本发明的具体实施方式。

本实施方式的电视广播接收电路被内置于具备便携式发射机的移动通信终端内。

图1为本实施方式所涉及到的电视广播接收电路的结构图。另外，在与图9(b)相同的部分标上了相同标记，不做重复说明。电视广播接收电路30在低噪声放大器12和可变放大电路15之间设有带宽可变滤波器31。而且，在调谐部/控制电路14上设有与选频信号同步转换带宽可变滤波器31滤波特性的BW控制电路32。BW控制电路32给带宽可变滤波器31提供BW转换信号从而转换滤波特性。另外，在滤波器11与低噪声放大器12之间连接带宽可变滤波器31也可以。

在本实施方式中设定，为移动电话发射波的频率和广播接收频率(接收信道)产生乱真信号响应的组合时就加大移动电话发射波衰减量的滤波特性(称为“第1衰减模式”)，而其它组合时将转换成广播接收信号的衰减小的滤波特性(称为“第2衰减模式”)。终端所采用的通信系统(标准化通信方式)固定移动电话发射波的频率，广播接收频率则随着接收信道而变动。在终端通信系统被固定了的情况下，可事先决定应成为第1衰减模式的接收信道。BW控制电路32根据接收信道控制BW转换信号的状态(有效/无效)。

移动电话发射波和广播接收波相接近时，产生低次数乱真信号响应的广播频率不存在于整个广播频带范围，而只被限定于低频带或高频带的频率范围。其原因在于，被内置于移动电话机内的广播接收机的包括基带频率在内的指定频率较低(500KHz左右)。

广播波处在移动电话发射波的下方时，产生低次数乱真信号响应的广播波频率被限定于广播波的低频带范围。另一方面，广播波处在移动电话发射波的上方时，产生低次数乱真信号响应的广播波的频率被限定于广播波的高频带范围。

日本的广播波处在移动电话发射波的下方，当设定移动电话发射波Fu为815～925MHz、广播接收波Fr为470～770MHz时，如果考虑基带频率或IF频率为500KHz、Fu×2和Flocal＝(Fr+IF)×3的组合，那么就成为Fu×2＝1630～1850MHz、Flocal＝(Fr+IF)×3＝1411.5～2311.5MHz。从上述2个频率的重复范围可得知，该组合的产生乱真信号响应的广播接收波的上限为1850/3-0.5＝616.17MHz。因此，产生乱真信号响应的广播接收波只存在于下方的一半。所以，如果只在产生乱真信号响应的广播接收波(下方一半的特定信道)的情况下选择第1衰减模式，就可防止接收灵敏度在其它接收信道退化。

即使广播波处在移动电话发射波的上方，也以在移动电话发射波的下方时相同的计算方法得出，产生Fu×3和Flocal×2的低次数乱真信号响应的广播接收波集中在高频带。所以，如果只在产生乱真信号响应的广播接收波(高频带的特定信道)时选择第1衰减模式，就可防止接收灵敏度在其它接收信道退化。

做为产生更高次乱真信号响应的2种波的组合，例如还存在Fu×3和Flocal×4，产生乱真信号响应的广播接收波不只占频带的一半。但是，随着两种波的次数变高，乱真信号响应所引起的接收干扰就急剧减少，因此对滤波器所应具备性能的要求并不高，从而没必要转换滤波器的频带。

图8为日本国内采用的移动体通信系统和UHF信道的组合，例示产生乱真信号响应或有可能产生乱真信号响应的组合。如该图所示，对1个移动体通信系统，在广播接收波下侧一半的特定信道中产生乱真信号响应。因此，只在选择产生乱真信号响应的接收信道时设定第1衰减模式，接收其它信道时就设定为回到第2衰减模式。

图2为表示第1衰减模式和第2衰减模式的滤波特性的图，为广播接收频带在移动电话发射频带的低频侧存在时的特性图。此时，能够以LPF型滤波器来构成带宽可变滤波器31。以广播接收频带成为通带的BPF来构成滤波器11。

在第2衰减模式，如图2实线所示，使截止频率避开广播接收频带，从而抑制广播接收信号的衰减量。

在第1衰减模式，如图2点线所示，使截止频率避开移动电话发射频带，从而加大移动电话发射信号的衰减量。

图3为表示第1衰减模式和第2衰减模式的滤波特性的图，为广播接收频带在移动电话发射频带的高频侧存在时的特性图。此时，能够以HPF型滤波器来构成带宽可变滤波器31。以广播接收频带成为通带的BPF来构成滤波器11。

在第2衰减模式，如图3实线所示，使截止频率避开广播接收频带，从而抑制广播接收信号的衰减量。

在第1衰减模式，如图3点线所示，使截止频率避开移动电话发射频带，从而加大移动电话发射信号的衰减量。

如上所述，在移动电话发射波的频率和广播接收频率(接收信道)产生乱真信号响应的组合时，转换成第1衰减模式来加大移动电话发射信号的衰减量，从而抑制移动电话干扰波。而且，在不产生乱真信号响应或者不构成实质性问题的组合时，转换成第2衰减模式来抑制广播接收信号的衰减量，防止接收灵敏度的退化。

接着，说明由LPF构成的带宽可变滤波器31的电路结构。

图4(a)为用3次T型LPF构成的带宽可变滤波器31的等效电路图。电感器L1、L3串联在输入端和输出端之间，在电感器L1、L3的接点和地面之间连接由电感器L2和电容器C1组成的串联谐振电路。电容器C2并联连接在电容器C1上。电容器C2的地面侧端子串联在晶体管SW1的集电极-发射极之间与地面连接。BW控制电路32的BW转换信号通过偏置电阻R1被施加到晶体管SW1的基座上。当晶体管SW1处于ON状态时，由电容器C2并联连接；当晶体管SW1处于OFF状态时，电容器C2的地面侧端子处于开放状态。因此，通过晶体管SW1的ON/OFF使谐振电路的附加电容引起变化，改变谐振频率。

图4(b)为用5次T型LPF构成的带宽可变滤波器31的等效电路图。电感器L1、L3、L5串联连接在输入端和输出端之间，在电感器L1、L3的接点和地面之间连接由电感器L2和电容器C1组成的第2谐振电路，电感器L3、L5的接点和地面之间连接由电感器L4和电容器C4组成的第1谐振电路。电容器C3并联连接在电容器C4上，通过晶体管SW1的ON/OFF使电容器C3接触或者断开。

图5(a)(b)为，表示由图4(a)所示3次T型LPF构成的带宽可变滤波器31的滤波特性的图。设定当电感器L1和电容器C1组成的谐振电路的电容为2.7pF、晶体管SW1处于ON时，电容器C2以及晶体管SW1的等效电容之和成为1.2pF。

图5(a)为，表示设定晶体管SW1处于OFF、谐振电路的电容为2.7pF时的滤波特性的图。在1.0GHz附近存在衰减极。图5(b)为，表示设定晶体管SW1处于ON、谐振电路的合成电容为(2.7pF+1.2pF)时的滤波特性的图。通过追加附加电容，衰减极以及通带向低频率移动。

图6(a)(b)为，表示图4(b)所示的、以5次T型LPF构成的带宽可变滤波器31的滤波特性的图。由电感器L4+电容器C4以及C3组成的第1谐振电路的衰减极为M1，由电感器L2+电容器C1组成的第2谐振电路的衰减极为M2。设定当C4的电容为3.0pF、晶体管SW1处于ON时，电容器C3及晶体管SW1的等效容量之和成为0.9pF。

图6(a)为，表示设定晶体管SW1处于OFF、第1谐振电路的电容为3.0pF时的滤波特性的图。在0.9GHz附近存在第1谐振电路的衰减极M1。图6(b)为，表示设定晶体管SW1处于ON、第1谐振电路的合成电容为(3.0pF+0.9pF)时的滤波器特性的图。通过追加附加电容，第1谐振电路的衰减极M1以及通带向低频率移动。另外，第2谐振电路的衰减极M2即使电容变化也不移动。

图7(a)为，3次T型HPF构成的带宽可变滤波器31的等效电路图。电容器C5、C7串联连接在输入端和输出端之间，电容器C5和电容器C7之间的接点和地之间连接由电感器L6和电容器C6组成的谐振电路。电容器C8并联连接在电容器C6上，隔着晶体管SW1的集电极-发射极之间与地连接。BW转换信号被施加到晶体管SW1的基极上。

图7(b)为，5次T型HPF构成的带宽可变滤波器31的等效电路图。电容器C5、C7、C9串联连接在输入端和输出端之间，电容器C7和电容器C9之间的接点和地面之间连接由电感器L7和电容器C10组成的谐振电路。电容器C11并联连接在电容器C10上，并隔着晶体管SW1的集电极-发射极与地连接。BW转换信号被施加到晶体管SW1的基极上。

根据具有上述结构的HPF，也能通过被施加到晶体管SW1基座上的BW转换信号，把滤波特性转换成第1衰减模式和第2衰减模式。

如上所述，根据本实施方式，在移动电话发射波的频率和广播接收频率产生乱真信号响应的组合时，把从控制电路32被施加到晶体管SW1内的BW转换信号设为有效来设定第1衰减模式。而且，为移动电话发射波的频率和广播接收频率不产生乱真信号响应的组合时，把从控制电路32被施加到晶体管SW1的BW转换信号设为无效来设定第2衰减模式。于是，以产生较大乱真信号响应干扰的移动电话发射波和广播接收波的组合进行动作时，可移动滤波器的极点以及通带，所以能够在不降低接收灵敏度的情况下降低滤波器的次数，可为小型化和低价格化做出贡献。

另外，在上面的说明中，在混频器16由接收波和本机振荡信号产生IF信号，但也可适用于IF以外直接转换成基带频率的直接转换方式上。

本发明可适用于搭载广播接收机的移动电话机上。

Claims (5)

1.一种电视广播接收电路，被搭载于具备移动通信用移动通信无线部的移动通信终端上，并接收其频带与上述移动通信无线部的使用频带不同的电视广播的广播波，

其特征在于，

具备频率转换电路和滤波器，该频率转换电路在广播波中混合本机振荡信号并转换成包含基带频率的规定频率，该滤波器被设置在上述频率转换电路的前级并把上述广播波当作通带而且在上述移动通信用无线部的频带具有衰减域，

接收由上述移动通信无线部发射频率的M倍频率和上述本机振荡信号的N倍频率之差产生的信号给在上述频率转换电路转换的广播波的上述规定频率带来影响的信道时，控制电路将BW转换信号发送给该滤波器，该滤波器根据上述BW转换信号，在上述滤波器的通带以及衰减域当中使与移动通信用无线部所使用频带接近的通带以及衰减域的衰减量比接收其它信道时大，其中M、N为自然数；

此外，上述滤波器与地面之间连接由电感器和电容器组成的串联谐振电路，上述滤波器根据按照接收信道被提供的转换信号通过改变该滤波器的串联谐振电路的谐振频率转换截止频率，从而改变通带以及衰减域的衰减量。

2.根据权利要求1所述的电视广播接收电路，其特征在于，

移动通信用无线部的使用频带高于电视广播信号频带，而且上述滤波器由低通滤波器构成。

3.根据权利要求1所述的电视广播接收电路，其特征在于，

移动通信用无线部的使用频带低于电视广播信号频带，而且上述滤波器由高通滤波器构成。

4.根据权利要求1所述的电视广播接收电路，其特征在于，

上述M为M＝2、上述N为N＝3。

5.根据权利要求1～4中任一项所述的电视广播接收电路，其特征在于，上述移动通信为移动电话通信，上述电视广播为地面数字电视广播。

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