JPH0151085B2 - - Google Patents

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JPH0151085B2
JPH0151085B2 JP1174583A JP1174583A JPH0151085B2 JP H0151085 B2 JPH0151085 B2 JP H0151085B2 JP 1174583 A JP1174583 A JP 1174583A JP 1174583 A JP1174583 A JP 1174583A JP H0151085 B2 JPH0151085 B2 JP H0151085B2
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JP
Japan
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circuit
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converter
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JP1174583A
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English (en)
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JPS59138110A (ja
Inventor
Hideki Oodo
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Toshiba Corp
Original Assignee
Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
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Publication date
Application filed by Tokyo Shibaura Electric Co Ltd filed Critical Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
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Description

【発明の詳細な説明】 [発明の技術分野] 本発明は高周波増幅回路に係り、特にSHF帯
(3〜30GHz)の衛星放送受信システムに関して、
第1コンバータにてUHF帯(300MHz〜3GHz)
の信号に変換された放送信号をさらにVHF帯
(30〜300MHz)の信号に変換する第2コンバータ
において用いられる例えば1GHz帯の高周波増幅
回路に関する。
[発明の技術的背景とその問題点] 一般に、SHF帯周波数信号の受信システム、
例えばSHF帯衛星放送受信システムでは、衛星
からのSHF帯のFM波(周波数変調波)放送信号
(11.7〜12.2GHz)はパラボラアンテナで受信さ
れ、アンテナに付設された第1コンバータで
UHF帯の信号(1〜1.5GHz)に変換される。こ
の信号は室内に設けられた第2コンバータで
VHF帯の定められた周波数(130MHz)の信号に
変換される。さらに、この第2コンバータで変換
された信号はFM復調回路に通され、ベースバン
ド信号又は高周波信号に変換され、一般のテレビ
ジヨン受像機に供給される。このように、SHF
帯の衛星放送受信システムでは、衛星からの放送
信号を第1、第2コンバータで周波数変換し、ベ
ースバンド信号又は高周波信号として一般のテレ
ビジヨン受像機に供給している。
第1図はSHF帯衛星放送受信システムにおけ
る第2コンバータのブロツク図である。
第1図に示すように、入力端子1に印加された
UHF帯の信号は増幅回路2、可変前段選択回路
3を介して混合回路4に供給される。そして、ロ
ーカルオシレータ5からの局部発振信号を用いて
VHF帯の信号に変換される。この信号は増幅回
路6、後段選択回路7、増幅回路8を介して出力
端子9に導かれ、次段の図示しないFM復調回路
に供給されるようになつている。なお、ローカル
オシレータ5の発振周波数と、前段選択回路3の
選択周波数とは連動して調整されるようになつて
いる。このように、第2コンバータは周波数1〜
1.5GHzの信号を周波数130MHzの信号に変換して
いる。
ところで、第1コンバータに入力されるSHF
帯の入力レベルには変動があり、また第1コンバ
ータの増幅度、第1コンバータと第2コンバータ
間のケーブル損失には差異が生じるため第2コン
バータの入力信号レベルに変動を生じる。そのた
め、第2コンバータとしては、入力ダイナミツク
レンジが広く、低雑音のものが要求される。
上記の条件を満たすような入力増幅回路2とし
ては、デユアルゲートFET(電界効果トランジス
タ)を用い利得調整を行うことが考えられるが、
この場合次のような問題がある。FETは一般に
入力インピーダンスが高いので、入力段にFET
を配置した場合、入力VSWR(voltage standing
wave ratio、一般に電圧定在波比と言われる)
が悪化する。このため、一般のテレビジヨン受像
機のUHF用チユーナ装置における入力回路のよ
うに同調回路を用いた構成とすればよいが、同調
回路による通過損失のためにNF(雑音指数)が
悪化する。
そこで良好な入力VSWRを得やすいトランジ
スタを入力段に構成し、次段にFETを構成する
ことにより、上記問題を解決することが考えられ
る。しかしながら、この場合にも問題があり、ト
ランジスタとFETの結合インピーダンスの影響
で全帯域に亘つて平坦な周波数特性をもつた増幅
器が容易に得られないという不都合がある。
[発明の目的] 本発明は上述した点に鑑み、入力信号の周波数
帯域全般に亘つて増幅度、雑音指数、入力ダイナ
ミツクレンジ並びに入力VSWRの優れた高周波
増幅回路を提供することを目的とする。
[発明の概要] 本発明の高周波増幅回路は、入力段にバイポー
ラトランジスタを用いた増幅回路を配置し、2段
目にデユアルゲートFETを用いた増幅回路を縦
続接続し、その段間に橋路T形バンドパスフイル
タと短絡スタブとから成る周波数特性補正回路を
配置すると共にデユアルゲートFETにて利得調
整を行うように構成するものである。
[発明の実施例] 以下、図面に基づいて本発明の実施例を説明す
る。
第2図は本発明に係る高周波増幅回路の回路図
である。
この実施例では、SHF帯衛星放送受信システ
ムにおける第2コンバータの入力増幅回路につい
て説明する。
第2図において、入力端子10は入力整合回路
11、結合コンデンサ12を介してバイポーラト
ランジスタ(以下単にトランジスタという)13
のベースに接続し、このトランジスタ13のエミ
ツタはコンバータ14と抵抗15を並列して接地
されている。また、トランジスタ13のコレクタ
は結合コンデンサ16と橋絡T形バンドパスフイ
ルタ17と短絡スタブと結合コンデンサ19を経
てデユアルゲートFET20の第1ゲート(入力
ゲート)G1に接続している。橋絡T形バンドパ
スフイルタ17は、抵抗21と抵抗22を直列接
続し、その接続点に一端を接地したインダクタ線
路23を接続し、抵抗21と抵抗22の直列回路
の両端にコンデンサ24とコイル25を直列接続
して構成している。デユアルゲートFET20の
ソースSはコンデンサ26と抵抗27を並列にし
て接地されている。また、デユアルゲートFET
20の第2ゲートG2はコンデンサ28を介して
交流的に接地されると共に利得制御電圧端子29
に接続し、デユアルゲートFET20のドレイン
Dは結合コンデンサ30を介して出力端子31を
接続し、さらに次段の選択回路(図示略)に接続
している。そして、トランジスタ13及びデユア
ルゲートFET20はB電源端子32より直流電
圧が供給されている。即ち、B電源端子32には
抵抗33,34を直列接続し、その一端を接地
し、抵抗33,34の接続点を抵抗35、チヨー
クコイル36を介してトランジスタ13のベース
に接続する一方、コンデンサ37を介して交流的
に接地している。また、B電源端子32は低抗3
8、チヨークコイル39を介してトランジスタ1
3のコレクタに接続する一方、抵抗38、チヨー
クコイル39の接続点をコンデンサ40を介して
交流的に接地している。さらに、B電源端子32
は抵抗41,42を介してデユアルゲートFET
20の第1ゲーG1に接続する一方、抵抗41,
42の接続点にの抵抗43を介して接地し、所定
の直流電圧を第1ゲートG1に与え、かつB電源
端子32からチヨークコイル44を介してドレイ
ンDに直流電圧を供給している。なお、入力整合
回路11、インダクタ線路23、短絡スタブ18
は印刷基板上に形成された例えばマイクロストリ
ツプ線路で構成され、トランジスタ13には
NPN型バイポーラトランジスタを使用し、デユ
アルゲートFET20には接合型FETを使用して
いる。トランジスタ13にPNP型トランジスタ
を使用し、デユアルゲートFET20にMOS型
FETを使用することも可能である。
このような構成においては、第1コンバータに
て周波数変換されたUHF帯の信号(1〜1.5GHz)
は、入力端子10から整合回路11を経てトラン
ジスタ13にて増幅され、さらに橋絡T形バンド
パスフイルタ17と短絡スタブ18を経てデユア
ルゲートFET20にて増幅されると共にFET2
0の第2ゲートG2の直流バイアス値を変えるこ
とによつて増幅度が制御される。そして、出力端
子31に導かれ、次段の図示しない選択回路へ入
力される。この場合、入力VSWRは入力整合回
路11で改善され、また次に述べるようにトラン
ジスタ13とFET20の総合利得の周波数特性
は橋絡T形バンドパスフイルタ17と短絡スタブ
18によつてフラツト補正される。
次に、橋絡T形バンドパスフイルタ17と短絡
スタブ18による周波数特性の補正について説明
する。
すなわち、橋絡T形バンドパスフイルタに関し
ては、例えば電子通信学会論文誌′78/3 Vol.
J61−B No.3 P196〜203に掲載された「整合型
増幅器を用いたマイクロ波帯トランジスタ増幅
器」に報告されているように、バイポーラトラン
ジスタの増幅器の周波数特性が橋絡T形バンドパ
スフイルタを用いることによつて広帯域にフラツ
トな特性となることが知られている。しかし、上
記の回路のようにトランジスタ回路の後段に
FET回路を縦続接続する場合には、橋絡T形バ
ンドパスフイルタだけではこのバンドパスフイル
タ接続による影響がFET出力に表われてフラツ
トにならない。そこで、橋絡T形バンドパスフイ
ルタの中心周波数を所望の通過周波数帯域(1〜
1.5GHz)の高い側に設定し、短絡スタブ18の
共振周波数を低い側に選定することにより通過周
波数帯域全般に亘つて平坦な利得特性を得ること
ができる。なお、橋絡T形バンドパスフイルタ1
7と短絡スタブ18は集中定数回路で構成する場
合は、コイルとコンバータによる並列共振回路に
置き換えることが可能である。
[発明の効果] 以上述べたように本発明によれば、トランジス
タで構成された回路とデユアルゲートFETで構
成された回路を縦続接続し、これらの回路間に橋
絡T形バンドパスフイルタと短絡スタブを配置し
て周波数特性の補正を行うようにし、デユアルゲ
ートFETで利得制御するように構成したので、
トランジスタに入力整合手段を付加することによ
り容易に良好な入力VSWRを得ることができ、
また入力信号の周波数帯域全般に亘つて平坦な利
得特性が得られ、さらにデユアルゲートFETに
よる利得特性によつて広範な入力信号レベルに亘
つて低い歪特性を持つた高周波増幅回路を提供す
ることができるという利点がある。この結果、例
えばSHF帯衛星放送受信システムの第2コンバ
ータの入力増幅回路として用いれば、入力ダイナ
ミツクレンジが広く、低雑音で、かつ広帯域な第
2コンバータを実現できる。
【図面の簡単な説明】
第1図はSHF帯衛星放送受信システムに用い
られる第2コンバータを示すブロツク図、第2図
は本発明に係る高周波増幅回路の回路図である。 10……入力端子、11……入力整合回路、1
3……バイポーラトランジスタ、17……橋絡T
形バンドパスフイルタ、18……短絡スタブ、2
0……デユアルゲート電界効果トランジスタ、2
9……利得制御電圧端子、31……出力端子、3
2……B電源端子。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. 1 バイポーラトランジスタで構成された第1の
    増幅回路と、デユアルゲート電界効果トランジス
    タで構成された第2の増幅回路とを縦続接続し、
    前記第1、第2の増幅回路間にその中心周波数が
    信号通過周波数帯域の高域側に制限される橋絡T
    形バンドパスフイルタとその共振周波数が前記周
    波数帯域の低減側に設定される短絡スタブを配置
    するとともに、前記第2の増幅回路に利得調整機
    能を持たせたことを特徴とする高周波増幅回路。
JP1174583A 1983-01-27 1983-01-27 高周波増幅回路 Granted JPS59138110A (ja)

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JP1174583A JPS59138110A (ja) 1983-01-27 1983-01-27 高周波増幅回路

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JP1174583A JPS59138110A (ja) 1983-01-27 1983-01-27 高周波増幅回路

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JPS59138110A JPS59138110A (ja) 1984-08-08
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JPS6454915A (en) * 1987-08-26 1989-03-02 Matsushita Electric Ind Co Ltd Amplifier circuit
JP2752883B2 (ja) * 1993-06-11 1998-05-18 日本電気株式会社 高周波増幅器

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