JP2964525B2 - 衛星放送受信装置のｆｍ復調回路 - Google Patents
衛星放送受信装置のｆｍ復調回路Info
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- JP2964525B2 JP2964525B2 JP4488190A JP4488190A JP2964525B2 JP 2964525 B2 JP2964525 B2 JP 2964525B2 JP 4488190 A JP4488190 A JP 4488190A JP 4488190 A JP4488190 A JP 4488190A JP 2964525 B2 JP2964525 B2 JP 2964525B2
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- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は衛星放送受信装置のFM復調回路に関するもの
である。
である。
従来の技術 以下、図面に従って従来の技術を説明する。従来の衛
星放送受信装置のFM復調回路は第２図に示す様に構成さ
れていた。この第２図に示す構成を説明する。入力端子
１より入力された信号は入力回路２を経て周波数混合器
３により、選局回路５により選択された所定の周波数へ
制御された電圧制御発振器４において発振した局部発振
信号と混合され、中間周波数に変換される。次にこの中
間周波数は帯域通過波器６を介して、AGC制御回路８
による利得制御を受けたAGC回路７に入り、次に周波数
弁別器９により復調され、出力端子10より復調信号とし
て出力される構成になっている。ここで帯域通過波器
６においては中間周波数の帯域制限を行い、非選択信号
の除去を行っているが、この構成では帯域制限された範
囲を超える周波数帯域による信号（以下過変調信号と呼
ぶ）が入力された場合、復調される信号は帯域外に及ぶ
過変調信号が欠落することになり、また帯域通過波器
６の周波数特性により、帯域通過範囲内下限と上限の周
波数近傍における位相反転から、前記周波数弁別器９に
よる復調が行われた際出力端子10より出力された信号を
画像にて再現すると画像上にノイズとなって現れ、復調
特性が劣化する。そこでこの過変調入力に対しても復調
特性の劣化を防ぐ構成とした衛星放送受信装置のFM復調
回路を第３図に示す。この構成では周波数弁別器９によ
り復調された復調信号がループ11により電圧制御発振器
４へ負帰還制御され、これにより復調信号に応じた周波
数偏移が電圧制御発振された発振信号へ重畳される為、
周波数混合器３の出力はループ11による負帰還量に応じ
た入力変調信号の周波数偏移を圧縮した信号が出力され
る構成としている。この第３図に示す衛星放送受信装置
のFM復調回路においては、周波数弁別器９により復調さ
れた信号が遅延なく帰還されることが望ましい。しかし
入力端子１より入力された入力信号が各回路を通過する
際の遅延、周波数弁別器９における復調の際の遅延及び
復調信号の電圧制御発振器４への伝達遅延により負帰還
制御が遅延される為、この負帰還された入力変調信号の
周波数偏移を圧縮する動作（以下帯域圧縮動作と呼ぶ）
を行う際に、入力端子１より入力された入力変調信号に
対して位相がずれることがある。特に周波数弁別器９か
ら電圧制御発振器４への伝達遅延に関しては帯域圧縮動
作の為の負帰還制御信号を遅延することなく電圧制御発
振器４の発振信号の周波数偏移へ変換されなければなら
ない。従来はこの構成を具体的に第４図で示すような構
成で行っていた。12,19,25は直流阻止コンデンサ、13は
電圧制御発振器４の正帰還用コンデンサ、18は発振用ト
ランジスタ、30は発振用高周波接地コンデンサ、14〜17
はトランジスタ駆動用電圧・電流供給用抵抗である。20
は負帰還制御信号から電圧制御発振器４の発振信号周波
数偏移へ変換する電圧可変容量ダイオード、21は負帰還
制御信号電圧の供給用抵抗である。23及び24は電圧制御
発振器の共振用電圧可変容量ダイオードとインダクタ、
26は共振用電圧可変容量ダイオード23への電圧供給用抵
抗である。22は電圧可変容量ダイオード20,23の電位差
供給用抵抗、27は発振用トランジスタ駆動の為の電源電
圧印加端子、28は選局回路５から制御される選局用印加
電圧の供給端子である。
星放送受信装置のFM復調回路は第２図に示す様に構成さ
れていた。この第２図に示す構成を説明する。入力端子
１より入力された信号は入力回路２を経て周波数混合器
３により、選局回路５により選択された所定の周波数へ
制御された電圧制御発振器４において発振した局部発振
信号と混合され、中間周波数に変換される。次にこの中
間周波数は帯域通過波器６を介して、AGC制御回路８
による利得制御を受けたAGC回路７に入り、次に周波数
弁別器９により復調され、出力端子10より復調信号とし
て出力される構成になっている。ここで帯域通過波器
６においては中間周波数の帯域制限を行い、非選択信号
の除去を行っているが、この構成では帯域制限された範
囲を超える周波数帯域による信号（以下過変調信号と呼
ぶ）が入力された場合、復調される信号は帯域外に及ぶ
過変調信号が欠落することになり、また帯域通過波器
６の周波数特性により、帯域通過範囲内下限と上限の周
波数近傍における位相反転から、前記周波数弁別器９に
よる復調が行われた際出力端子10より出力された信号を
画像にて再現すると画像上にノイズとなって現れ、復調
特性が劣化する。そこでこの過変調入力に対しても復調
特性の劣化を防ぐ構成とした衛星放送受信装置のFM復調
回路を第３図に示す。この構成では周波数弁別器９によ
り復調された復調信号がループ11により電圧制御発振器
４へ負帰還制御され、これにより復調信号に応じた周波
数偏移が電圧制御発振された発振信号へ重畳される為、
周波数混合器３の出力はループ11による負帰還量に応じ
た入力変調信号の周波数偏移を圧縮した信号が出力され
る構成としている。この第３図に示す衛星放送受信装置
のFM復調回路においては、周波数弁別器９により復調さ
れた信号が遅延なく帰還されることが望ましい。しかし
入力端子１より入力された入力信号が各回路を通過する
際の遅延、周波数弁別器９における復調の際の遅延及び
復調信号の電圧制御発振器４への伝達遅延により負帰還
制御が遅延される為、この負帰還された入力変調信号の
周波数偏移を圧縮する動作（以下帯域圧縮動作と呼ぶ）
を行う際に、入力端子１より入力された入力変調信号に
対して位相がずれることがある。特に周波数弁別器９か
ら電圧制御発振器４への伝達遅延に関しては帯域圧縮動
作の為の負帰還制御信号を遅延することなく電圧制御発
振器４の発振信号の周波数偏移へ変換されなければなら
ない。従来はこの構成を具体的に第４図で示すような構
成で行っていた。12,19,25は直流阻止コンデンサ、13は
電圧制御発振器４の正帰還用コンデンサ、18は発振用ト
ランジスタ、30は発振用高周波接地コンデンサ、14〜17
はトランジスタ駆動用電圧・電流供給用抵抗である。20
は負帰還制御信号から電圧制御発振器４の発振信号周波
数偏移へ変換する電圧可変容量ダイオード、21は負帰還
制御信号電圧の供給用抵抗である。23及び24は電圧制御
発振器の共振用電圧可変容量ダイオードとインダクタ、
26は共振用電圧可変容量ダイオード23への電圧供給用抵
抗である。22は電圧可変容量ダイオード20,23の電位差
供給用抵抗、27は発振用トランジスタ駆動の為の電源電
圧印加端子、28は選局回路５から制御される選局用印加
電圧の供給端子である。
発明が解決しようとする課題 このような従来方式において周波数弁別器９より負帰
還制御ループ11によって負帰還される復調信号は、電圧
供給用抵抗21と電圧可変容量ダイオード20,23の電位差
供給用抵抗22を介することで抵抗分割によりその負帰還
制御量が減少することになる。また抵抗21を介して電圧
可変容量ダイオード20へ伝達された復調信号はこの電圧
可変容量ダイオード20による容量成分と抵抗21,22との
直列回路において時定数Ｔ＝CRの関係が成立し、この時
定数分だけ発振周波数において電圧制御発振器４の発振
信号の周波数偏移への変換に遅延が生ずることになる。
その結果、入力端子１より入力された変調信号に対して
位相が最大180°反転することになり、この現象は正帰
還となって帯域伸長となることで復調特性が前記帯域通
過範囲内下限と上限の周波数近傍における信号入力時と
同じく、位相反転による復調特性劣化となる欠点があっ
た。本発明は上記問題点を解決するもので、前記遅延の
要因である周波数弁別器から電圧制御発振器への負帰還
ループの伝達信号を減少させることなくかつ、帰還ルー
プの電圧可変容量素子制御遅延時間を回路にて最小に抑
えることで復調特性の安定化をはかることを目的として
いる。
還制御ループ11によって負帰還される復調信号は、電圧
供給用抵抗21と電圧可変容量ダイオード20,23の電位差
供給用抵抗22を介することで抵抗分割によりその負帰還
制御量が減少することになる。また抵抗21を介して電圧
可変容量ダイオード20へ伝達された復調信号はこの電圧
可変容量ダイオード20による容量成分と抵抗21,22との
直列回路において時定数Ｔ＝CRの関係が成立し、この時
定数分だけ発振周波数において電圧制御発振器４の発振
信号の周波数偏移への変換に遅延が生ずることになる。
その結果、入力端子１より入力された変調信号に対して
位相が最大180°反転することになり、この現象は正帰
還となって帯域伸長となることで復調特性が前記帯域通
過範囲内下限と上限の周波数近傍における信号入力時と
同じく、位相反転による復調特性劣化となる欠点があっ
た。本発明は上記問題点を解決するもので、前記遅延の
要因である周波数弁別器から電圧制御発振器への負帰還
ループの伝達信号を減少させることなくかつ、帰還ルー
プの電圧可変容量素子制御遅延時間を回路にて最小に抑
えることで復調特性の安定化をはかることを目的として
いる。
課題を解決するための手段 この目的を達成するために本発明の衛星放送受信装置
のFM復調回路の電圧制御発振器を形成する共振回路は、
第１の電圧可変容量素子と、この第１の電圧可変容量素
子と直列に接続された第２の電圧可変容量素子と、この
第２の電圧可変容量素子と直列に接続されたインダクタ
とで形成され、前記第２の電圧可変容量素子は選局用印
加電圧でその容量が制御されて発振周波数を制御すると
ともに前記第１の電圧可変容量素子は、その一方の端子
には、前記発振周波数に対しては高インピーダンスとな
る第１のインダクタを介して前記復調信号を供給し、他
方の端子には前記発振周波数に対して高インピーダンス
となる第２のインダクタを介して接地することにより、
前記復調信号で前記発振周波数を制御するものである。
のFM復調回路の電圧制御発振器を形成する共振回路は、
第１の電圧可変容量素子と、この第１の電圧可変容量素
子と直列に接続された第２の電圧可変容量素子と、この
第２の電圧可変容量素子と直列に接続されたインダクタ
とで形成され、前記第２の電圧可変容量素子は選局用印
加電圧でその容量が制御されて発振周波数を制御すると
ともに前記第１の電圧可変容量素子は、その一方の端子
には、前記発振周波数に対しては高インピーダンスとな
る第１のインダクタを介して前記復調信号を供給し、他
方の端子には前記発振周波数に対して高インピーダンス
となる第２のインダクタを介して接地することにより、
前記復調信号で前記発振周波数を制御するものである。
作用 この構成により、復調信号は発振周波数に対して高イ
ンピーダンスとなる第１のインダクタを介して共振回路
を形成する第１の電圧可変容量素子の一方の端子に接続
されるとともに他方の端子には発振周波数に対して高イ
ンピーダンスとなる第２のインダクタを介して接地して
いるので、発振周波数は少ない遅延時間で復調信号に追
従でき復調特性の安定化を図ることができる。
ンピーダンスとなる第１のインダクタを介して共振回路
を形成する第１の電圧可変容量素子の一方の端子に接続
されるとともに他方の端子には発振周波数に対して高イ
ンピーダンスとなる第２のインダクタを介して接地して
いるので、発振周波数は少ない遅延時間で復調信号に追
従でき復調特性の安定化を図ることができる。
実施例 以下、本発明の一実施例を第１図に基づいて説明す
る。
る。
周波数弁別器９より復調された復調信号が負帰還ルー
プ11を通り、インダクタ31を介して負帰還制御信号から
電圧制御発振器の発振周波数偏移へ変換する電圧可変容
量ダイオード20の負極側に伝達される。ここでインダク
タ31を復調信号に対しては通過でき、電圧制御発振器４
の発振周波数においては高周波インピーダンス的に高抵
抗となる値とすることで、直流阻止コンデンサ19におけ
る復調信号を減衰させることなく伝達し、かつ共振回路
には影響がなくまた、発振周波数の直流阻止コンデンサ
19へのもどりを最小に抑えることができる。
プ11を通り、インダクタ31を介して負帰還制御信号から
電圧制御発振器の発振周波数偏移へ変換する電圧可変容
量ダイオード20の負極側に伝達される。ここでインダク
タ31を復調信号に対しては通過でき、電圧制御発振器４
の発振周波数においては高周波インピーダンス的に高抵
抗となる値とすることで、直流阻止コンデンサ19におけ
る復調信号を減衰させることなく伝達し、かつ共振回路
には影響がなくまた、発振周波数の直流阻止コンデンサ
19へのもどりを最小に抑えることができる。
また電圧可変容量ダイオード20の正極側はインダクタ
32を介し接地されているため、この電圧可変容量ダイオ
ード20の正極と負極側の間には電位差が生じる。したが
ってこの電圧可変容量ダイオード20の負極へ復調信号電
圧が印加され、この復調信号電圧の周波数偏移に応じた
容量変化が発生し、電圧制御発振器４の共振用電圧可変
容量ダイオード23とインダクタ24における共振条件に加
えて、共振回路を構成する為、復調信号電圧周波数偏移
に応じて発振周波数の周波数偏移へ変換（変調）される
ことになる。この時インダクタ31は電圧可変容量ダイオ
ード20と23の電圧差供給用として接地されている。この
インダクタ31も共振周波数に対しては高インピーダンス
となる値に設定することで、従来抵抗によって構成して
いた回路より抵抗分が少なくなる為、過度現象による遅
延もなくなり、復調信号電圧振幅が遅延なく電圧可変容
量ダイオード20へ印加される。またこれらのインダクタ
31,32は発振周波数に対して高インピーダンスである
為、電圧可変容量ダイオード23,25による共振回路の選
択度への影響を及ぼすことなく構成できるので安定した
帯域圧縮動作が実現でき、その結果として良好な復調特
性が得られる。
32を介し接地されているため、この電圧可変容量ダイオ
ード20の正極と負極側の間には電位差が生じる。したが
ってこの電圧可変容量ダイオード20の負極へ復調信号電
圧が印加され、この復調信号電圧の周波数偏移に応じた
容量変化が発生し、電圧制御発振器４の共振用電圧可変
容量ダイオード23とインダクタ24における共振条件に加
えて、共振回路を構成する為、復調信号電圧周波数偏移
に応じて発振周波数の周波数偏移へ変換（変調）される
ことになる。この時インダクタ31は電圧可変容量ダイオ
ード20と23の電圧差供給用として接地されている。この
インダクタ31も共振周波数に対しては高インピーダンス
となる値に設定することで、従来抵抗によって構成して
いた回路より抵抗分が少なくなる為、過度現象による遅
延もなくなり、復調信号電圧振幅が遅延なく電圧可変容
量ダイオード20へ印加される。またこれらのインダクタ
31,32は発振周波数に対して高インピーダンスである
為、電圧可変容量ダイオード23,25による共振回路の選
択度への影響を及ぼすことなく構成できるので安定した
帯域圧縮動作が実現でき、その結果として良好な復調特
性が得られる。
発明の効果 以上のように本発明によれば、復調信号は発振周波数
に対しては高インピーダンスとなる第１のインダクタを
介して共振回路を形成する第１の電圧可変容量素子の一
方の端子に接続されるとともに他方の端子には発振周波
数に対して高インピーダンスとなる第２のインダクタを
介して接地しているので、発振周波数は少ない遅延時間
で復調信号に追従でき復調特性の安定化を図ることがで
きる。
に対しては高インピーダンスとなる第１のインダクタを
介して共振回路を形成する第１の電圧可変容量素子の一
方の端子に接続されるとともに他方の端子には発振周波
数に対して高インピーダンスとなる第２のインダクタを
介して接地しているので、発振周波数は少ない遅延時間
で復調信号に追従でき復調特性の安定化を図ることがで
きる。
第１図は本発明の一実施例の回路図、第２図は従来の衛
星放送受信装置のFM復調回路のブロック図、第３図は他
の従来例のブロック図、第４図はその要部の回路図であ
る。 １……入力端子、２……入力回路、３……周波数混合
器、４……電圧制御発振器、６……帯域通過波器、９
……周波数弁別器、10……出力端子、20……電圧可変容
量ダイオード、31,32……インダクタ。
星放送受信装置のFM復調回路のブロック図、第３図は他
の従来例のブロック図、第４図はその要部の回路図であ
る。 １……入力端子、２……入力回路、３……周波数混合
器、４……電圧制御発振器、６……帯域通過波器、９
……周波数弁別器、10……出力端子、20……電圧可変容
量ダイオード、31,32……インダクタ。
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H03D 3/00 - 3/34 H03J 7/00
Claims (1)
- 【請求項１】入力端子から入力回路を介して伝達された
FM復調信号を、周波数混合器により電圧制御発振器から
の信号で中間周波数に変換し、前記中間周波数信号から
帯域通過波器により不要信号を除去し、この不要信号
を除去した前記中間周波数信号から周波数弁別器により
変調信号を復調して出力端子から出力し、前記電圧制御
発振器を形成する共振回路は、第１の電圧可変容量素子
と、この第１の電圧可変容量素子と直列に接続された第
２の電圧可変容量素子と、この第２の電圧可変容量素子
と直列に接続されたインダクタとで形成され、前記第２
の電圧可変容量素子は選局用印加電圧でその容量が制御
されて発振周波数を制御するとともに前記第１の電圧可
変容量素子は、その一方の端子には、前記発振周波数に
対しては高インピーダンスとなる第１のインダクタを介
して前記復調信号を供給し、他方の端子には前記発振周
波数に対して高インピーダンスとなる第２のインダクタ
を介して接地することにより、前記復調信号で前記発振
周波数を制御する衛星放送受信装置のFM復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4488190A JP2964525B2 (ja) | 1990-02-26 | 1990-02-26 | 衛星放送受信装置のｆｍ復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4488190A JP2964525B2 (ja) | 1990-02-26 | 1990-02-26 | 衛星放送受信装置のｆｍ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03247104A JPH03247104A (ja) | 1991-11-05 |
| JP2964525B2 true JP2964525B2 (ja) | 1999-10-18 |
Family
ID=12703834
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4488190A Expired - Fee Related JP2964525B2 (ja) | 1990-02-26 | 1990-02-26 | 衛星放送受信装置のｆｍ復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2964525B2 (ja) |
-
1990
- 1990-02-26 JP JP4488190A patent/JP2964525B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03247104A (ja) | 1991-11-05 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |