JPH0151085B2 - - Google Patents
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- JPH0151085B2 JPH0151085B2 JP1174583A JP1174583A JPH0151085B2 JP H0151085 B2 JPH0151085 B2 JP H0151085B2 JP 1174583 A JP1174583 A JP 1174583A JP 1174583 A JP1174583 A JP 1174583A JP H0151085 B2 JPH0151085 B2 JP H0151085B2
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 7
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 7
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 16
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 8
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 5
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 5
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
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- Amplifiers (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の技術分野］
本発明は高周波増幅回路に係り、特にSHF帯
（３〜30GHz）の衛星放送受信システムに関して、
第１コンバータにてUHF帯（300MHz〜3GHz）
の信号に変換された放送信号をさらにVHF帯
（30〜300MHz）の信号に変換する第２コンバータ
において用いられる例えば1GHz帯の高周波増幅
回路に関する。
（３〜30GHz）の衛星放送受信システムに関して、
第１コンバータにてUHF帯（300MHz〜3GHz）
の信号に変換された放送信号をさらにVHF帯
（30〜300MHz）の信号に変換する第２コンバータ
において用いられる例えば1GHz帯の高周波増幅
回路に関する。
［発明の技術的背景とその問題点］
一般に、SHF帯周波数信号の受信システム、
例えばSHF帯衛星放送受信システムでは、衛星
からのSHF帯のFM波（周波数変調波）放送信号
（11.7〜12.2GHz）はパラボラアンテナで受信さ
れ、アンテナに付設された第１コンバータで
UHF帯の信号（１〜1.5GHz）に変換される。こ
の信号は室内に設けられた第２コンバータで
VHF帯の定められた周波数（130MHz）の信号に
変換される。さらに、この第２コンバータで変換
された信号はFM復調回路に通され、ベースバン
ド信号又は高周波信号に変換され、一般のテレビ
ジヨン受像機に供給される。このように、SHF
帯の衛星放送受信システムでは、衛星からの放送
信号を第１、第２コンバータで周波数変換し、ベ
ースバンド信号又は高周波信号として一般のテレ
ビジヨン受像機に供給している。
例えばSHF帯衛星放送受信システムでは、衛星
からのSHF帯のFM波（周波数変調波）放送信号
（11.7〜12.2GHz）はパラボラアンテナで受信さ
れ、アンテナに付設された第１コンバータで
UHF帯の信号（１〜1.5GHz）に変換される。こ
の信号は室内に設けられた第２コンバータで
VHF帯の定められた周波数（130MHz）の信号に
変換される。さらに、この第２コンバータで変換
された信号はFM復調回路に通され、ベースバン
ド信号又は高周波信号に変換され、一般のテレビ
ジヨン受像機に供給される。このように、SHF
帯の衛星放送受信システムでは、衛星からの放送
信号を第１、第２コンバータで周波数変換し、ベ
ースバンド信号又は高周波信号として一般のテレ
ビジヨン受像機に供給している。
第１図はSHF帯衛星放送受信システムにおけ
る第２コンバータのブロツク図である。
る第２コンバータのブロツク図である。
第１図に示すように、入力端子１に印加された
UHF帯の信号は増幅回路２、可変前段選択回路
３を介して混合回路４に供給される。そして、ロ
ーカルオシレータ５からの局部発振信号を用いて
VHF帯の信号に変換される。この信号は増幅回
路６、後段選択回路７、増幅回路８を介して出力
端子９に導かれ、次段の図示しないFM復調回路
に供給されるようになつている。なお、ローカル
オシレータ５の発振周波数と、前段選択回路３の
選択周波数とは連動して調整されるようになつて
いる。このように、第２コンバータは周波数１〜
1.5GHzの信号を周波数130MHzの信号に変換して
いる。
UHF帯の信号は増幅回路２、可変前段選択回路
３を介して混合回路４に供給される。そして、ロ
ーカルオシレータ５からの局部発振信号を用いて
VHF帯の信号に変換される。この信号は増幅回
路６、後段選択回路７、増幅回路８を介して出力
端子９に導かれ、次段の図示しないFM復調回路
に供給されるようになつている。なお、ローカル
オシレータ５の発振周波数と、前段選択回路３の
選択周波数とは連動して調整されるようになつて
いる。このように、第２コンバータは周波数１〜
1.5GHzの信号を周波数130MHzの信号に変換して
いる。
ところで、第１コンバータに入力されるSHF
帯の入力レベルには変動があり、また第１コンバ
ータの増幅度、第１コンバータと第２コンバータ
間のケーブル損失には差異が生じるため第２コン
バータの入力信号レベルに変動を生じる。そのた
め、第２コンバータとしては、入力ダイナミツク
レンジが広く、低雑音のものが要求される。
帯の入力レベルには変動があり、また第１コンバ
ータの増幅度、第１コンバータと第２コンバータ
間のケーブル損失には差異が生じるため第２コン
バータの入力信号レベルに変動を生じる。そのた
め、第２コンバータとしては、入力ダイナミツク
レンジが広く、低雑音のものが要求される。
上記の条件を満たすような入力増幅回路２とし
ては、デユアルゲートFET（電界効果トランジス
タ）を用い利得調整を行うことが考えられるが、
この場合次のような問題がある。FETは一般に
入力インピーダンスが高いので、入力段にFET
を配置した場合、入力VSWR（voltage standing
wave ratio、一般に電圧定在波比と言われる）
が悪化する。このため、一般のテレビジヨン受像
機のUHF用チユーナ装置における入力回路のよ
うに同調回路を用いた構成とすればよいが、同調
回路による通過損失のためにNF（雑音指数）が
悪化する。
ては、デユアルゲートFET（電界効果トランジス
タ）を用い利得調整を行うことが考えられるが、
この場合次のような問題がある。FETは一般に
入力インピーダンスが高いので、入力段にFET
を配置した場合、入力VSWR（voltage standing
wave ratio、一般に電圧定在波比と言われる）
が悪化する。このため、一般のテレビジヨン受像
機のUHF用チユーナ装置における入力回路のよ
うに同調回路を用いた構成とすればよいが、同調
回路による通過損失のためにNF（雑音指数）が
悪化する。
そこで良好な入力VSWRを得やすいトランジ
スタを入力段に構成し、次段にFETを構成する
ことにより、上記問題を解決することが考えられ
る。しかしながら、この場合にも問題があり、ト
ランジスタとFETの結合インピーダンスの影響
で全帯域に亘つて平坦な周波数特性をもつた増幅
器が容易に得られないという不都合がある。
スタを入力段に構成し、次段にFETを構成する
ことにより、上記問題を解決することが考えられ
る。しかしながら、この場合にも問題があり、ト
ランジスタとFETの結合インピーダンスの影響
で全帯域に亘つて平坦な周波数特性をもつた増幅
器が容易に得られないという不都合がある。
［発明の目的］
本発明は上述した点に鑑み、入力信号の周波数
帯域全般に亘つて増幅度、雑音指数、入力ダイナ
ミツクレンジ並びに入力VSWRの優れた高周波
増幅回路を提供することを目的とする。
帯域全般に亘つて増幅度、雑音指数、入力ダイナ
ミツクレンジ並びに入力VSWRの優れた高周波
増幅回路を提供することを目的とする。
［発明の概要］
本発明の高周波増幅回路は、入力段にバイポー
ラトランジスタを用いた増幅回路を配置し、２段
目にデユアルゲートFETを用いた増幅回路を縦
続接続し、その段間に橋路Ｔ形バンドパスフイル
タと短絡スタブとから成る周波数特性補正回路を
配置すると共にデユアルゲートFETにて利得調
整を行うように構成するものである。
ラトランジスタを用いた増幅回路を配置し、２段
目にデユアルゲートFETを用いた増幅回路を縦
続接続し、その段間に橋路Ｔ形バンドパスフイル
タと短絡スタブとから成る周波数特性補正回路を
配置すると共にデユアルゲートFETにて利得調
整を行うように構成するものである。
［発明の実施例］
以下、図面に基づいて本発明の実施例を説明す
る。
る。
第２図は本発明に係る高周波増幅回路の回路図
である。
である。
この実施例では、SHF帯衛星放送受信システ
ムにおける第２コンバータの入力増幅回路につい
て説明する。
ムにおける第２コンバータの入力増幅回路につい
て説明する。
第２図において、入力端子１０は入力整合回路
１１、結合コンデンサ１２を介してバイポーラト
ランジスタ（以下単にトランジスタという）１３
のベースに接続し、このトランジスタ１３のエミ
ツタはコンバータ１４と抵抗１５を並列して接地
されている。また、トランジスタ１３のコレクタ
は結合コンデンサ１６と橋絡Ｔ形バンドパスフイ
ルタ１７と短絡スタブと結合コンデンサ１９を経
てデユアルゲートFET２０の第１ゲート（入力
ゲート）G1に接続している。橋絡Ｔ形バンドパ
スフイルタ１７は、抵抗２１と抵抗２２を直列接
続し、その接続点に一端を接地したインダクタ線
路２３を接続し、抵抗２１と抵抗２２の直列回路
の両端にコンデンサ２４とコイル２５を直列接続
して構成している。デユアルゲートFET２０の
ソースＳはコンデンサ２６と抵抗２７を並列にし
て接地されている。また、デユアルゲートFET
２０の第２ゲートG2はコンデンサ２８を介して
交流的に接地されると共に利得制御電圧端子２９
に接続し、デユアルゲートFET２０のドレイン
Ｄは結合コンデンサ３０を介して出力端子３１を
接続し、さらに次段の選択回路（図示略）に接続
している。そして、トランジスタ１３及びデユア
ルゲートFET２０はＢ電源端子３２より直流電
圧が供給されている。即ち、Ｂ電源端子３２には
抵抗３３，３４を直列接続し、その一端を接地
し、抵抗３３，３４の接続点を抵抗３５、チヨー
クコイル３６を介してトランジスタ１３のベース
に接続する一方、コンデンサ３７を介して交流的
に接地している。また、Ｂ電源端子３２は低抗３
８、チヨークコイル３９を介してトランジスタ１
３のコレクタに接続する一方、抵抗３８、チヨー
クコイル３９の接続点をコンデンサ４０を介して
交流的に接地している。さらに、Ｂ電源端子３２
は抵抗４１，４２を介してデユアルゲートFET
２０の第１ゲーG1に接続する一方、抵抗４１，
４２の接続点にの抵抗４３を介して接地し、所定
の直流電圧を第１ゲートG1に与え、かつＢ電源
端子３２からチヨークコイル４４を介してドレイ
ンＤに直流電圧を供給している。なお、入力整合
回路１１、インダクタ線路２３、短絡スタブ１８
は印刷基板上に形成された例えばマイクロストリ
ツプ線路で構成され、トランジスタ１３には
NPN型バイポーラトランジスタを使用し、デユ
アルゲートFET２０には接合型FETを使用して
いる。トランジスタ１３にPNP型トランジスタ
を使用し、デユアルゲートFET２０にMOS型
FETを使用することも可能である。
１１、結合コンデンサ１２を介してバイポーラト
ランジスタ（以下単にトランジスタという）１３
のベースに接続し、このトランジスタ１３のエミ
ツタはコンバータ１４と抵抗１５を並列して接地
されている。また、トランジスタ１３のコレクタ
は結合コンデンサ１６と橋絡Ｔ形バンドパスフイ
ルタ１７と短絡スタブと結合コンデンサ１９を経
てデユアルゲートFET２０の第１ゲート（入力
ゲート）G1に接続している。橋絡Ｔ形バンドパ
スフイルタ１７は、抵抗２１と抵抗２２を直列接
続し、その接続点に一端を接地したインダクタ線
路２３を接続し、抵抗２１と抵抗２２の直列回路
の両端にコンデンサ２４とコイル２５を直列接続
して構成している。デユアルゲートFET２０の
ソースＳはコンデンサ２６と抵抗２７を並列にし
て接地されている。また、デユアルゲートFET
２０の第２ゲートG2はコンデンサ２８を介して
交流的に接地されると共に利得制御電圧端子２９
に接続し、デユアルゲートFET２０のドレイン
Ｄは結合コンデンサ３０を介して出力端子３１を
接続し、さらに次段の選択回路（図示略）に接続
している。そして、トランジスタ１３及びデユア
ルゲートFET２０はＢ電源端子３２より直流電
圧が供給されている。即ち、Ｂ電源端子３２には
抵抗３３，３４を直列接続し、その一端を接地
し、抵抗３３，３４の接続点を抵抗３５、チヨー
クコイル３６を介してトランジスタ１３のベース
に接続する一方、コンデンサ３７を介して交流的
に接地している。また、Ｂ電源端子３２は低抗３
８、チヨークコイル３９を介してトランジスタ１
３のコレクタに接続する一方、抵抗３８、チヨー
クコイル３９の接続点をコンデンサ４０を介して
交流的に接地している。さらに、Ｂ電源端子３２
は抵抗４１，４２を介してデユアルゲートFET
２０の第１ゲーG1に接続する一方、抵抗４１，
４２の接続点にの抵抗４３を介して接地し、所定
の直流電圧を第１ゲートG1に与え、かつＢ電源
端子３２からチヨークコイル４４を介してドレイ
ンＤに直流電圧を供給している。なお、入力整合
回路１１、インダクタ線路２３、短絡スタブ１８
は印刷基板上に形成された例えばマイクロストリ
ツプ線路で構成され、トランジスタ１３には
NPN型バイポーラトランジスタを使用し、デユ
アルゲートFET２０には接合型FETを使用して
いる。トランジスタ１３にPNP型トランジスタ
を使用し、デユアルゲートFET２０にMOS型
FETを使用することも可能である。
このような構成においては、第１コンバータに
て周波数変換されたUHF帯の信号（１〜1.5GHz）
は、入力端子１０から整合回路１１を経てトラン
ジスタ１３にて増幅され、さらに橋絡Ｔ形バンド
パスフイルタ１７と短絡スタブ１８を経てデユア
ルゲートFET２０にて増幅されると共にFET２
０の第２ゲートG2の直流バイアス値を変えるこ
とによつて増幅度が制御される。そして、出力端
子３１に導かれ、次段の図示しない選択回路へ入
力される。この場合、入力VSWRは入力整合回
路１１で改善され、また次に述べるようにトラン
ジスタ１３とFET２０の総合利得の周波数特性
は橋絡Ｔ形バンドパスフイルタ１７と短絡スタブ
１８によつてフラツト補正される。
て周波数変換されたUHF帯の信号（１〜1.5GHz）
は、入力端子１０から整合回路１１を経てトラン
ジスタ１３にて増幅され、さらに橋絡Ｔ形バンド
パスフイルタ１７と短絡スタブ１８を経てデユア
ルゲートFET２０にて増幅されると共にFET２
０の第２ゲートG2の直流バイアス値を変えるこ
とによつて増幅度が制御される。そして、出力端
子３１に導かれ、次段の図示しない選択回路へ入
力される。この場合、入力VSWRは入力整合回
路１１で改善され、また次に述べるようにトラン
ジスタ１３とFET２０の総合利得の周波数特性
は橋絡Ｔ形バンドパスフイルタ１７と短絡スタブ
１８によつてフラツト補正される。
次に、橋絡Ｔ形バンドパスフイルタ１７と短絡
スタブ１８による周波数特性の補正について説明
する。
スタブ１８による周波数特性の補正について説明
する。
すなわち、橋絡Ｔ形バンドパスフイルタに関し
ては、例えば電子通信学会論文誌′78／３ Vol.
J61−Ｂ No.3 P196〜203に掲載された「整合型
増幅器を用いたマイクロ波帯トランジスタ増幅
器」に報告されているように、バイポーラトラン
ジスタの増幅器の周波数特性が橋絡Ｔ形バンドパ
スフイルタを用いることによつて広帯域にフラツ
トな特性となることが知られている。しかし、上
記の回路のようにトランジスタ回路の後段に
FET回路を縦続接続する場合には、橋絡Ｔ形バ
ンドパスフイルタだけではこのバンドパスフイル
タ接続による影響がFET出力に表われてフラツ
トにならない。そこで、橋絡Ｔ形バンドパスフイ
ルタの中心周波数を所望の通過周波数帯域（１〜
1.5GHz）の高い側に設定し、短絡スタブ１８の
共振周波数を低い側に選定することにより通過周
波数帯域全般に亘つて平坦な利得特性を得ること
ができる。なお、橋絡Ｔ形バンドパスフイルタ１
７と短絡スタブ１８は集中定数回路で構成する場
合は、コイルとコンバータによる並列共振回路に
置き換えることが可能である。
ては、例えば電子通信学会論文誌′78／３ Vol.
J61−Ｂ No.3 P196〜203に掲載された「整合型
増幅器を用いたマイクロ波帯トランジスタ増幅
器」に報告されているように、バイポーラトラン
ジスタの増幅器の周波数特性が橋絡Ｔ形バンドパ
スフイルタを用いることによつて広帯域にフラツ
トな特性となることが知られている。しかし、上
記の回路のようにトランジスタ回路の後段に
FET回路を縦続接続する場合には、橋絡Ｔ形バ
ンドパスフイルタだけではこのバンドパスフイル
タ接続による影響がFET出力に表われてフラツ
トにならない。そこで、橋絡Ｔ形バンドパスフイ
ルタの中心周波数を所望の通過周波数帯域（１〜
1.5GHz）の高い側に設定し、短絡スタブ１８の
共振周波数を低い側に選定することにより通過周
波数帯域全般に亘つて平坦な利得特性を得ること
ができる。なお、橋絡Ｔ形バンドパスフイルタ１
７と短絡スタブ１８は集中定数回路で構成する場
合は、コイルとコンバータによる並列共振回路に
置き換えることが可能である。
［発明の効果］
以上述べたように本発明によれば、トランジス
タで構成された回路とデユアルゲートFETで構
成された回路を縦続接続し、これらの回路間に橋
絡Ｔ形バンドパスフイルタと短絡スタブを配置し
て周波数特性の補正を行うようにし、デユアルゲ
ートFETで利得制御するように構成したので、
トランジスタに入力整合手段を付加することによ
り容易に良好な入力VSWRを得ることができ、
また入力信号の周波数帯域全般に亘つて平坦な利
得特性が得られ、さらにデユアルゲートFETに
よる利得特性によつて広範な入力信号レベルに亘
つて低い歪特性を持つた高周波増幅回路を提供す
ることができるという利点がある。この結果、例
えばSHF帯衛星放送受信システムの第２コンバ
ータの入力増幅回路として用いれば、入力ダイナ
ミツクレンジが広く、低雑音で、かつ広帯域な第
２コンバータを実現できる。
タで構成された回路とデユアルゲートFETで構
成された回路を縦続接続し、これらの回路間に橋
絡Ｔ形バンドパスフイルタと短絡スタブを配置し
て周波数特性の補正を行うようにし、デユアルゲ
ートFETで利得制御するように構成したので、
トランジスタに入力整合手段を付加することによ
り容易に良好な入力VSWRを得ることができ、
また入力信号の周波数帯域全般に亘つて平坦な利
得特性が得られ、さらにデユアルゲートFETに
よる利得特性によつて広範な入力信号レベルに亘
つて低い歪特性を持つた高周波増幅回路を提供す
ることができるという利点がある。この結果、例
えばSHF帯衛星放送受信システムの第２コンバ
ータの入力増幅回路として用いれば、入力ダイナ
ミツクレンジが広く、低雑音で、かつ広帯域な第
２コンバータを実現できる。
第１図はSHF帯衛星放送受信システムに用い
られる第２コンバータを示すブロツク図、第２図
は本発明に係る高周波増幅回路の回路図である。 １０……入力端子、１１……入力整合回路、１
３……バイポーラトランジスタ、１７……橋絡Ｔ
形バンドパスフイルタ、１８……短絡スタブ、２
０……デユアルゲート電界効果トランジスタ、２
９……利得制御電圧端子、３１……出力端子、３
２……Ｂ電源端子。
られる第２コンバータを示すブロツク図、第２図
は本発明に係る高周波増幅回路の回路図である。 １０……入力端子、１１……入力整合回路、１
３……バイポーラトランジスタ、１７……橋絡Ｔ
形バンドパスフイルタ、１８……短絡スタブ、２
０……デユアルゲート電界効果トランジスタ、２
９……利得制御電圧端子、３１……出力端子、３
２……Ｂ電源端子。
Claims (1)
- １ バイポーラトランジスタで構成された第１の
増幅回路と、デユアルゲート電界効果トランジス
タで構成された第２の増幅回路とを縦続接続し、
前記第１、第２の増幅回路間にその中心周波数が
信号通過周波数帯域の高域側に制限される橋絡Ｔ
形バンドパスフイルタとその共振周波数が前記周
波数帯域の低減側に設定される短絡スタブを配置
するとともに、前記第２の増幅回路に利得調整機
能を持たせたことを特徴とする高周波増幅回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1174583A JPS59138110A (ja) | 1983-01-27 | 1983-01-27 | 高周波増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1174583A JPS59138110A (ja) | 1983-01-27 | 1983-01-27 | 高周波増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59138110A JPS59138110A (ja) | 1984-08-08 |
| JPH0151085B2 true JPH0151085B2 (ja) | 1989-11-01 |
Family
ID=11786554
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1174583A Granted JPS59138110A (ja) | 1983-01-27 | 1983-01-27 | 高周波増幅回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59138110A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6454915A (en) * | 1987-08-26 | 1989-03-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Amplifier circuit |
| JP2752883B2 (ja) * | 1993-06-11 | 1998-05-18 | 日本電気株式会社 | 高周波増幅器 |
-
1983
- 1983-01-27 JP JP1174583A patent/JPS59138110A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59138110A (ja) | 1984-08-08 |
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