JPH0428164B2 - - Google Patents
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- JPH0428164B2 JPH0428164B2 JP3568985A JP3568985A JPH0428164B2 JP H0428164 B2 JPH0428164 B2 JP H0428164B2 JP 3568985 A JP3568985 A JP 3568985A JP 3568985 A JP3568985 A JP 3568985A JP H0428164 B2 JPH0428164 B2 JP H0428164B2
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- Japan
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- capacitor
- circuit
- signal
- transistor
- emitter
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 30
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 8
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 2
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 2
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 2
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は、バイポーラトランジスタを用いた
混合回路に関する。
混合回路に関する。
SHF帯を利用した衛星放送では、衛星から送
られてくるSHF帯の放送信号は、パラボラ・ア
ンテナで受信され、アンテナに付属した屋外の第
１のコンバータでUHF帯（約１〜1.5GHz）の信
号群に変換される。この信号のチユーナ部におけ
る第２のコンバータでVHF帯の定められた周波
数（134.26MHz）信号に変換される。
られてくるSHF帯の放送信号は、パラボラ・ア
ンテナで受信され、アンテナに付属した屋外の第
１のコンバータでUHF帯（約１〜1.5GHz）の信
号群に変換される。この信号のチユーナ部におけ
る第２のコンバータでVHF帯の定められた周波
数（134.26MHz）信号に変換される。
第３図は上記第２のコンバータの、ブロツク図
である。端子１１に印加されたUHF帯（約１〜
1.5GHz）の信号は、増幅回路１２、可変前段選
択回路１３を介して混合回路１４に入力する。こ
の混合回路１４においては、局部発振器１５から
の局部発振信号（約1.14〜1.64GHz）を用いて、
UHF帯の信号をVHF帯の信号（134.26MHz）に
変換する。すなわち、上側ヘテロダイン方式によ
る信号受信がおこなわれている。このように得ら
れたVHF帯の信号は、増幅回路１６、後段選択
回路１７，増幅回路１８を介して端子１９に導か
れる。
である。端子１１に印加されたUHF帯（約１〜
1.5GHz）の信号は、増幅回路１２、可変前段選
択回路１３を介して混合回路１４に入力する。こ
の混合回路１４においては、局部発振器１５から
の局部発振信号（約1.14〜1.64GHz）を用いて、
UHF帯の信号をVHF帯の信号（134.26MHz）に
変換する。すなわち、上側ヘテロダイン方式によ
る信号受信がおこなわれている。このように得ら
れたVHF帯の信号は、増幅回路１６、後段選択
回路１７，増幅回路１８を介して端子１９に導か
れる。
ここで、上記第２のコンバータにおいては、入
力信号の信号帯域すべてにおいて、フラツトな変
換利得をもつ混合回路が要求されている。
力信号の信号帯域すべてにおいて、フラツトな変
換利得をもつ混合回路が要求されている。
一般的な混合回路としては、第４図に示したト
ランジスタ混合回路がある。
ランジスタ混合回路がある。
トランジスタ２４のベースには端子２１を介し
て入力信号が供給されるとともに、局部発振信号
源２２、結合コンデンサ２３を介して局部発振信
号が供給される。
て入力信号が供給されるとともに、局部発振信号
源２２、結合コンデンサ２３を介して局部発振信
号が供給される。
抵抗２５，２６，２７はバイアス抵抗，２８は
電源端子である。また、抵抗３０はエミツタ抵
抗，２９はバイパスコンデンサである。出力は、
コレクタからとりだされ、コンデンサ３１とコイ
ル３２でなるローパスフイルタを介して端子２３
に導出される。
電源端子である。また、抵抗３０はエミツタ抵
抗，２９はバイパスコンデンサである。出力は、
コレクタからとりだされ、コンデンサ３１とコイ
ル３２でなるローパスフイルタを介して端子２３
に導出される。
ここで、入力信号と局部発振信号とは、コンデ
ンサ３１で接地され、出力端子３３にはあらわれ
ない。この回路では、周波数が高くなると、変換
利得が低下してしまうという性質がある。（第２
図の破線参照） これは、トランジスタ２４のエミツタ・アース
間のコンデンサ２９及びコレクタ出力の供給され
るコンデンサ３１のインピーダンスが局部発振信
号の周波数に対して高くなつてしまい、接地が不
十分な状態となるためである。即ち、入力周波数
が高くなると、トランジスタ２４のベースから見
たコンデンサ２９には等価的には直列インダクタ
ンスが現れるようになり、これが無視できなくな
るからである。するとトランジスタ２４のベース
側の信号振幅が低減することになり結果的に利得
が低下することになる。なお、各コンデンサとし
ては、低コストな積層コンデンサを用いている。
ンサ３１で接地され、出力端子３３にはあらわれ
ない。この回路では、周波数が高くなると、変換
利得が低下してしまうという性質がある。（第２
図の破線参照） これは、トランジスタ２４のエミツタ・アース
間のコンデンサ２９及びコレクタ出力の供給され
るコンデンサ３１のインピーダンスが局部発振信
号の周波数に対して高くなつてしまい、接地が不
十分な状態となるためである。即ち、入力周波数
が高くなると、トランジスタ２４のベースから見
たコンデンサ２９には等価的には直列インダクタ
ンスが現れるようになり、これが無視できなくな
るからである。するとトランジスタ２４のベース
側の信号振幅が低減することになり結果的に利得
が低下することになる。なお、各コンデンサとし
ては、低コストな積層コンデンサを用いている。
この発明は上記の点に着目してなされたもの
で、入力信号の帯域にわたつて、できるかぎりフ
ラツトな変換利得を得るバイポーラトランジスタ
を用いた混合回路を提供することを目的とする。
で、入力信号の帯域にわたつて、できるかぎりフ
ラツトな変換利得を得るバイポーラトランジスタ
を用いた混合回路を提供することを目的とする。
この発明では、上記目的を達成するために、第
１図に示すように、混合トランジスタ４４のコレ
クタ側で、所望周波数の上限付近で直列共振回路
を形成する接地容量つまりコンデンサ５２，５３
とインダクタ５１を設け、また、エミツタ側にあ
つてもコンデンサ５２，コイル５１による直列共
振回路が形成されるようにしたものである。
１図に示すように、混合トランジスタ４４のコレ
クタ側で、所望周波数の上限付近で直列共振回路
を形成する接地容量つまりコンデンサ５２，５３
とインダクタ５１を設け、また、エミツタ側にあ
つてもコンデンサ５２，コイル５１による直列共
振回路が形成されるようにしたものである。
以下この発明の一実施例を図面を参照して説明
する。
する。
第１図は、例えば衛星放送受信機の第２コンバ
ータにおける混合回路であり、端子４１には、入
力信号（約１〜1.5GHz）が入力される。この信
号は、局部発振信号４２から結合コンデンサ４３
を介して印加されている局部発振信号（約1.14〜
1.64GHz）とともにバイポーラトランジスタ４４
のベースに入力される。このトランジスタ４４の
ベースは、バイアス用の抵抗４５を介して接地さ
れ、また抵抗４６を介して電源端子４８に接続さ
れている。さらに、コレクタには、抵抗４７を介
して電源電圧が供給されている。更に、トランジ
スタ４４のエミツタは、バイパスコンデンサ４
９，抵抗５０の並列回路を介して接地されるとと
もに、インダクタ５１，コンデンサ５２の直列回
路を介して接地される。出力は、コレクタから導
出されるもので、コレクタ・エミツタ間に接続さ
れたコンデンサ５３及びインダクタ５４からなる
ローパスフイルタを介して出力端子５５に導出さ
れる。
ータにおける混合回路であり、端子４１には、入
力信号（約１〜1.5GHz）が入力される。この信
号は、局部発振信号４２から結合コンデンサ４３
を介して印加されている局部発振信号（約1.14〜
1.64GHz）とともにバイポーラトランジスタ４４
のベースに入力される。このトランジスタ４４の
ベースは、バイアス用の抵抗４５を介して接地さ
れ、また抵抗４６を介して電源端子４８に接続さ
れている。さらに、コレクタには、抵抗４７を介
して電源電圧が供給されている。更に、トランジ
スタ４４のエミツタは、バイパスコンデンサ４
９，抵抗５０の並列回路を介して接地されるとと
もに、インダクタ５１，コンデンサ５２の直列回
路を介して接地される。出力は、コレクタから導
出されるもので、コレクタ・エミツタ間に接続さ
れたコンデンサ５３及びインダクタ５４からなる
ローパスフイルタを介して出力端子５５に導出さ
れる。
上記した混合回路によると、所望周波数の上限
付近の信号が出力されると、トランジスタ４４の
コレクタ側では、コンデンサ５３，インダクタ５
１，コンデンサ５２による直列共振回路、エミツ
タ側では、インダクタ５１，コンデンサ５２によ
る直列共振回路を形成し、高域の変換利得を上げ
ることができる。例えば、この実施例では、コン
デンサ４９は1000pF，インダクタ５１は２ｍＨ、
コンデンサ５２は20pF，コンデンサ５３は5pFで
あつたが、コレクタ・接地間のコンデンサ５３，
インダクタ５１、コンデンサ５２による直列共振
回路の共振周波数が約1.4GHzとなり、局部発振
信号の上限付近でのインピーダンスは低くなつ
た。またエミツタ側については、コンデンサ４９
に対してさらにコンデンサ５２が加わつたため、
接地インピーダンスはさらに低くなり、結果とし
て変換利得が向上した。つまり、第２図に示す実
線のように、往来に比べて変換利得がフラツトに
なり改善が得られた。これは各素子の値の選定に
より、目的とする周波数（第２図の1300〜1500M
Hz）付近で共振を得るようにし、これ以下の周波
数領域ではこれらのコンデンサ５２，５３、イン
ダクタ５１，５４、による回路が低域通過フイル
タとして機能するようにしているからである。
付近の信号が出力されると、トランジスタ４４の
コレクタ側では、コンデンサ５３，インダクタ５
１，コンデンサ５２による直列共振回路、エミツ
タ側では、インダクタ５１，コンデンサ５２によ
る直列共振回路を形成し、高域の変換利得を上げ
ることができる。例えば、この実施例では、コン
デンサ４９は1000pF，インダクタ５１は２ｍＨ、
コンデンサ５２は20pF，コンデンサ５３は5pFで
あつたが、コレクタ・接地間のコンデンサ５３，
インダクタ５１、コンデンサ５２による直列共振
回路の共振周波数が約1.4GHzとなり、局部発振
信号の上限付近でのインピーダンスは低くなつ
た。またエミツタ側については、コンデンサ４９
に対してさらにコンデンサ５２が加わつたため、
接地インピーダンスはさらに低くなり、結果とし
て変換利得が向上した。つまり、第２図に示す実
線のように、往来に比べて変換利得がフラツトに
なり改善が得られた。これは各素子の値の選定に
より、目的とする周波数（第２図の1300〜1500M
Hz）付近で共振を得るようにし、これ以下の周波
数領域ではこれらのコンデンサ５２，５３、イン
ダクタ５１，５４、による回路が低域通過フイル
タとして機能するようにしているからである。
上記したように、この発明は、低減を必要とす
る信号の所望周波数の上限付近で、コレクタ側、
エミツタ側に直列共振回路を形成してインピーダ
ンスを下げ、バイパス信号に対して十分な接地を
可能にし、所望周波数の上限付近の変換利得を上
げることができ、結果としてフラツトな利得を得
るバイポーラトランジスタを用いた混合回路を提
供できる。
る信号の所望周波数の上限付近で、コレクタ側、
エミツタ側に直列共振回路を形成してインピーダ
ンスを下げ、バイパス信号に対して十分な接地を
可能にし、所望周波数の上限付近の変換利得を上
げることができ、結果としてフラツトな利得を得
るバイポーラトランジスタを用いた混合回路を提
供できる。
第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第
２図はこの発明の回路と往来の回路の変換利得の
特性を比較して示す特性図、第３図は衛星放送受
信機の第２コンバータを示すブロツク図、第４図
は従来の混合回路を示す回路図である。 ４４……トランジスタ、４９，５２，５３……
コンデンサ、５１，５４……インダクタ。
２図はこの発明の回路と往来の回路の変換利得の
特性を比較して示す特性図、第３図は衛星放送受
信機の第２コンバータを示すブロツク図、第４図
は従来の混合回路を示す回路図である。 ４４……トランジスタ、４９，５２，５３……
コンデンサ、５１，５４……インダクタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ベースに第１及び第２の入力信号が入力され
るエミツタ接地型のバイポーラトランジスタと、 このトランジスタのエミツタと接地間に接続さ
れた第１の接地容量と、 この第１の接地容量に並列に接続され、直列に
インダクタンスを有する第２の接地容量と、 前記トランジスタのコレクタ・エミツタ間に接
続された容量とを具備したことを特徴とするバイ
ポーラトランジスタを用いた混合回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3568985A JPS61195012A (ja) | 1985-02-25 | 1985-02-25 | バイポ−ラトランジスタを用いた混合回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3568985A JPS61195012A (ja) | 1985-02-25 | 1985-02-25 | バイポ−ラトランジスタを用いた混合回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61195012A JPS61195012A (ja) | 1986-08-29 |
| JPH0428164B2 true JPH0428164B2 (ja) | 1992-05-13 |
Family
ID=12448863
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3568985A Granted JPS61195012A (ja) | 1985-02-25 | 1985-02-25 | バイポ−ラトランジスタを用いた混合回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61195012A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0774546A (ja) * | 1993-09-03 | 1995-03-17 | Nec Corp | ミクサ回路 |
-
1985
- 1985-02-25 JP JP3568985A patent/JPS61195012A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61195012A (ja) | 1986-08-29 |
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