JPH0423848B2 - - Google Patents
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- JPH0423848B2 JPH0423848B2 JP58038415A JP3841583A JPH0423848B2 JP H0423848 B2 JPH0423848 B2 JP H0423848B2 JP 58038415 A JP58038415 A JP 58038415A JP 3841583 A JP3841583 A JP 3841583A JP H0423848 B2 JPH0423848 B2 JP H0423848B2
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- circuit
- frequency
- low
- signal
- pass filter
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 16
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 5
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 2
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
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- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/001—Details of arrangements applicable to more than one type of frequency demodulator
- H03D3/003—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback
- H03D3/004—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback wherein the demodulated signal is used for controlling an oscillator, e.g. the local oscillator
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は少なくとも復調信号の低い周波数に対
してはループ利得が負であるループを有し、FM
復調器と、周波数がこのFM復調器の出力信号に
より統制される同調をとれる発振回路と、ミクサ
段とを具え、このミクサ段が発振信号を入力信号
と混合し、その出力端子がFM復調器の入力端子
と結合される周波数変調受信機用回路に関するも
のである。
してはループ利得が負であるループを有し、FM
復調器と、周波数がこのFM復調器の出力信号に
より統制される同調をとれる発振回路と、ミクサ
段とを具え、このミクサ段が発振信号を入力信号
と混合し、その出力端子がFM復調器の入力端子
と結合される周波数変調受信機用回路に関するも
のである。
このような回路はドイツ国公開特許願第
3032701号に開示されているが、ここでは直流成
分だけではなく、FM復調器の出力信号の全部を
用いて発振周波数を制御している。それ故、送信
機に同調させる場合でも、発振周波数は低周波出
力信号に従つて連続的に変化し、殊に周波数変調
入力信号の周波数スイングが小さくなるように変
化する。これにより中間周波信号の大きさが周波
数スイングの大きさに等しいか又はそれよりも小
さくなるように中間周波信号を選ぶことができ
る。入力信号の周波数スイングが既知のように
75KHzであるFM受信機では、例えば70KHzの中
間周波を選ぶことができる。これは調整を必要と
しない簡単なRC低域フイルタにより中間周波レ
ンジで濾波を行なうことができるという利点を有
する。
3032701号に開示されているが、ここでは直流成
分だけではなく、FM復調器の出力信号の全部を
用いて発振周波数を制御している。それ故、送信
機に同調させる場合でも、発振周波数は低周波出
力信号に従つて連続的に変化し、殊に周波数変調
入力信号の周波数スイングが小さくなるように変
化する。これにより中間周波信号の大きさが周波
数スイングの大きさに等しいか又はそれよりも小
さくなるように中間周波信号を選ぶことができ
る。入力信号の周波数スイングが既知のように
75KHzであるFM受信機では、例えば70KHzの中
間周波を選ぶことができる。これは調整を必要と
しない簡単なRC低域フイルタにより中間周波レ
ンジで濾波を行なうことができるという利点を有
する。
しかし、この従来技術のFM受信機は欠点を有
しており、発振周波数をFM復調器により既知の
態様で容量ダイオード（capacity diode）を用い
て制御する時出力信号の振幅と伝送帯域幅が発振
器の同調周波数に高度に依存する。
しており、発振周波数をFM復調器により既知の
態様で容量ダイオード（capacity diode）を用い
て制御する時出力信号の振幅と伝送帯域幅が発振
器の同調周波数に高度に依存する。
本発明の目的は出力信号の振幅と伝送帯域幅と
が発振器の同調周波数にほとんど依存しない構造
になつている前述したタイプの回路を提供するに
ある。
が発振器の同調周波数にほとんど依存しない構造
になつている前述したタイプの回路を提供するに
ある。
この目的を達成するため、本発明によれば、ル
ープがリアクタンス回路を具え、そのリアクタン
スがFM復調器の出力信号により制御され、一方
ではインダクタンス又はキヤパシタンスの変化、
他方ではこれにより発振回路内にひきおこされた
発振周波数の変化の商と少なくともほぼ同一の発
振回路の同調周波数への依存性を呈することを特
徴とする。
ープがリアクタンス回路を具え、そのリアクタン
スがFM復調器の出力信号により制御され、一方
ではインダクタンス又はキヤパシタンスの変化、
他方ではこれにより発振回路内にひきおこされた
発振周波数の変化の商と少なくともほぼ同一の発
振回路の同調周波数への依存性を呈することを特
徴とする。
ここでリアクタンス回路とはサセプタンスが制
御入力端子での信号に比例して制御できる能動要
素を具える回路と定義する。
御入力端子での信号に比例して制御できる能動要
素を具える回路と定義する。
本発明は出力信号の振幅及び伝送帯域幅の同調
周波数に対する依存性はループ利得の周波数依存
性の結果であることを認識したことに基づいてい
る。サセプタンスが上述した態様で同調周波数に
依存するならば、微細な同調勾配（即ち、発振周
波数の変化と、FM復調器出力信号の瞬時値の変
化との商）に依存しない同調周波数が得られる。
この結果、ループ利得が周波数に依存しなくな
り、即ち、出力信号の振幅が周波数に依存しなく
なると共に、伝送帯域幅も周波数に依存しなくな
る。
周波数に対する依存性はループ利得の周波数依存
性の結果であることを認識したことに基づいてい
る。サセプタンスが上述した態様で同調周波数に
依存するならば、微細な同調勾配（即ち、発振周
波数の変化と、FM復調器出力信号の瞬時値の変
化との商）に依存しない同調周波数が得られる。
この結果、ループ利得が周波数に依存しなくな
り、即ち、出力信号の振幅が周波数に依存しなく
なると共に、伝送帯域幅も周波数に依存しなくな
る。
リアクタンスの周波数依存性としてどのような
ものが必要かは発振回路の構造、殊にこの発振回
路がどのようにして同調をとられるかに依存す
る。例えば、発振回路が誘導性的に同調がとら
れ、復調器出力信号に依存する発振周波数の瞬時
変化に対し容量性の微同調をとる時は、リアクタ
ンス回路により作られるキヤパシタンスを同調周
波数に逆比例させなければならない。しかし、本
発明の一つの実施例によれば、容量性的に同調が
とられる発振回路において、リアクタンス回路を
同調周波数の３乗の逆数値に比例する容量として
機能するような構造にする。この場合リアクタン
ス回路のコンダクタンスはできるだけ小さくし且
つ発振周波数に依存しないようにする必要があ
る。
ものが必要かは発振回路の構造、殊にこの発振回
路がどのようにして同調をとられるかに依存す
る。例えば、発振回路が誘導性的に同調がとら
れ、復調器出力信号に依存する発振周波数の瞬時
変化に対し容量性の微同調をとる時は、リアクタ
ンス回路により作られるキヤパシタンスを同調周
波数に逆比例させなければならない。しかし、本
発明の一つの実施例によれば、容量性的に同調が
とられる発振回路において、リアクタンス回路を
同調周波数の３乗の逆数値に比例する容量として
機能するような構造にする。この場合リアクタン
ス回路のコンダクタンスはできるだけ小さくし且
つ発振周波数に依存しないようにする必要があ
る。
本発明のもう一つの実施例によれば、このよう
な周波数依存性を有するリアクタンス回路におい
て、リアクタンス回路が高次の低域又は帯域通過
形回路網を具え、これに発振信号が加えられ、こ
の回路網により濾波された信号が乗算段でFM復
調器出力信号と乗算され、積信号が電流信号とし
て発振回路にフイードバツクされ、これにより発
振回路と並列に容量性サセプタンスが生じ、低域
又は帯域通過形回路網の上側遮断周波数を、リア
クタンス回路のサセプタンスと周波数の２乗との
積が同調周波数レンジ又はその近傍に位置するよ
うに選んだことを特徴とする。
な周波数依存性を有するリアクタンス回路におい
て、リアクタンス回路が高次の低域又は帯域通過
形回路網を具え、これに発振信号が加えられ、こ
の回路網により濾波された信号が乗算段でFM復
調器出力信号と乗算され、積信号が電流信号とし
て発振回路にフイードバツクされ、これにより発
振回路と並列に容量性サセプタンスが生じ、低域
又は帯域通過形回路網の上側遮断周波数を、リア
クタンス回路のサセプタンスと周波数の２乗との
積が同調周波数レンジ又はその近傍に位置するよ
うに選んだことを特徴とする。
一つの好適な実施例では、リアクタンス回路
が、２個の低域フイルタを有する低域通過形回路
網を具える。これらの２個の低域フイルタは
各々、例えば、一次のフイルタとし、互にデカツ
プリング（減結合）する。即ち、２個の低域フイ
ルタ間に回路要素を入れ、２個の低域フイルタの
各々の伝達関数が他の低域フイルタにより悪影響
されず、全伝達関数が各々の低域フイルタの伝達
関数の積に対応するようにする。
が、２個の低域フイルタを有する低域通過形回路
網を具える。これらの２個の低域フイルタは
各々、例えば、一次のフイルタとし、互にデカツ
プリング（減結合）する。即ち、２個の低域フイ
ルタ間に回路要素を入れ、２個の低域フイルタの
各々の伝達関数が他の低域フイルタにより悪影響
されず、全伝達関数が各々の低域フイルタの伝達
関数の積に対応するようにする。
このようなリアクタンス回路は前述したタイプ
の受信機の回路で使用して好適であるばかりでな
く、自動微同調を行う異なる受信機で使用しても
好適である。
の受信機の回路で使用して好適であるばかりでな
く、自動微同調を行う異なる受信機で使用しても
好適である。
このリアクタンス回路によりできるキヤパシタ
ンスは正確には同調周波数の３乗の逆数値に比例
しない。しかし、低域フイルタの遮断周波数をサ
セプタンスと周波数の積の最大値が発振回路の同
調周波数内にあるように選べば正確な値からのず
れは小さくなる。上記最大値が、例えば、約98M
Hzにある時は、全FMレンジ（88〜108MHz）に
亘つてずれが数千分率しか生じない。同調周波数
が非常に高く、例えば、極超短波帯にある時は、
低域フイルタは集積回路技術でできるような時定
数が小さいRCフイルタとして実現できる。
ンスは正確には同調周波数の３乗の逆数値に比例
しない。しかし、低域フイルタの遮断周波数をサ
セプタンスと周波数の積の最大値が発振回路の同
調周波数内にあるように選べば正確な値からのず
れは小さくなる。上記最大値が、例えば、約98M
Hzにある時は、全FMレンジ（88〜108MHz）に
亘つてずれが数千分率しか生じない。同調周波数
が非常に高く、例えば、極超短波帯にある時は、
低域フイルタは集積回路技術でできるような時定
数が小さいRCフイルタとして実現できる。
図面につき本発明を詳細に説明する。
第１図はFM受信機のブロツク図であるが、こ
のFM受信機はミクサ段２を具え、ここで空中線
で捕えた信号を増幅する前置増幅器１から供給さ
れる入力信号を発振器３で作られた発振器信号と
混合する。入力信号の周波数と発振器信号の周波
数との間の差は可成り小さく、−70KHzであり、
中間周波数レンジでの必要な選択は簡単な構造の
低域フイルタ４で行うことができる。低域フイル
タ４の後段にFM復調器５が続くが、このFM復
調器５はその出力信号の振幅が入力信号と中間周
波信号との周波数偏移（70KHz）に比例するよう
な構造になつている。FM復調器５の出力信号
は、安全化のために使用され且つモノ受信機の場
合は簡単な低域フイルタとすることができる適当
なフイルタ６と、復調器の出力信号から直流成分
を除去する阻止コンデンサ７とを介して、図示し
ないがデエンフアシス要素を有する増幅器８に与
えられる。そしてこの増幅器８が拡声器９に信号
を供給する。フイルタ６の遮断周波数は低域フイ
ルタ４の遮断周波数より低いが、その帯域幅は
FM復調器５の低周波出力信号が周波数に依存す
る減衰を受けないような大きさにする。
のFM受信機はミクサ段２を具え、ここで空中線
で捕えた信号を増幅する前置増幅器１から供給さ
れる入力信号を発振器３で作られた発振器信号と
混合する。入力信号の周波数と発振器信号の周波
数との間の差は可成り小さく、−70KHzであり、
中間周波数レンジでの必要な選択は簡単な構造の
低域フイルタ４で行うことができる。低域フイル
タ４の後段にFM復調器５が続くが、このFM復
調器５はその出力信号の振幅が入力信号と中間周
波信号との周波数偏移（70KHz）に比例するよう
な構造になつている。FM復調器５の出力信号
は、安全化のために使用され且つモノ受信機の場
合は簡単な低域フイルタとすることができる適当
なフイルタ６と、復調器の出力信号から直流成分
を除去する阻止コンデンサ７とを介して、図示し
ないがデエンフアシス要素を有する増幅器８に与
えられる。そしてこの増幅器８が拡声器９に信号
を供給する。フイルタ６の遮断周波数は低域フイ
ルタ４の遮断周波数より低いが、その帯域幅は
FM復調器５の低周波出力信号が周波数に依存す
る減衰を受けないような大きさにする。
フイルタ６の出力信号、即ちその低周波及び直
流成分はリアクタンス回路１１の制御入力端子１
０にも加えられる。このリアクタンス回路１１は
その出力端子１２で制御入力端子１０での信号に
比例して変わるコンデンサとして仂らく。このコ
ンデンサは発振器３の容量側で同調をとれる共振
回路３１と並列に入る。而してこの共振回路３１
は並列共振回路の形態をしており、リアクタンス
の変化に応じて生ずる共振回路の離調は同調周波
数に比較して無視できる程小さい。リアクタンス
回路１１により生ずる発振器周波数の変化は入力
信号の周波数と発振器信号の周波数との間の差が
小さくなるように行なわれる。これにより入力信
号の周波数スイングは、要素２…６，１１により
形成されるループの（負の）ループ利得の大きさ
に依存して、大かれ少なかれ圧縮される。この圧
縮の実際の値は約５であつて、極超短波受信では
15KHzの周波数スイングだけがミクサ段の後に生
ずる。従つて、伝送品質を劣化させずに中間周波
を入力信号の周波数スイングより小さくすること
ができる。このような回路での問題はリアクタン
ス回路１１の容量の変化に応ずる同調周波数の変
化がこの同調周波数の大きさに依存し、しかもそ
の３乗で変化することである。この容量の変化に
関連する周波数の変化は、それ故、極超短波レン
ジの上限（108MHz）では下限（88KHz）におけ
るよりもほぼ２倍大きい。この結果、ループ利得
も同調周波数の３乗で変化し、結果として低周波
出力信号の振幅も、また低周波伝送の帯域幅も同
調周波数の３乗で変化する。しかし、リアクタン
ス回路１１をその容量が同調周波数の３乗の逆数
で変化し、制御入力端子１０での信号の振幅に比
例して変化するように構成してあるから、一定の
ループ利得げ得られ、上述した周波数に依存する
ループ利得の欠点は除去される。
流成分はリアクタンス回路１１の制御入力端子１
０にも加えられる。このリアクタンス回路１１は
その出力端子１２で制御入力端子１０での信号に
比例して変わるコンデンサとして仂らく。このコ
ンデンサは発振器３の容量側で同調をとれる共振
回路３１と並列に入る。而してこの共振回路３１
は並列共振回路の形態をしており、リアクタンス
の変化に応じて生ずる共振回路の離調は同調周波
数に比較して無視できる程小さい。リアクタンス
回路１１により生ずる発振器周波数の変化は入力
信号の周波数と発振器信号の周波数との間の差が
小さくなるように行なわれる。これにより入力信
号の周波数スイングは、要素２…６，１１により
形成されるループの（負の）ループ利得の大きさ
に依存して、大かれ少なかれ圧縮される。この圧
縮の実際の値は約５であつて、極超短波受信では
15KHzの周波数スイングだけがミクサ段の後に生
ずる。従つて、伝送品質を劣化させずに中間周波
を入力信号の周波数スイングより小さくすること
ができる。このような回路での問題はリアクタン
ス回路１１の容量の変化に応ずる同調周波数の変
化がこの同調周波数の大きさに依存し、しかもそ
の３乗で変化することである。この容量の変化に
関連する周波数の変化は、それ故、極超短波レン
ジの上限（108MHz）では下限（88KHz）におけ
るよりもほぼ２倍大きい。この結果、ループ利得
も同調周波数の３乗で変化し、結果として低周波
出力信号の振幅も、また低周波伝送の帯域幅も同
調周波数の３乗で変化する。しかし、リアクタン
ス回路１１をその容量が同調周波数の３乗の逆数
で変化し、制御入力端子１０での信号の振幅に比
例して変化するように構成してあるから、一定の
ループ利得げ得られ、上述した周波数に依存する
ループ利得の欠点は除去される。
第２図はこのような周波数依存性を有するリア
クタンス回路のブロツク図を示したものである。
クタンス回路のブロツク図を示したものである。
このリアクタンス回路は第１の増幅器１３を具
えるが、この入力抵抗は高く、共振回路３１の影
響を殆んど受けない。この第１の増幅器１３の後
段に伝達関数が１／（１＋jωτ1）である低域フイ
ルタ１４が続くが、ここでωは出力端子１２での
信号の周波数であり、τ1は低域フイルタ１４の構
成に依存する時定数である。この低域フイルタ１
４の後段に第２の増幅器１５が続くが、この第２
の増幅器１５は低域フイルタ１４と増幅器１５の
出力端子に接続されているもう一つの低域フイル
タ１６との結合を切り離す。この低域フイルタ１
６の伝達関数は１／（１＋jωτ2）であるが、ここ
でτ2は低域フイルタ１６の構成に依存する時定数
である。第２の増幅器の上述した機能のため、２
個の低域フイルタ１４及び１６の各々の伝達関数
は他方の低域フイルタの入力又は出力により悪影
響を受けることがない。低域フイルタ１６の出力
信号を乗算回路１７の一方の入力端子に加える。
乗算回路１７の他方の入力端子１０はリアクタン
ス回路１１の制御入力端子であり、ここにはFM
復調器５の出力信号が加えられる。
えるが、この入力抵抗は高く、共振回路３１の影
響を殆んど受けない。この第１の増幅器１３の後
段に伝達関数が１／（１＋jωτ1）である低域フイ
ルタ１４が続くが、ここでωは出力端子１２での
信号の周波数であり、τ1は低域フイルタ１４の構
成に依存する時定数である。この低域フイルタ１
４の後段に第２の増幅器１５が続くが、この第２
の増幅器１５は低域フイルタ１４と増幅器１５の
出力端子に接続されているもう一つの低域フイル
タ１６との結合を切り離す。この低域フイルタ１
６の伝達関数は１／（１＋jωτ2）であるが、ここ
でτ2は低域フイルタ１６の構成に依存する時定数
である。第２の増幅器の上述した機能のため、２
個の低域フイルタ１４及び１６の各々の伝達関数
は他方の低域フイルタの入力又は出力により悪影
響を受けることがない。低域フイルタ１６の出力
信号を乗算回路１７の一方の入力端子に加える。
乗算回路１７の他方の入力端子１０はリアクタン
ス回路１１の制御入力端子であり、ここにはFM
復調器５の出力信号が加えられる。
乗算回路１７の出力端子には、就中低域フイル
タ１４の伝達関数と低域フイルタ１６の伝達関数
の積に比例するように依存し且つ制御入力端子１
０での信号の振幅にも依存する信号が得られる。
タ１４の伝達関数と低域フイルタ１６の伝達関数
の積に比例するように依存し且つ制御入力端子１
０での信号の振幅にも依存する信号が得られる。
乗算回路１７の出力抵抗は高く、このため電流
信号が出力され、この電流信号が出力端子１２と
第１の増幅器１３の入力端子とに加えられる。こ
の時得られるサセプタンスの値は、要素１３，１
５，１７での全体の位相偏移が180°の時２個の低
域フイルタの伝達関数の積の虚部に比例し、容量
性である。
信号が出力され、この電流信号が出力端子１２と
第１の増幅器１３の入力端子とに加えられる。こ
の時得られるサセプタンスの値は、要素１３，１
５，１７での全体の位相偏移が180°の時２個の低
域フイルタの伝達関数の積の虚部に比例し、容量
性である。
しかし、この積、即ちこのサセプタンスは、或
る限られた周波数レンジでしか、同調周波数の３
乗の逆数に比例する容量に対応しない。しかし、
この条件が満足される周波数レンジは、サセプタ
ンスと同調周波数の２乗との積が一定であること
を特徴とし、これはこの積が最大となるレンジで
生ずるが、この最大は通常大きな周波数レンジに
亘つて生じ、上記条件は可成り大きな周波数レン
ジで満足される。
る限られた周波数レンジでしか、同調周波数の３
乗の逆数に比例する容量に対応しない。しかし、
この条件が満足される周波数レンジは、サセプタ
ンスと同調周波数の２乗との積が一定であること
を特徴とし、これはこの積が最大となるレンジで
生ずるが、この最大は通常大きな周波数レンジに
亘つて生じ、上記条件は可成り大きな周波数レン
ジで満足される。
２個の低域フイルタ１４及び１６が、例えば、
同じ周波数特性を有する時、上記積の最大は２個
の低域フイルタの3dB遮断周波数よりもほぼ因子
√３だけ高い。上記積の最大が発振器３の同調レ
ンジ内に位置する時は、リアクタンス回路は同調
周波数の３乗にほぼ反比例して変化する容量を形
成する。同調レンジが狭い時はこの同調レンジ内
での理想値からのずれが小さく、前記周波数レン
ジの中心周波数を具える。極超短波受信の時は、
3dB遮断周波数が約56.3MHzにある時全同調レン
ジ内での理想値からのずれが0.5％より低い。
同じ周波数特性を有する時、上記積の最大は２個
の低域フイルタの3dB遮断周波数よりもほぼ因子
√３だけ高い。上記積の最大が発振器３の同調レ
ンジ内に位置する時は、リアクタンス回路は同調
周波数の３乗にほぼ反比例して変化する容量を形
成する。同調レンジが狭い時はこの同調レンジ内
での理想値からのずれが小さく、前記周波数レン
ジの中心周波数を具える。極超短波受信の時は、
3dB遮断周波数が約56.3MHzにある時全同調レン
ジ内での理想値からのずれが0.5％より低い。
しかし、２個の低域フイルタの時定数τ1とτ2と
は互に等しい必要はない。例えば、２個の低域フ
イルタ１４及び１６の3dB遮断周波数並びに時定
数τ1及びτ2の逆数が夫々３／４：４／３の比であ
り、高い方の遮断周波数が同調レンジの約20％下
である時又は２個の遮断周波数間の比が１：４で
あり、同調周波数若しくは同調周波数の中心が
夫々高い方の3dB遮断周波数の10％上である時で
も等しく満足ゆく結果が得られる。２個の遮断周
波数間の距離が大きい程、２個の遮断周波数のう
ちの高い方と同調レンジの上方にある中心周波数
との間の距離は小さくなければならない。
は互に等しい必要はない。例えば、２個の低域フ
イルタ１４及び１６の3dB遮断周波数並びに時定
数τ1及びτ2の逆数が夫々３／４：４／３の比であ
り、高い方の遮断周波数が同調レンジの約20％下
である時又は２個の遮断周波数間の比が１：４で
あり、同調周波数若しくは同調周波数の中心が
夫々高い方の3dB遮断周波数の10％上である時で
も等しく満足ゆく結果が得られる。２個の遮断周
波数間の距離が大きい程、２個の遮断周波数のう
ちの高い方と同調レンジの上方にある中心周波数
との間の距離は小さくなければならない。
第２図にブロツク図の形で示したリアクタンス
回路の好適な一実施例を第３図に示す。ここでは
デカツプリング段（第１の増幅器）１３をnpnト
ランジスタ１３１とエミツタ電流源１３２とを有
するエミツタフオロワにより構成する。npnトラ
ンジスタ１３１のベースを出力端子１２と共振回
路３１のインダクタンスとを介して電圧UBに接
続する。このnpnトランジスタ１３１のコレクタ
もこの同一の電圧UBに接続する。npnトランジス
タ１３１のエミツタに750Ωの抵抗１４１を接続
する。この750Ωの抵抗１４１は1.8pFのコンデン
サ１４２と組んで第１の低域フイルタ１４を構成
する。次のデカツプリング段（第２の増幅器）１
５もここではnpnトランジスタ１５１と電流源１
５２（２個の電流源１３２及び１５２は100μAの
直流を出力する）とを有するエミツタフオロワに
より構成する。npnトランジスタ１５１のエミツ
タを750Ωの抵抗１６１に接続する。この抵抗１
６１はコンデンサ１６２と組んで低域フイルタ１
６を形成する。コンデンサ１６２の他端は電源電
圧UBに接続する。抵抗１６１とコンデンサ１６
２との接続点、即ちこの低域フイルタ１６の出力
端子をnpnトランジスタ１７１のベースに接続す
る。そしてこのnpnトランジスタ１７１のエミツ
タをnpnトランジスタ１７２のエミツタに接続す
る。npnトランジスタ１７２のベースを順方向に
直列に接続されている２個のダイオード１７３及
び１７４を介して正の電源電圧UBに接続する。
電流源１７５により生ずる直流（100μA）はこれ
らの２個のダイオード１７３及び１７４を通つて
流れる。従つてトランジスタ１７１と１７２のベ
ース直流電圧は互にほぼ等しい。周波数が極超短
波帯に入る信号に対してコンデンサは実質的にダ
イオード１７３及び１７４に対する短絡回路を形
成する。トランジスタ１７１と１７２の共通エミ
ツタリード線に制御入力端子の信号の瞬時値に比
例する電流を出力する制御自在の電流源１７７を
接続する。この電流は２個のトランジスタ１７１
と１７２にほぼ等しく分けられる。そしてトラン
ジスタ１７２を流れる電流は電源UBに流れ、ト
ランジスタ１７１を流れる電流はトランジスタ１
３１のベースと出力端子１２とにフイードバツク
される。
回路の好適な一実施例を第３図に示す。ここでは
デカツプリング段（第１の増幅器）１３をnpnト
ランジスタ１３１とエミツタ電流源１３２とを有
するエミツタフオロワにより構成する。npnトラ
ンジスタ１３１のベースを出力端子１２と共振回
路３１のインダクタンスとを介して電圧UBに接
続する。このnpnトランジスタ１３１のコレクタ
もこの同一の電圧UBに接続する。npnトランジス
タ１３１のエミツタに750Ωの抵抗１４１を接続
する。この750Ωの抵抗１４１は1.8pFのコンデン
サ１４２と組んで第１の低域フイルタ１４を構成
する。次のデカツプリング段（第２の増幅器）１
５もここではnpnトランジスタ１５１と電流源１
５２（２個の電流源１３２及び１５２は100μAの
直流を出力する）とを有するエミツタフオロワに
より構成する。npnトランジスタ１５１のエミツ
タを750Ωの抵抗１６１に接続する。この抵抗１
６１はコンデンサ１６２と組んで低域フイルタ１
６を形成する。コンデンサ１６２の他端は電源電
圧UBに接続する。抵抗１６１とコンデンサ１６
２との接続点、即ちこの低域フイルタ１６の出力
端子をnpnトランジスタ１７１のベースに接続す
る。そしてこのnpnトランジスタ１７１のエミツ
タをnpnトランジスタ１７２のエミツタに接続す
る。npnトランジスタ１７２のベースを順方向に
直列に接続されている２個のダイオード１７３及
び１７４を介して正の電源電圧UBに接続する。
電流源１７５により生ずる直流（100μA）はこれ
らの２個のダイオード１７３及び１７４を通つて
流れる。従つてトランジスタ１７１と１７２のベ
ース直流電圧は互にほぼ等しい。周波数が極超短
波帯に入る信号に対してコンデンサは実質的にダ
イオード１７３及び１７４に対する短絡回路を形
成する。トランジスタ１７１と１７２の共通エミ
ツタリード線に制御入力端子の信号の瞬時値に比
例する電流を出力する制御自在の電流源１７７を
接続する。この電流は２個のトランジスタ１７１
と１７２にほぼ等しく分けられる。そしてトラン
ジスタ１７２を流れる電流は電源UBに流れ、ト
ランジスタ１７１を流れる電流はトランジスタ１
３１のベースと出力端子１２とにフイードバツク
される。
第３図につき説明したリアクタンス回路はFM
受信機で使用するのに適している。3dB遮断周波
数（750Ωの抵抗と1.8pFのコンデンサの積の逆数
値）は第２図に示したものよりも相当に高い。コ
ンデンサ１４２及び１６２と並列に入つているト
ランジスタ１５１と１７１との寄生入力容量を考
慮に入れると、この時低域フイルタの所要の伝達
関数が得られることは明らかである。コンデンサ
１４２，１６２及び１７６の容量は全て極めて小
さいから、集積回路技術を用いて簡単に全リアク
タンス回路１１を作ることができる。
受信機で使用するのに適している。3dB遮断周波
数（750Ωの抵抗と1.8pFのコンデンサの積の逆数
値）は第２図に示したものよりも相当に高い。コ
ンデンサ１４２及び１６２と並列に入つているト
ランジスタ１５１と１７１との寄生入力容量を考
慮に入れると、この時低域フイルタの所要の伝達
関数が得られることは明らかである。コンデンサ
１４２，１６２及び１７６の容量は全て極めて小
さいから、集積回路技術を用いて簡単に全リアク
タンス回路１１を作ることができる。
第２図及び第３図に示したリアクタンス回路
は、要素１３，１５及び１７の位相偏移が180°に
達する時負のコンダクタンスを有し、その結果発
振器３は付加的に発振強度を増す。この発振器は
それにもかかわらず正しく発振を続けるように設
計する必要がある。リアクタンス回路のコンダク
タンスは電流源の電流に比例して、即ちFM復調
器の出力信号に比例して増大し、発振が強くなる
程度もこれに従つて変化する。場合によつてはこ
れは発振信号及び中間波信号の不所望な振幅変調
を生ずる。しかし、これは、発振信号の振幅の低
周波出力信号に対する依存性を少なくともほぼな
くすように低周波出力信号に依存する発振器を制
御することより、生じないようにすることができ
る。
は、要素１３，１５及び１７の位相偏移が180°に
達する時負のコンダクタンスを有し、その結果発
振器３は付加的に発振強度を増す。この発振器は
それにもかかわらず正しく発振を続けるように設
計する必要がある。リアクタンス回路のコンダク
タンスは電流源の電流に比例して、即ちFM復調
器の出力信号に比例して増大し、発振が強くなる
程度もこれに従つて変化する。場合によつてはこ
れは発振信号及び中間波信号の不所望な振幅変調
を生ずる。しかし、これは、発振信号の振幅の低
周波出力信号に対する依存性を少なくともほぼな
くすように低周波出力信号に依存する発振器を制
御することより、生じないようにすることができ
る。
加えて、コンダクタンスは発振周波数にも依存
する。しかし、これは、少なくとも極超短波帯で
使用する場合はあまり妨げとはならない。
する。しかし、これは、少なくとも極超短波帯で
使用する場合はあまり妨げとはならない。
出力端子１２はトランジスタ１７１の発振器に
接続する代りに、トランジスタ１７２のコレクタ
に接続することもできる。こうすると、出力端子
１２と大地との間のアドミツタンスは符号が反転
する。この時（正の）容量の代りに負の容量が得
られる即ち、発振回路の容量が並列に配置された
リアクタンス回路により小さくなるが、この負の
容量も所要の周波数依存性を有する。この時リア
クタンス回路のコンダクタンスは負となる。即ち
発振器は発振が強められる。これは発振器を設計
する際考慮しなければならない。しかし、このコ
ンダクタンスの制御入力端子１０での信号に対す
る依存性は前述したところに対応する態様で補償
することができる。
接続する代りに、トランジスタ１７２のコレクタ
に接続することもできる。こうすると、出力端子
１２と大地との間のアドミツタンスは符号が反転
する。この時（正の）容量の代りに負の容量が得
られる即ち、発振回路の容量が並列に配置された
リアクタンス回路により小さくなるが、この負の
容量も所要の周波数依存性を有する。この時リア
クタンス回路のコンダクタンスは負となる。即ち
発振器は発振が強められる。これは発振器を設計
する際考慮しなければならない。しかし、このコ
ンダクタンスの制御入力端子１０での信号に対す
る依存性は前述したところに対応する態様で補償
することができる。
デカツプリング段１５、即ち１５１，１５２を
省いた時でもリアクタンス回路は満足ゆくように
動作する。従つて、低域フイルタ１４と１６は縦
続接続される。しかし、低域フイルタの設計を変
えなければ、所望通りのサセプタンスの周波数依
存性は得られない。例えば上記２個の低域フイル
タを同じにすると、3dB遮断周波数、即ち時定数
の逆数値は同調レンジの中心周波数の約36.8％と
なる。
省いた時でもリアクタンス回路は満足ゆくように
動作する。従つて、低域フイルタ１４と１６は縦
続接続される。しかし、低域フイルタの設計を変
えなければ、所望通りのサセプタンスの周波数依
存性は得られない。例えば上記２個の低域フイル
タを同じにすると、3dB遮断周波数、即ち時定数
の逆数値は同調レンジの中心周波数の約36.8％と
なる。
上述した２個の低域フイルタ１４及び１６の代
りに、同調レンジ内でサセプタンスが少なくとも
周波数の２乗に比例して変化する回路網を用いる
ことができる。しかし、このようなサセプタンス
の変化が生ずる周波数レンジは関連回路網のサセ
プタンスと周波数の２乗との積が最大となる点を
中心としてその近傍で最も広くなる。これはこの
最大が同調レンジ又はその近傍で生ずると好適で
あることを意味する。このような回路網は２次又
はそれ以上の高次の回路網とすることができ、上
述した周波数レンジを画成する所定の遮断周波数
で低域通過形又は帯域通過形の特性を有すること
ができる。
りに、同調レンジ内でサセプタンスが少なくとも
周波数の２乗に比例して変化する回路網を用いる
ことができる。しかし、このようなサセプタンス
の変化が生ずる周波数レンジは関連回路網のサセ
プタンスと周波数の２乗との積が最大となる点を
中心としてその近傍で最も広くなる。これはこの
最大が同調レンジ又はその近傍で生ずると好適で
あることを意味する。このような回路網は２次又
はそれ以上の高次の回路網とすることができ、上
述した周波数レンジを画成する所定の遮断周波数
で低域通過形又は帯域通過形の特性を有すること
ができる。
第１図は本発明に係るリアクタンス回路が使用
される受信機のブロツク図、第２図は本発明に係
るリアクタンス回路のブロツク図、第３図は上記
リアクタンス回路を具体的に示す回路図である。 １……前置増幅器、２……ミクサ段、３……発
振器、４……低域フイルタ、５……FM復調器、
６……フイルタ、７……阻止コンデンサ、８……
増幅器、９……拡声器、１０……制御入力端子、
１１……リアクタンス回路、１２……出力端子、
１３……第１の増幅器、１４……第１の低域フイ
ルタ、１５……第２の増幅器、１６……低域フイ
ルタ、１７……乗算回路、３１……共振回路、１
３１……npnトランジスタ、１３２……エミツタ
電流源、１４１……抵抗、１４２……コンデン
サ、１５１……npnトランジスタ、１５２……電
流源、１６１……抵抗、１７１……npnトランジ
スタ、１７２……npnトランジスタ、１７３，１
７４……ダイオード、１７５……電流源、１７６
……コンデンサ、１７７……制御自在の電流源。
される受信機のブロツク図、第２図は本発明に係
るリアクタンス回路のブロツク図、第３図は上記
リアクタンス回路を具体的に示す回路図である。 １……前置増幅器、２……ミクサ段、３……発
振器、４……低域フイルタ、５……FM復調器、
６……フイルタ、７……阻止コンデンサ、８……
増幅器、９……拡声器、１０……制御入力端子、
１１……リアクタンス回路、１２……出力端子、
１３……第１の増幅器、１４……第１の低域フイ
ルタ、１５……第２の増幅器、１６……低域フイ
ルタ、１７……乗算回路、３１……共振回路、１
３１……npnトランジスタ、１３２……エミツタ
電流源、１４１……抵抗、１４２……コンデン
サ、１５１……npnトランジスタ、１５２……電
流源、１６１……抵抗、１７１……npnトランジ
スタ、１７２……npnトランジスタ、１７３，１
７４……ダイオード、１７５……電流源、１７６
……コンデンサ、１７７……制御自在の電流源。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 少なくとも復調信号の低い周波数に対しては
ループ利得が負であるループを有し、FM復調器
と、周波数がこのFM復調器の出力信号により制
御される同調をとれる発振回路と、ミクサ段とを
具え、このミクサ段が発振信号を入力信号と混合
し、その出力端子がFM復調器の入力端子と結合
される周波数変調受信機用回路において、ループ
がリアクタンス回路１１を具え、そのリアクタン
スがFM復調器５の出力信号により制御され、一
方ではインダクタンス又はキヤパシタンスの変
化、他方ではこれにより発振回路３１内にひきお
こされた発振周波数の変化の商と少なくともほぼ
同一の発振回路３１の同調周波数への依存性を呈
することを特徴とする周波数変調受信機用回路。 ２ 発振回路が可変容量に従つて同調をとれる特
許請求の範囲第１項記載の周波数変調受信機用回
路において、リアクタンス回路１１が出力側でキ
ヤパシタンスとして仂らき、このキヤパシタンス
が少なくともほぼ同調周波数の３乗の逆数値に比
例することを特徴とする周波数変調受信機用回
路。 ３ 可変容量により、殊に特許請求の範囲第２項
により同調がとれる発振回路を具える周波数変調
受信機用回路において、リアクタンス回路が高次
の低域又は帯域通過形回路網を具え、これに発振
信号が加えられ、この回路網により濾波された信
号が乗算段１７でFM復調器出力信号と乗算さ
れ、積信号が電流信号として発振回路３１にフイ
ードバツクされ、これにより発振回路と並列に容
量性サセプタンスが生じ、低域又は帯域通過形回
路網の上側遮断周波数を、リアクタンス回路のサ
セプタンスと周波数の２乗との積が同調周波数レ
ンジ又はその近傍に位置するように選んだことを
特徴とする周波数変調受信機用回路。 ４ リアクタンス回路が２個の低域フイルタ１４
及び１６を具え、両者の間にデカツプリング段１
５を具える低域通過形回路網を具備する特許請求
の範囲第３項記載の周波数変調受信機用回路。 ５ リアクタンス回路が、直接縦続接続された２
個の低域フイルタ１４及び１６を具える低域通過
形回路網を具備することを特徴とする特許請求の
範囲第３項記載の周波数変調受信機用回路。 ６ ２個の低域フイルタの遮断周波数を互いに等
しくし、発振回路３１の同調周波数レンジの中心
周波数の約58％の位置におくことを特徴とする特
許請求の範囲第４項記載の周波数変調受信機用回
路。 ７ 一方の低域フイルタの遮断周波数を他方の低
域フイルタの遮断周波数の約４倍高くし、発振回
路の同調レンジの中心周波数の約10％下方におく
ことを特徴とする特許請求の範囲第４項記載の周
波数変調受信機用回路。 ８ 一方の低域フイルタの遮断周波数が他方の低
域フイルタの遮断周波数よりも約78％高く、発振
回路の同調レンジの中心周波数よりも約26％低く
とることを特徴とする特許請求の範囲第４項記載
の周波数変調受信機用回路。 ９ ２個の低域フイルタを同じものとし、遮断周
波数を各々発振回路３１の同調レンジの中心周波
数の約36.8％の所におくことを特徴とする特許請
求の範囲第５項記載の周波数変調受信機用回路。 １０ 乗算回路１７が２個のエミツタどうしを結
合したトランジスタ１７１，１７２を具え、その
共通エミツタリードがFM復調器出力信号により
制御され且つその電流がFM復調器出力信号に線
形に依存する電流源１７７を含み、濾波された信
号が２個のトランジスタの一方１７１のベースに
加えられ、この一方のトランジスタ１７１のコレ
クタ電流を発振回路３１に加えることを特徴とす
る特許請求の範囲第３項ないし第９項のいずれか
に記載の周波数変調受信機用回路。 １１ リアクタンス回路が第１のエミツタフオロ
ワ１３１を具え、その出力端子を直列枝路に抵抗
１４１、並列技路にコンデンサ１４２を有する
RC低域フイルタ１４に接続し、これを交流にと
つて第２のエミツタフオロワ１５１の入力端子に
対して並列に接続し、この第２のエミツタフオロ
ワ１５１の出力端子に直列技路に抵抗１６１を有
し、並列技路にコンデンサ１６２を有するもう一
つのRC低域フイルタ１６を接続し、このもう一
つの低域フイルタ１６；１６１，１６２の出力端
子を乗算段１７の一方の入力端子に接続したこと
を特徴とする特許請求の範囲第４項記載の周波数
変調受信機用回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19823208758 DE3208758A1 (de) | 1982-03-11 | 1982-03-11 | Schaltungsanordnung fuer einen fm-empfaenger |
| DE3208758.6 | 1982-03-11 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58168307A JPS58168307A (ja) | 1983-10-04 |
| JPH0423848B2 true JPH0423848B2 (ja) | 1992-04-23 |
Family
ID=6157907
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58038415A Granted JPS58168307A (ja) | 1982-03-11 | 1983-03-10 | 周波数変調受信機用回路 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4569085A (ja) |
| EP (1) | EP0089078B1 (ja) |
| JP (1) | JPS58168307A (ja) |
| KR (1) | KR880001978B1 (ja) |
| BR (1) | BR8301142A (ja) |
| DE (2) | DE3208758A1 (ja) |
| HK (1) | HK75292A (ja) |
| IN (1) | IN157576B (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3328555A1 (de) * | 1983-08-08 | 1985-02-28 | Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg | Empfaengerschaltung |
| DE3419040A1 (de) * | 1984-05-22 | 1985-11-28 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Einrichtung zur hubbegrenzung in einem frequenzmodulierten sprechfunkgeraet |
| DE3438286A1 (de) * | 1984-10-16 | 1986-04-17 | Hansen/Catito Elektronik, 1000 Berlin | Verfahren und schaltungsanordnung zum umsetzen frequenzmodulierter signale ueber mindestens eine zwischenfrequenz in niederfrequenzsignale |
| DE3606250A1 (de) * | 1986-02-24 | 1987-08-27 | Hansen Elektronic & Co | Verfahren und vorrichtung zum umsetzen frequenzmodulierter signale ueber mindestens eine zwischenfrequenz in niederfrequenzsignale |
| DE3802192A1 (de) * | 1988-01-26 | 1988-06-23 | Eben Elektronik Gmbh | Fm - empfaenger - schaltung |
| US4991226A (en) * | 1989-06-13 | 1991-02-05 | Bongiorno James W | FM detector with deviation manipulation |
| US6633550B1 (en) * | 1997-02-20 | 2003-10-14 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Radio transceiver on a chip |
| CH702685B1 (fr) | 1999-10-06 | 2011-08-31 | Richemont Int Sa | Récepteur à modulation de fréquence, notamment pour une application RDS. |
| EP1091512A1 (fr) * | 1999-10-06 | 2001-04-11 | Conseils et Manufactures VLG SA | Récepteur à modulation de fréquence, notamment pour une application RDS |
| US8811468B2 (en) * | 2005-05-26 | 2014-08-19 | Broadcom Corporation | Method and system for FM interference detection and mitigation |
| JP4875916B2 (ja) * | 2006-03-30 | 2012-02-15 | アニマ株式会社 | 筋力測定装置 |
Citations (2)
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|---|---|---|---|---|
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| JPS54162410A (en) * | 1978-06-14 | 1979-12-24 | Hitachi Ltd | Afc circuit of fm receiver |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE1948872A1 (de) * | 1968-09-27 | 1970-04-02 | Emv Elektromechanikai Vall | Oszillatorschaltung zur Erzeugung Frequenzmodulierter Hochfrequenzsignale geringer Verzerrung |
| US3784917A (en) * | 1972-12-15 | 1974-01-08 | Philco Ford Corp | Constant lock-in range automatic frequency control |
| DE2706662C3 (de) * | 1977-02-17 | 1981-02-05 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | FM-Modulator |
| NL184594C (nl) * | 1979-09-04 | 1989-09-01 | Philips Nv | Radio-ontvanger voorzien van een frequentie gesleutelde lus met audiofrequente terugkoppeling, en een stomschakeling. |
-
1982
- 1982-03-11 DE DE19823208758 patent/DE3208758A1/de not_active Withdrawn
-
1983
- 1983-03-02 DE DE8383200307T patent/DE3380084D1/de not_active Expired
- 1983-03-02 EP EP83200307A patent/EP0089078B1/de not_active Expired
- 1983-03-03 IN IN268/CAL/83A patent/IN157576B/en unknown
- 1983-03-08 BR BR8301142A patent/BR8301142A/pt not_active IP Right Cessation
- 1983-03-10 JP JP58038415A patent/JPS58168307A/ja active Granted
- 1983-03-10 KR KR1019830000963A patent/KR880001978B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1983-03-11 US US06/474,622 patent/US4569085A/en not_active Expired - Fee Related
-
1992
- 1992-10-01 HK HK752/92A patent/HK75292A/xx not_active IP Right Cessation
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52105715A (en) * | 1976-03-01 | 1977-09-05 | Sony Corp | Receiver |
| JPS54162410A (en) * | 1978-06-14 | 1979-12-24 | Hitachi Ltd | Afc circuit of fm receiver |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| IN157576B (ja) | 1986-04-26 |
| HK75292A (en) | 1992-10-09 |
| EP0089078A2 (de) | 1983-09-21 |
| BR8301142A (pt) | 1983-11-22 |
| US4569085A (en) | 1986-02-04 |
| KR880001978B1 (ko) | 1988-10-08 |
| DE3380084D1 (en) | 1989-07-20 |
| EP0089078A3 (en) | 1986-03-12 |
| EP0089078B1 (de) | 1989-06-14 |
| DE3208758A1 (de) | 1983-09-22 |
| KR840004326A (ko) | 1984-10-10 |
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