JPS61224611A - 複同調回路 - Google Patents
複同調回路Info
- Publication number
- JPS61224611A JPS61224611A JP6520885A JP6520885A JPS61224611A JP S61224611 A JPS61224611 A JP S61224611A JP 6520885 A JP6520885 A JP 6520885A JP 6520885 A JP6520885 A JP 6520885A JP S61224611 A JPS61224611 A JP S61224611A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- coupling
- local oscillation
- circuit
- signal
- resonant
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の技術分野］
本発明は、例えばＳＨＦ （極超短波）衛星放送受信シ
ステムに於いて、ＵＨＦ帯の信号に変換された放送信号
をざらにＶＨＦ帯の信号に変換するためのコンバータに
用いられる前段選択回路に好適な複同調回路に関する。
ステムに於いて、ＵＨＦ帯の信号に変換された放送信号
をざらにＶＨＦ帯の信号に変換するためのコンバータに
用いられる前段選択回路に好適な複同調回路に関する。
ｃ′Ｒ明の技術的背！１１
一般に、ＳＨＦＨＦ受用受信システムえば５ＨＦｌｌｉ
星放送受信システムでは、衛星からのＳＨＦ帯め放送信
号は、パラボラアンテナで受信され、アンテナに付属の
屋外ユニット（第１のコンバータ）でＵＨＦ帯の第１中
間周波数の信号に変換される。この信号は、一般家庭の
屋内ユニット内に設けられる第２のコンバータでＶＨＦ
帯の定められた第２中間周波数の信号に変換される。
星放送受信システムでは、衛星からのＳＨＦ帯め放送信
号は、パラボラアンテナで受信され、アンテナに付属の
屋外ユニット（第１のコンバータ）でＵＨＦ帯の第１中
間周波数の信号に変換される。この信号は、一般家庭の
屋内ユニット内に設けられる第２のコンバータでＶＨＦ
帯の定められた第２中間周波数の信号に変換される。
この信号は、ＦＭＩ調回路に通され、ベースバンド信号
またはＲＦ信号に変換され、一般のテレビジョン受像機
に供給される。このように、ＳＨＦ衛星放送信号システ
ムでは、衛星からの放送信号を第１．第２のコンバータ
で周波数変換し、ベースバンド信号またはＲＦ倍信号し
て一般のテレビジョン受像機に供給している。
またはＲＦ信号に変換され、一般のテレビジョン受像機
に供給される。このように、ＳＨＦ衛星放送信号システ
ムでは、衛星からの放送信号を第１．第２のコンバータ
で周波数変換し、ベースバンド信号またはＲＦ倍信号し
て一般のテレビジョン受像機に供給している。
上記第２中間周波数の１つに４００ＭＨ２帯がある。
上記第１中間周波数が１〜１．５ＧＨ２の時、ヘテロゲ
イン方式の上側を利用するならば、局部発振周波数は１
．４〜１．９Ｇ ｌｂとなる。このような周波数になる
と、第２のコンバータのシリコントランジスタでは逆方
向アイソレーションが１５８程度生じ、局部発振レベル
０〜＋１０８１に対し、入力での漏洩レベル−６０８１
を達成するのは難しい。従って、従来は入力に前段選択
回路として固定のローパスフィルタを具備し、さらに入
力のトランジスタ増幅回路を多段化することにより、局
部発振信号の漏洩レベルをおさえていた。
イン方式の上側を利用するならば、局部発振周波数は１
．４〜１．９Ｇ ｌｂとなる。このような周波数になる
と、第２のコンバータのシリコントランジスタでは逆方
向アイソレーションが１５８程度生じ、局部発振レベル
０〜＋１０８１に対し、入力での漏洩レベル−６０８１
を達成するのは難しい。従って、従来は入力に前段選択
回路として固定のローパスフィルタを具備し、さらに入
力のトランジスタ増幅回路を多段化することにより、局
部発振信号の漏洩レベルをおさえていた。
第４図は、そのような従来の第２のコンバータを示すブ
ロック図である。入力端子１０に印加された第１中間周
波数の信号は、ローパスフィルタ１２゜第１の前段増幅
回路１４．第２の前段増幅回路１６を介して混合回路１
８に供給される。該混合回路１８には、局部発振器２０
からの局部発振信号も増幅回路２２を介して供給されて
いるもので、上記第１中間周波数の信号と局部発振信号
が混合されて、第２中間周波数の信号が生成される。こ
の第２中間周波数の信号は、後段増幅回路２４を介して
出力端子２Ｇに導かれ、ＦＭ復調回路（図示せず）に供
給される。この場合、混合回路１８にダブルバランス型
の混合回路を用いることにより、さらに局部発振のアイ
ソレーションを改善することができる。
ロック図である。入力端子１０に印加された第１中間周
波数の信号は、ローパスフィルタ１２゜第１の前段増幅
回路１４．第２の前段増幅回路１６を介して混合回路１
８に供給される。該混合回路１８には、局部発振器２０
からの局部発振信号も増幅回路２２を介して供給されて
いるもので、上記第１中間周波数の信号と局部発振信号
が混合されて、第２中間周波数の信号が生成される。こ
の第２中間周波数の信号は、後段増幅回路２４を介して
出力端子２Ｇに導かれ、ＦＭ復調回路（図示せず）に供
給される。この場合、混合回路１８にダブルバランス型
の混合回路を用いることにより、さらに局部発振のアイ
ソレーションを改善することができる。
［背景技術の問題点］
しかしながら、上述のような回路では、局部発振信号の
漏洩を低減するために、増幅器を多段構成する必要があ
り、多入力による歪み等に関して不利な点が多かった。
漏洩を低減するために、増幅器を多段構成する必要があ
り、多入力による歪み等に関して不利な点が多かった。
ま°゛ｋ、その増幅器や混合回路も、局部発振信号の漏
洩をおさえるために高コストな回路を採用せざるを得な
かった。
洩をおさえるために高コストな回路を採用せざるを得な
かった。
［発明の目的］
本発明は上記の点に鑑みて成されたもので、局部発振周
波数全般にわたって均一に局部発振信号の漏洩をおさえ
ることができ、以て不要な増幅器を備える必要がなく、
ＳＨＦ衛星放送受信システムに於いてＵＨＦ帯の信号に
変換された放送信号をＶＨＦ帯の信号に変換するコンバ
ータを低コストに構成することが可能な複同調回路を提
供することを目的とする。
波数全般にわたって均一に局部発振信号の漏洩をおさえ
ることができ、以て不要な増幅器を備える必要がなく、
ＳＨＦ衛星放送受信システムに於いてＵＨＦ帯の信号に
変換された放送信号をＶＨＦ帯の信号に変換するコンバ
ータを低コストに構成することが可能な複同調回路を提
供することを目的とする。
［発明の概要］
すなわち、本発明による複同調回路は、入力端子に交流
的に結合され、その一端が接地され他端に可変客層ダイ
オードを具備する共振線路素子と、出力端子に交流的に
結合され、その一端が接地され他端に可変容量ダイオー
ドを具備する共振線路素子との間に、一端が接地され他
端が開放された所望のトラップ周波数のλ／４の長さの
トラップ機能と結合度調整の両機能を備えたマイクロス
トリップ線路素子を介在させたものである。
的に結合され、その一端が接地され他端に可変客層ダイ
オードを具備する共振線路素子と、出力端子に交流的に
結合され、その一端が接地され他端に可変容量ダイオー
ドを具備する共振線路素子との間に、一端が接地され他
端が開放された所望のトラップ周波数のλ／４の長さの
トラップ機能と結合度調整の両機能を備えたマイクロス
トリップ線路素子を介在させたものである。
［発明の実施例１
以下図面を参照して本発明の一実施例を説明する。第１
図はその構成を示すものである。図示の複同調回路は、
まず入力端子３０に接続された結合素子３２と、該結合
素子３２と結合する共振線路素子３４及び可変容量ダイ
オード３６並びにバスコンデンサ３８から成る第１の共
振回路と、同様に可変容量ダイオード４０．バスコンデ
ンサ４２．共振線路素子４４から成る第２の共振回路と
、それと結合する結合素子４６と出力端子４８とを有し
ている。可変容量ダイオード３６は、共振線路素子３４
の一端にカソードが接続され、そのアノードは基準電位
端に接続されている。同様に可変容量ダイオード４０は
、共振線路素子４４の一端にカソードが接続され、その
７ノードは基準電位端に接続されている。また、共振線
路素子３４の他端はバスコンデンサ３８を介して基準電
位端に接続されており、さらに抵抗５０を介して制御電
圧供給端５２にも接続されている。同様に、共振線路素
子４４の他端はバスコンデンサ４２を介して基準電位端
に接続されており、さらに抵抗５４を介して上記制御電
圧供給端５２に接続されている。
図はその構成を示すものである。図示の複同調回路は、
まず入力端子３０に接続された結合素子３２と、該結合
素子３２と結合する共振線路素子３４及び可変容量ダイ
オード３６並びにバスコンデンサ３８から成る第１の共
振回路と、同様に可変容量ダイオード４０．バスコンデ
ンサ４２．共振線路素子４４から成る第２の共振回路と
、それと結合する結合素子４６と出力端子４８とを有し
ている。可変容量ダイオード３６は、共振線路素子３４
の一端にカソードが接続され、そのアノードは基準電位
端に接続されている。同様に可変容量ダイオード４０は
、共振線路素子４４の一端にカソードが接続され、その
７ノードは基準電位端に接続されている。また、共振線
路素子３４の他端はバスコンデンサ３８を介して基準電
位端に接続されており、さらに抵抗５０を介して制御電
圧供給端５２にも接続されている。同様に、共振線路素
子４４の他端はバスコンデンサ４２を介して基準電位端
に接続されており、さらに抵抗５４を介して上記制御電
圧供給端５２に接続されている。
さらに図示の複同調回路では、共振線路素子３４と４４
の間に、各共振回路の両側の基準電位端からマイクロス
トリップ線路素子より成る開放スタブ５６．５８が介在
されている。この開放スタブ５６．５８の他端は開放さ
れており、この開放端の距離によって共振線路素子３４
．４４の結合度が変化する。
の間に、各共振回路の両側の基準電位端からマイクロス
トリップ線路素子より成る開放スタブ５６．５８が介在
されている。この開放スタブ５６．５８の他端は開放さ
れており、この開放端の距離によって共振線路素子３４
．４４の結合度が変化する。
ここで、本来筒１．第２の共振回路の結合度を調整する
目的で、両回路間に介在するマイクロストリップ線路５
８の線路長を、局部発振周波数の上限付近の波長（但し
、マイクロストリップ線路上の管内波長）のλ／４に設
定してやることにより、その周波数付近にトラップ（第
２図にＡで示す）が形成され、減衰度が大きくなるため
に、第２のコンバータの入力端子への局部発振信号の漏
洩は改善されることができる。
目的で、両回路間に介在するマイクロストリップ線路５
８の線路長を、局部発振周波数の上限付近の波長（但し
、マイクロストリップ線路上の管内波長）のλ／４に設
定してやることにより、その周波数付近にトラップ（第
２図にＡで示す）が形成され、減衰度が大きくなるため
に、第２のコンバータの入力端子への局部発振信号の漏
洩は改善されることができる。
このような複同調回路を前段選択回路に用いた場合の第
２のコンバータのブロック構成図を第３図に示す。入力
端子６０に印加された第１中間周波数の信号は、前段増
幅回路６２．前段選択回路６４を介して混合回路６６に
供給される。該混合回路６６には、局部発振器６８から
の局部発振信号も増幅回路７０を介して供給されている
もので、上記第１中間周波数の信号と局部発振信号が混
合されて、第２中間周波数の信号が生成される。この第
２中間周波数の信号は、後段増幅回路７２を介して出力
端子７４に導かれ、ＦＭ復調回路に供給される。
２のコンバータのブロック構成図を第３図に示す。入力
端子６０に印加された第１中間周波数の信号は、前段増
幅回路６２．前段選択回路６４を介して混合回路６６に
供給される。該混合回路６６には、局部発振器６８から
の局部発振信号も増幅回路７０を介して供給されている
もので、上記第１中間周波数の信号と局部発振信号が混
合されて、第２中間周波数の信号が生成される。この第
２中間周波数の信号は、後段増幅回路７２を介して出力
端子７４に導かれ、ＦＭ復調回路に供給される。
即ち、高周波数に於いても入力端子６０への局部発振信
号の漏洩をおさえることができるため、余分な増幅回路
を構成する必要もなく、混合回路６６も高コストな回路
を採用する必要がなくなる。
号の漏洩をおさえることができるため、余分な増幅回路
を構成する必要もなく、混合回路６６も高コストな回路
を採用する必要がなくなる。
なお、本実施例では結合度調整としてマイクロストリッ
プ線路を用いたが、この素子はこれに限らず、結合度を
調整すると共にλ／４長の実現できる素子であれば良い
。また、本実施例では局部。
プ線路を用いたが、この素子はこれに限らず、結合度を
調整すると共にλ／４長の実現できる素子であれば良い
。また、本実施例では局部。
発振信号の漏洩対策としてトラップ効果を用いたが、こ
れのみならず、ある特定の妨害波に対して排除能力を高
めたい時は、トラップ周波数をその周波数に形成してや
れば良く、本来の複同調回路の性能をさらに高めること
ができるものである。
れのみならず、ある特定の妨害波に対して排除能力を高
めたい時は、トラップ周波数をその周波数に形成してや
れば良く、本来の複同調回路の性能をさらに高めること
ができるものである。
［発明の効果］
以上述べたように本発明によれば、局部発振周波数全般
にわたって均一に局部発振信号の漏洩をおさえることが
でき、以て不要な増幅器を備える必要がなく、ＳＨＦ［
ｒｊｉ！放送受信システムに於いてＬＩＨＦ帯の信号に
変換された放送信号をＶＨＦ帯の信号に変換するコンバ
ータを低コストに構成することが可能な複同調回路を提
供することができる。
にわたって均一に局部発振信号の漏洩をおさえることが
でき、以て不要な増幅器を備える必要がなく、ＳＨＦ［
ｒｊｉ！放送受信システムに於いてＬＩＨＦ帯の信号に
変換された放送信号をＶＨＦ帯の信号に変換するコンバ
ータを低コストに構成することが可能な複同調回路を提
供することができる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の一実施例に係る複同調回路を示す回路
図、第２図は第１図の回路の通過波形を示す特性図、第
３図は第１図の回路を用いた場合のＳＨＦ衛星放送受信
システムに於いてＬＪＨＦ帯の信号に変換された放送信
号をＶＨＦ帯の信号に変換するコンバータを示すブロッ
ク図、第４図は従来のＳＨＦ衛星放送受信システムに於
いてＵＨＦ帯の信号に変換された放送信号をＶ）−ＩＦ
帯の信号に変換するコンバータを示すブロック図である
。 ３０・・・入力端子、３２．４６・・・共振素子、３４
．４４・・・共振線路素子、３６．４０・・・可変容量
ダイオード、３８、４２・・・バスコンデンサ、４８・
・・出力端子、５０、５４・・・抵抗、５２・・・制御
電圧供給端子（５６、５８・・・開放スタブ。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第１図 第２図 ！ ＾力＊ｉａ − 第一 ３ 図 第４図
図、第２図は第１図の回路の通過波形を示す特性図、第
３図は第１図の回路を用いた場合のＳＨＦ衛星放送受信
システムに於いてＬＪＨＦ帯の信号に変換された放送信
号をＶＨＦ帯の信号に変換するコンバータを示すブロッ
ク図、第４図は従来のＳＨＦ衛星放送受信システムに於
いてＵＨＦ帯の信号に変換された放送信号をＶ）−ＩＦ
帯の信号に変換するコンバータを示すブロック図である
。 ３０・・・入力端子、３２．４６・・・共振素子、３４
．４４・・・共振線路素子、３６．４０・・・可変容量
ダイオード、３８、４２・・・バスコンデンサ、４８・
・・出力端子、５０、５４・・・抵抗、５２・・・制御
電圧供給端子（５６、５８・・・開放スタブ。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第１図 第２図 ！ ＾力＊ｉａ − 第一 ３ 図 第４図
Claims (1)
- 一端が入力端子に接続され他端が基準電位端に接続され
た第１の結合素子と、一端が出力端子に接続され他端が
基準電位端に接続された第２の結合素子と、前記第１の
結合素子と結合する一端が基準電位端に接続され他端に
可変容量ダイオードを有する共振線路素子から成る第１
の共振回路と、前記第２の結合素子と結合する一端が基
準電位端に接続され他端に可変容量ダイオードを有する
共振線路素子から成る第２の共振回路と、前記第１、第
２の共振回路の共振線路素子間に介在される一端がそれ
ぞれ基準電位端に接続され他端がそれぞれ開放されたマ
イクロストリップ線路素子から成る開放スタブを有し前
記両共振線路素子間の結合度を調整する結合度調整手段
とを具備し、前記結合度調整手段の一方のマイクロスト
リップ線路素子の線路長を所望のトラップ周波数のλ／
４とすることを特徴とする複同調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6520885A JPS61224611A (ja) | 1985-03-29 | 1985-03-29 | 複同調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6520885A JPS61224611A (ja) | 1985-03-29 | 1985-03-29 | 複同調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61224611A true JPS61224611A (ja) | 1986-10-06 |
Family
ID=13280263
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6520885A Pending JPS61224611A (ja) | 1985-03-29 | 1985-03-29 | 複同調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61224611A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0480104U (ja) * | 1990-11-26 | 1992-07-13 | ||
| JPH1013156A (ja) * | 1996-06-24 | 1998-01-16 | Nec Corp | 平衡変調器 |
-
1985
- 1985-03-29 JP JP6520885A patent/JPS61224611A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0480104U (ja) * | 1990-11-26 | 1992-07-13 | ||
| JPH1013156A (ja) * | 1996-06-24 | 1998-01-16 | Nec Corp | 平衡変調器 |
| US5949297A (en) * | 1996-06-24 | 1999-09-07 | Nec Corporation | Balanced modulator |
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