JPH047136B2 - - Google Patents
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- JPH047136B2 JPH047136B2 JP15094082A JP15094082A JPH047136B2 JP H047136 B2 JPH047136 B2 JP H047136B2 JP 15094082 A JP15094082 A JP 15094082A JP 15094082 A JP15094082 A JP 15094082A JP H047136 B2 JPH047136 B2 JP H047136B2
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- Japan
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- resonant
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- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 13
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 13
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 13
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J3/00—Continuous tuning
- H03J3/24—Continuous tuning of more than one resonant circuit simultaneously, the circuits being tuned to substantially the same frequency, e.g. for single-knob tuning
- H03J3/26—Continuous tuning of more than one resonant circuit simultaneously, the circuits being tuned to substantially the same frequency, e.g. for single-knob tuning the circuits being coupled so as to form a bandpass filter
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J3/00—Continuous tuning
- H03J3/02—Details
- H03J3/16—Tuning without displacement of reactive element, e.g. by varying permeability
- H03J3/18—Tuning without displacement of reactive element, e.g. by varying permeability by discharge tube or semiconductor device simulating variable reactance
- H03J3/185—Tuning without displacement of reactive element, e.g. by varying permeability by discharge tube or semiconductor device simulating variable reactance with varactors, i.e. voltage variable reactive diodes
Landscapes
- Noise Elimination (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は、例えばSHF（極超短波）衛星放送
受信システムに於いてUHF帯の信号に変換され
た放送信号をさらにVHF帯の信号に変換する為
のコンバータに用いられる複同調回路に関する。
受信システムに於いてUHF帯の信号に変換され
た放送信号をさらにVHF帯の信号に変換する為
のコンバータに用いられる複同調回路に関する。
〔発明の技術的背景〕
一般に、SHF帯用受信システム、例えば、
SHF衛星放送受信システムでは、衛星からの
SHF帯の放送信号（11.7〜12.2GHz）はパラボラ
アンテナで受信され、アンテナに付属の屋外ユニ
ツト（第１のコンバータ）でUHF帯の信号（１
〜1.5GHz）に変換される。この信号は一般家庭
の屋内ユニツト内に設けられる第２のコンバータ
でVHF帯の定められた周波数（130MHz）の信号
に変換される。この信号はFM復調回路に通さ
れ、ベースバンド信号またはRF信号に変換され、
一般のテレビジヨン受像機に供給される。このよ
うに、SHF衛星放送受信システムでは、衛星か
らの放送信号を第１，第２コンバータで周波数変
換し、ベースバンド信号またはRF信号として一
般のテレビジヨン受像機に供給している。
SHF衛星放送受信システムでは、衛星からの
SHF帯の放送信号（11.7〜12.2GHz）はパラボラ
アンテナで受信され、アンテナに付属の屋外ユニ
ツト（第１のコンバータ）でUHF帯の信号（１
〜1.5GHz）に変換される。この信号は一般家庭
の屋内ユニツト内に設けられる第２のコンバータ
でVHF帯の定められた周波数（130MHz）の信号
に変換される。この信号はFM復調回路に通さ
れ、ベースバンド信号またはRF信号に変換され、
一般のテレビジヨン受像機に供給される。このよ
うに、SHF衛星放送受信システムでは、衛星か
らの放送信号を第１，第２コンバータで周波数変
換し、ベースバンド信号またはRF信号として一
般のテレビジヨン受像機に供給している。
第１図は前記第２のコンバータを示すブロツク
図である。端子１１に印加されたUHF帯の信号
は増幅回路１２、可変前段選択回路１３を介して
混合回路１４に供給される。そして、ローカルオ
シレータ１５からの局部発振信号を用いてVHF
帯の信号に変換される。この信号は増幅回路１
６、後段選択回路１７、増幅回路１８を介して出
力端子１９に導びかれ、FM復調回路（図示せ
ず）に供給される。このように、第２のコンバー
タは、周波数１〜1.5GHzの信号を周波数130MHz
の信号に変換するものであるが、この場合、この
第２のコンバータとしては、イメージ周波数排除
能力及び妨害信号排除能力の優れたものが要求さ
れる。したがつて、可変前段選択回路１３として
は分布定型複同調回路が用いられる。
図である。端子１１に印加されたUHF帯の信号
は増幅回路１２、可変前段選択回路１３を介して
混合回路１４に供給される。そして、ローカルオ
シレータ１５からの局部発振信号を用いてVHF
帯の信号に変換される。この信号は増幅回路１
６、後段選択回路１７、増幅回路１８を介して出
力端子１９に導びかれ、FM復調回路（図示せ
ず）に供給される。このように、第２のコンバー
タは、周波数１〜1.5GHzの信号を周波数130MHz
の信号に変換するものであるが、この場合、この
第２のコンバータとしては、イメージ周波数排除
能力及び妨害信号排除能力の優れたものが要求さ
れる。したがつて、可変前段選択回路１３として
は分布定型複同調回路が用いられる。
このような可変前段選択回路１３としては一般
のテレビジヨン受像機のUHF用チユーナ装置に
於ける段間複同調回路を用いることが考えられる
が、この場合は次のような問題がある。まず、第
２図を用いて前記段間複同調回路を説明する。図
示の段間複同調回路は入力コンデンサ２１に結合
される共振線路素子２２及び可変容量ダイオード
２３から成る第１の共振回路、この第１の共振回
路に結合する共振線路素子２４、可変容量ダイオ
ード２５から成る第２の共振回路、この第２の共
振回路に結合する出力線路素子２６を有する。出
力線路素子２６は上記の如く第２の共振回路と結
合するとともに、第１の共振回路とも疎結合を
し、その結合された信号の位相差によつてある周
波数例えばイメージ周波数に対するトラツプが形
成される。また、入力信号の通過帯域とトラツプ
周波数は抵抗２７，２８を介して可変容量ダイオ
ード２３，２５に供給される制御電圧のレベルを
変えることにより変化させることができる。な
お、図中、２９，３０，３１はコンデンサ、
INTは入力端子、OUTは出力端子である。
のテレビジヨン受像機のUHF用チユーナ装置に
於ける段間複同調回路を用いることが考えられる
が、この場合は次のような問題がある。まず、第
２図を用いて前記段間複同調回路を説明する。図
示の段間複同調回路は入力コンデンサ２１に結合
される共振線路素子２２及び可変容量ダイオード
２３から成る第１の共振回路、この第１の共振回
路に結合する共振線路素子２４、可変容量ダイオ
ード２５から成る第２の共振回路、この第２の共
振回路に結合する出力線路素子２６を有する。出
力線路素子２６は上記の如く第２の共振回路と結
合するとともに、第１の共振回路とも疎結合を
し、その結合された信号の位相差によつてある周
波数例えばイメージ周波数に対するトラツプが形
成される。また、入力信号の通過帯域とトラツプ
周波数は抵抗２７，２８を介して可変容量ダイオ
ード２３，２５に供給される制御電圧のレベルを
変えることにより変化させることができる。な
お、図中、２９，３０，３１はコンデンサ、
INTは入力端子、OUTは出力端子である。
しかしながら、このような段間複同調回路を上
述したような周波数１〜1.5GHzの可変範囲を要
する第２のコンバータに用いた場合、周波数が高
い為、共振線路素子２２，２４の長さが短かくな
つてしまい、充分な結合が得られなくなり、ま
た、１〜1.5MHzという周波数可変範囲も得られ
ない。さらに第２図のような構成では、トラツプ
周波数は共振線路素子２２，２４と出力線路素子
２６との位置関係によつて左右されるものであ
り、また、共振線路素子２４と出力線路素子２６
との距離によつて結合度が変化する為、入力信号
の通過帯域の波形も両線路素子２４，２６の距離
によつて変化する。したがつて、このような構成
ではトラツプ周波数と通過帯域の波形を独立に調
整することは不可能であるという欠点を有する。
述したような周波数１〜1.5GHzの可変範囲を要
する第２のコンバータに用いた場合、周波数が高
い為、共振線路素子２２，２４の長さが短かくな
つてしまい、充分な結合が得られなくなり、ま
た、１〜1.5MHzという周波数可変範囲も得られ
ない。さらに第２図のような構成では、トラツプ
周波数は共振線路素子２２，２４と出力線路素子
２６との位置関係によつて左右されるものであ
り、また、共振線路素子２４と出力線路素子２６
との距離によつて結合度が変化する為、入力信号
の通過帯域の波形も両線路素子２４，２６の距離
によつて変化する。したがつて、このような構成
ではトラツプ周波数と通過帯域の波形を独立に調
整することは不可能であるという欠点を有する。
〔発明の目的〕
この発明は上記の事情に対処すべくなされたも
ので、入力信号の周波数帯域全般にわたつて均一
な複同調特性をもち、通過帯域の波形をくずすこ
となく、所望の周波数にトラツプを形成すること
ができ、通過帯域とトラツプ周波数を連動して広
範囲で変えることができる複同調回路を提供する
ことを目的とする。
ので、入力信号の周波数帯域全般にわたつて均一
な複同調特性をもち、通過帯域の波形をくずすこ
となく、所望の周波数にトラツプを形成すること
ができ、通過帯域とトラツプ周波数を連動して広
範囲で変えることができる複同調回路を提供する
ことを目的とする。
この発明は、入力端子、出力端子にそれぞれ交
流的に結合される共振線路素子と、各共振線路素
子の両端に接続される可変容量ダイオードと、ま
た一端がそれぞれ入力端子、出力端子に接続され
他端が開放され電磁的に結合する開放スタブと、
両共振線路素子間に介在されるマイクロストリツ
プ線路素子を有し両共振線路素子間の結合度を調
整可能な手段とを有するように構成されるもので
ある。
流的に結合される共振線路素子と、各共振線路素
子の両端に接続される可変容量ダイオードと、ま
た一端がそれぞれ入力端子、出力端子に接続され
他端が開放され電磁的に結合する開放スタブと、
両共振線路素子間に介在されるマイクロストリツ
プ線路素子を有し両共振線路素子間の結合度を調
整可能な手段とを有するように構成されるもので
ある。
以下、図面を参照してこの発明の一実施例を詳
細に説明する。第３図は一実施例の複同調回路を
示す回路図である。図示の複同調回路は、まず入
力コンデンサ３５を介して入力端子INTに交流
的に結合される共振線路素子３６及び可変容量ダ
イオード３７，３８から成る第１の共振回路と、
出力コンデンサ３９を介して出力端子OUTに交
流的に結合される共振線路素子４０及び可変容量
ダイオード４１，４２から成る第２の共振回路
と、共振線路素子３６，４０とそれぞれ並列に設
けられた開放スタブ４３，４４を有する。可変容
量ダイオード３７，３８はそれぞれ共振線路素子
３６の一端及び他端にカソードが接続され、アノ
ードは基準電位端に接続されている。可変容量ダ
イオード４１，４２も同様にそれぞれカソードが
共振線路素子４０の一端及び他端に接続され、ア
ノードは基準電位端に接続されている。開放スタ
ブ４３，４４はそれぞれ一端が入力端子INT、
出力端子OUTに接続され、他端が開放された線
路素子であつて、お互いに電磁的に結合するよう
に配置されている。
細に説明する。第３図は一実施例の複同調回路を
示す回路図である。図示の複同調回路は、まず入
力コンデンサ３５を介して入力端子INTに交流
的に結合される共振線路素子３６及び可変容量ダ
イオード３７，３８から成る第１の共振回路と、
出力コンデンサ３９を介して出力端子OUTに交
流的に結合される共振線路素子４０及び可変容量
ダイオード４１，４２から成る第２の共振回路
と、共振線路素子３６，４０とそれぞれ並列に設
けられた開放スタブ４３，４４を有する。可変容
量ダイオード３７，３８はそれぞれ共振線路素子
３６の一端及び他端にカソードが接続され、アノ
ードは基準電位端に接続されている。可変容量ダ
イオード４１，４２も同様にそれぞれカソードが
共振線路素子４０の一端及び他端に接続され、ア
ノードは基準電位端に接続されている。開放スタ
ブ４３，４４はそれぞれ一端が入力端子INT、
出力端子OUTに接続され、他端が開放された線
路素子であつて、お互いに電磁的に結合するよう
に配置されている。
さらに、図示の複同調回路では、共振線路素子
３６，４０との間に、各共振回路の両側の基準電
位端からマイクロストリツプ線路素子より成る開
放スタブ４５，４６が介在されている。この開放
スタブ４５，４６の他端は開放されており、この
開放端の距離によつて共振線路素子３６，４０の
結合度が変化する。また、可変容量ダイオード３
７，４１のカソードと共振線路素子３６，４０と
の接続点には端子４７より抵抗４８，４９を介し
て制御電圧が印加される。
３６，４０との間に、各共振回路の両側の基準電
位端からマイクロストリツプ線路素子より成る開
放スタブ４５，４６が介在されている。この開放
スタブ４５，４６の他端は開放されており、この
開放端の距離によつて共振線路素子３６，４０の
結合度が変化する。また、可変容量ダイオード３
７，４１のカソードと共振線路素子３６，４０と
の接続点には端子４７より抵抗４８，４９を介し
て制御電圧が印加される。
上記構成によれば、共振線路素子３６，４０に
並列に設けられた開放スタブ４３，４４の結合度
を調整することにより、第４図に於ける入力周波
数に対するトラツプ周波数Ａを入力周波数に対す
る通過帯域Ｂの調整に関係なく設定することがで
きる。したがつて、確実にイメージ周波数帯にト
ラツプ周波数合わすことができる。また、共振線
路素子３６，４０の両端にそれぞれ可変容量ダイ
オード３７，３８及び４１，４２を設けたことに
より、広範囲な可変周波数を容易に得ることがで
きる。さらに、２つの共振線路素子３６，４０の
間に設けたマイクロストリツプ線路より鳴る開放
スタブ４５，４６の間の距離を変えることによ
り、共振線路３６，４０の結合度を変えることが
できる。
並列に設けられた開放スタブ４３，４４の結合度
を調整することにより、第４図に於ける入力周波
数に対するトラツプ周波数Ａを入力周波数に対す
る通過帯域Ｂの調整に関係なく設定することがで
きる。したがつて、確実にイメージ周波数帯にト
ラツプ周波数合わすことができる。また、共振線
路素子３６，４０の両端にそれぞれ可変容量ダイ
オード３７，３８及び４１，４２を設けたことに
より、広範囲な可変周波数を容易に得ることがで
きる。さらに、２つの共振線路素子３６，４０の
間に設けたマイクロストリツプ線路より鳴る開放
スタブ４５，４６の間の距離を変えることによ
り、共振線路３６，４０の結合度を変えることが
できる。
上記構成によれば、開放スタブ４３，４４の結
合度を調整することにより、第４図に於けるトラ
ツプ周波数Ａを通過帯域Ｂの波形に関係なく調整
することができる。つまり、通過帯域Ｂの波形を
くずすことなく、イメージ周波数帯にトラツプ周
波数を合わせることができる。また、各共振線路
素子３６，４０の両端に可変容量ダイオード３
７，３８及び４１，４２を設けたので、入力信号
の通過帯域とトラツプ周波数との可変周波数範囲
の広範囲化が図られる。また、共振線路素子３６
と４０との間に介在されたマイクロストリツプ線
路素子より成る開放スタブ４５，４６の距離を変
えることにより、共振線路素子３６，４０の結合
度を調整することができ、したがつて、通過帯域
の波形を整形することができる。
合度を調整することにより、第４図に於けるトラ
ツプ周波数Ａを通過帯域Ｂの波形に関係なく調整
することができる。つまり、通過帯域Ｂの波形を
くずすことなく、イメージ周波数帯にトラツプ周
波数を合わせることができる。また、各共振線路
素子３６，４０の両端に可変容量ダイオード３
７，３８及び４１，４２を設けたので、入力信号
の通過帯域とトラツプ周波数との可変周波数範囲
の広範囲化が図られる。また、共振線路素子３６
と４０との間に介在されたマイクロストリツプ線
路素子より成る開放スタブ４５，４６の距離を変
えることにより、共振線路素子３６，４０の結合
度を調整することができ、したがつて、通過帯域
の波形を整形することができる。
なお、開放スタブ４５，４６の距離は、結合度
の調整によつては０となることもある。したがつ
て、共振線路素子３６，４０の間に介在されるマ
イクロストリツプ線路素子としては、両端が基準
電位端に接続された１本のマイクロストリツプ接
地導体であつてもよく、共振線路素子３６，４０
間に基準電位端に接続されたマイクロストリツプ
素子を配置する構成は全てこの発明は含まれる。
また、共振線路素子３６，４０を入出力端子
INT，OUTに交流的に結合する構成としては、
コンデンサによる容量結合に限らず、開放スタブ
４３，４４とそれぞれ並列に構成される短絡スタ
ブによつて共振線路素子３６，４０をそれぞれ入
力端子INT、出力端子OUTに電磁的に結合する
構成であつてもよい。
の調整によつては０となることもある。したがつ
て、共振線路素子３６，４０の間に介在されるマ
イクロストリツプ線路素子としては、両端が基準
電位端に接続された１本のマイクロストリツプ接
地導体であつてもよく、共振線路素子３６，４０
間に基準電位端に接続されたマイクロストリツプ
素子を配置する構成は全てこの発明は含まれる。
また、共振線路素子３６，４０を入出力端子
INT，OUTに交流的に結合する構成としては、
コンデンサによる容量結合に限らず、開放スタブ
４３，４４とそれぞれ並列に構成される短絡スタ
ブによつて共振線路素子３６，４０をそれぞれ入
力端子INT、出力端子OUTに電磁的に結合する
構成であつてもよい。
このようにこの発明によれば、入力信号の周波
数帯域全般にわたつて均一な複同調特性をもち、
通過帯域の波形をくずすことなく、所望の周波数
にトラツプを形成することができ、通過帯域とト
ラツプ周波数を広範囲で変えることができる複同
調回路を提供することができる。
数帯域全般にわたつて均一な複同調特性をもち、
通過帯域の波形をくずすことなく、所望の周波数
にトラツプを形成することができ、通過帯域とト
ラツプ周波数を広範囲で変えることができる複同
調回路を提供することができる。
第１図はSHF衛星放送受信システムにおいて
UHF帯の信号に変換された放送信号をVHF帯の
信号に変換するコンバータを示すブロツク図、第
２図はテレビジヨン受像機のUHFチユーナ装置
に用いられる段間複同調回路を示す回路図、第３
図はこの発明に係る複同調回路の一実施例を示す
回路図、第４図は通過帯域波形及びトラツプ周波
数を示す特性図である。 ３５……入力コンデンサ、３６，４０……共振
線路、３７，３８，４１，４２……可変容量コン
デンサ、３９……出力コンデンサ、４３，４４，
４５，４６……開放スタブ、４７……端子、４
８，４９……抵抗、INT……入力端子、OUT…
…出力端子。
UHF帯の信号に変換された放送信号をVHF帯の
信号に変換するコンバータを示すブロツク図、第
２図はテレビジヨン受像機のUHFチユーナ装置
に用いられる段間複同調回路を示す回路図、第３
図はこの発明に係る複同調回路の一実施例を示す
回路図、第４図は通過帯域波形及びトラツプ周波
数を示す特性図である。 ３５……入力コンデンサ、３６，４０……共振
線路、３７，３８，４１，４２……可変容量コン
デンサ、３９……出力コンデンサ、４３，４４，
４５，４６……開放スタブ、４７……端子、４
８，４９……抵抗、INT……入力端子、OUT…
…出力端子。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 入力端子に交流的に結合された共振線路素子
の両端に可変容量ダイオードを有して成る第１の
共振回路と、出力端子に交流的に結合された共振
線路素子の両端に可変容量ダイオードを接続して
成る第２の共振回路と、一端がそれぞれ前記入力
端子あるいは出力端子に接続され他端が開放され
電磁的に結合するように配置された開放スタブ
と、前記第１，第２の共振回路の共振線路素子間
に介在されるマイクロストリツプ線路素子を有し
両共振線路素子間の結合度を調整する結合度調整
手段とを具備した複同調回路。 ２ 前記結合度調整手段は一端がそれぞれ基準電
位端に接続され他端が開放されたマイクロストリ
ツプ線路素子から成る開放スタブとすることを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載の複同調回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15094082A JPS5940724A (ja) | 1982-08-31 | 1982-08-31 | 複同調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15094082A JPS5940724A (ja) | 1982-08-31 | 1982-08-31 | 複同調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5940724A JPS5940724A (ja) | 1984-03-06 |
| JPH047136B2 true JPH047136B2 (ja) | 1992-02-10 |
Family
ID=15507734
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15094082A Granted JPS5940724A (ja) | 1982-08-31 | 1982-08-31 | 複同調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5940724A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0744480B2 (ja) * | 1987-10-20 | 1995-05-15 | 株式会社富士通ゼネラル | 衛星放送テレビ受信機のチューナ回路 |
| FI121515B (fi) * | 2004-06-08 | 2010-12-15 | Filtronic Comtek Oy | Säädettävä resonaattorisuodatin |
-
1982
- 1982-08-31 JP JP15094082A patent/JPS5940724A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5940724A (ja) | 1984-03-06 |
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