JPH07288551A - Ｆｓｋ復調回路 - Google Patents
Ｆｓｋ復調回路Info
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- JPH07288551A JPH07288551A JP10457794A JP10457794A JPH07288551A JP H07288551 A JPH07288551 A JP H07288551A JP 10457794 A JP10457794 A JP 10457794A JP 10457794 A JP10457794 A JP 10457794A JP H07288551 A JPH07288551 A JP H07288551A
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- circuit
- signal
- frequency
- phase shift
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＴＤＤ通信方式において、受信タイムスロッ
トの先頭部分で起き易いＦＳＫ復調信号の誤りを低減で
きるＦＳＫ復調回路を提供する。 【構成】 クオドラチャ検波回路の移相回路を電圧制御
可能な共振回路で構成し、その共振回路の共振周波数
を、クオドラチャ検波回路の出力信号を積分して得た平
均直流電圧に応じて制御するように構成した。 【効果】 このクオドラチャ検波回路から、送信時には
復調雑音が得られ、受信時には直流電圧成分の大きさが
復調雑音と等しいＦＳＫ復調アナログ信号が得られる。
この復調雑音とＦＳＫ復調アナログ信号を波形整形回路
に入力して、誤りのないＦＳＫ復調デジタル信号が得ら
れる。
トの先頭部分で起き易いＦＳＫ復調信号の誤りを低減で
きるＦＳＫ復調回路を提供する。 【構成】 クオドラチャ検波回路の移相回路を電圧制御
可能な共振回路で構成し、その共振回路の共振周波数
を、クオドラチャ検波回路の出力信号を積分して得た平
均直流電圧に応じて制御するように構成した。 【効果】 このクオドラチャ検波回路から、送信時には
復調雑音が得られ、受信時には直流電圧成分の大きさが
復調雑音と等しいＦＳＫ復調アナログ信号が得られる。
この復調雑音とＦＳＫ復調アナログ信号を波形整形回路
に入力して、誤りのないＦＳＫ復調デジタル信号が得ら
れる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は時分割双方向通信方式
の無線機に用いられるＦＳＫ復調回路に関する。
の無線機に用いられるＦＳＫ復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】デジタル移動無線通信方式の一つとして
欧州で採用されている「ＣＴ−２」と呼ばれる通信方式
は、ＦＤＭＡ−ＴＤＤ通信方式である。即ち、一つの周
波数を用いて、送信と受信を１ミリ秒ずつ（それぞれの
時間をタイムスロットと呼ぶ）交互に行う通信方式であ
る。そして変調方式はＧＭＳＫ変調方式であって被変調
波にはＦＳＫ（周波数シフトキーイング）信号成分が含
まれ、復調にはＦＭ復調に近似したＦＳＫ復調回路が一
般的に用いられる。
欧州で採用されている「ＣＴ−２」と呼ばれる通信方式
は、ＦＤＭＡ−ＴＤＤ通信方式である。即ち、一つの周
波数を用いて、送信と受信を１ミリ秒ずつ（それぞれの
時間をタイムスロットと呼ぶ）交互に行う通信方式であ
る。そして変調方式はＧＭＳＫ変調方式であって被変調
波にはＦＳＫ（周波数シフトキーイング）信号成分が含
まれ、復調にはＦＭ復調に近似したＦＳＫ復調回路が一
般的に用いられる。
【０００３】以下、図２を参照して従来のＦＳＫ復調回
路の一例を説明する。図２において、１はＩＦバンドパ
スフイルタであって、受信した高周波信号を周波数変換
したＧＭＳＫ変調中間周波信号（以下、ＩＦ信号とい
う）が入力される。２はリミッタ増幅器であってＩＦバ
ンドパスフィルタ１で帯域制限されたＩＦ信号が入力さ
れる。２５はＦＳＫ復調回路の一種であるクオドラチャ
検波回路であって、９０度移相回路２６とダブルバラン
スミキサ１０とによって構成されている。
路の一例を説明する。図２において、１はＩＦバンドパ
スフイルタであって、受信した高周波信号を周波数変換
したＧＭＳＫ変調中間周波信号（以下、ＩＦ信号とい
う）が入力される。２はリミッタ増幅器であってＩＦバ
ンドパスフィルタ１で帯域制限されたＩＦ信号が入力さ
れる。２５はＦＳＫ復調回路の一種であるクオドラチャ
検波回路であって、９０度移相回路２６とダブルバラン
スミキサ１０とによって構成されている。
【０００４】９０度移相回路２６は、結合コンデンサ
５、共振コンデンサ７、共振コイル８からなり、リミッ
タ増幅器２で増幅されたＩＦ信号の一部が入力され、共
振コンデンサ７、共振コイル８で決定される共振周波数
において９０度移相されたＩＦ信号を出力する。
５、共振コンデンサ７、共振コイル８からなり、リミッ
タ増幅器２で増幅されたＩＦ信号の一部が入力され、共
振コンデンサ７、共振コイル８で決定される共振周波数
において９０度移相されたＩＦ信号を出力する。
【０００５】ダブルバランスミキサ１０には一方の入力
端にリミッタ増幅器２で増幅されたＩＦ信号が入力さ
れ、他方の入力端には９０度移相回路２６で９０度移相
されたＩＦ信号が入力され、ダフルバランスミキサ１０
において、ＩＦ信号に含まれているＦＳＫ信号成分がＦ
ＳＫ復調アナログ信号に変換されて出力端から出力され
る。即ちＩＦ信号はクオドラチャ検波回路２５において
ＦＳＫ復調アナログ信号（以下、復調アナログ信号とい
う）に変換される。
端にリミッタ増幅器２で増幅されたＩＦ信号が入力さ
れ、他方の入力端には９０度移相回路２６で９０度移相
されたＩＦ信号が入力され、ダフルバランスミキサ１０
において、ＩＦ信号に含まれているＦＳＫ信号成分がＦ
ＳＫ復調アナログ信号に変換されて出力端から出力され
る。即ちＩＦ信号はクオドラチャ検波回路２５において
ＦＳＫ復調アナログ信号（以下、復調アナログ信号とい
う）に変換される。
【０００６】次に１１は波形整形用の電圧比較器であ
り、その正入力端には抵抗器１２を介して復調アナログ
信号が入力される。電圧比較器１１の負入力端には、抵
抗器１４およびコンデンサ１５で構成された積分回路１
３が設けられており、復調アナログ信号の一部はこの積
分回路１３において積分された積分電圧に変換されて、
閾値電圧として電圧比較器１１の負入力端に入力され
る。その結果、復調アナログ信号は電圧比較器１１にお
いて波形を整形されてＦＳＫ復調デジタル信号（以下、
復調デジタル信号という）として出力される。
り、その正入力端には抵抗器１２を介して復調アナログ
信号が入力される。電圧比較器１１の負入力端には、抵
抗器１４およびコンデンサ１５で構成された積分回路１
３が設けられており、復調アナログ信号の一部はこの積
分回路１３において積分された積分電圧に変換されて、
閾値電圧として電圧比較器１１の負入力端に入力され
る。その結果、復調アナログ信号は電圧比較器１１にお
いて波形を整形されてＦＳＫ復調デジタル信号（以下、
復調デジタル信号という）として出力される。
【０００７】ところで、クオドラチャ検波回路２５の入
出力特性であるＳ字特性は、ＧＭＳＫ変調信号の周波数
偏移幅に余裕を持たせた帯域幅（直線範囲）が確保され
ているが、共振コンデンサ７、共振コイル８の値が温度
変化や経時変化によって変わり易いため、９０度移相回
路２６の共振周波数が変動し易く、Ｓ字特性の中心周波
数が変動し易い。また、周波数変換回路（図示せず）に
与えられる局部発振波の周波数誤差により、ＩＦ信号の
周波数が規定の周波数からずれる場合がある。このため
ＩＦバンドパスフィルタ１の帯域幅は、Ｓ字特性の帯域
幅よりもさらに広く設定される。
出力特性であるＳ字特性は、ＧＭＳＫ変調信号の周波数
偏移幅に余裕を持たせた帯域幅（直線範囲）が確保され
ているが、共振コンデンサ７、共振コイル８の値が温度
変化や経時変化によって変わり易いため、９０度移相回
路２６の共振周波数が変動し易く、Ｓ字特性の中心周波
数が変動し易い。また、周波数変換回路（図示せず）に
与えられる局部発振波の周波数誤差により、ＩＦ信号の
周波数が規定の周波数からずれる場合がある。このため
ＩＦバンドパスフィルタ１の帯域幅は、Ｓ字特性の帯域
幅よりもさらに広く設定される。
【０００８】図３（Ａ）、（Ｂ）は、クオドラチャ検波
回路２５の入出力特性であるＳ字特性の中心周波数ｆｓ
と、クオドラチャ検波回路２５に入力されるＩＦ信号の
周波数ｆｉとの関係による、復調アナログ信号の直流電
圧成分の違いを表わしたものである。図３（Ａ）にａで
示すように、ＩＦ信号の周波数ｆｉがＳ字特性の中心周
波数ｆｓに一致している場合は、図３（Ｂ）にａで示す
ように、復調アナログ信号の直流電圧成分はＶｏであ
る。また、上記のように、９０度移相回路２６の共振周
波の変動や、局部発振波の周波数誤差により、ＩＦ信号
の周波数ｆｉがＳ字特性の中心周波数ｆｓとは異なり、
図３（Ａ）にｂで示すように、例えばｆｓよりも高い周
波数ｆｈである場合には、図３（Ｂ）にｂで示すよう
に、復調アナログ信号の直流電圧成分はＶｏより大きい
Ｖｈである。
回路２５の入出力特性であるＳ字特性の中心周波数ｆｓ
と、クオドラチャ検波回路２５に入力されるＩＦ信号の
周波数ｆｉとの関係による、復調アナログ信号の直流電
圧成分の違いを表わしたものである。図３（Ａ）にａで
示すように、ＩＦ信号の周波数ｆｉがＳ字特性の中心周
波数ｆｓに一致している場合は、図３（Ｂ）にａで示す
ように、復調アナログ信号の直流電圧成分はＶｏであ
る。また、上記のように、９０度移相回路２６の共振周
波の変動や、局部発振波の周波数誤差により、ＩＦ信号
の周波数ｆｉがＳ字特性の中心周波数ｆｓとは異なり、
図３（Ａ）にｂで示すように、例えばｆｓよりも高い周
波数ｆｈである場合には、図３（Ｂ）にｂで示すよう
に、復調アナログ信号の直流電圧成分はＶｏより大きい
Ｖｈである。
【０００９】このようなＩＦバンドパスフイルタ１およ
びクオドラチャ検波回路２５に対して、送信時にはＩＦ
信号の代わりに高周波雑音が入力される。高周波雑音の
周波数分布は広く、ＩＦバンドパスフィルタ１の帯域い
っぱいに分布してクオドラチャ検波回路２５に入力され
る。すなわちクオドラチャ検波回路２５に入力される高
周波雑音は、図４（Ａ）にｃ、ｄで示すように、その中
心周波数ｆｎがＳ字特性の中心周波数ｆｓに一致してい
ると否とに拘らず、Ｓ字特性の帯域幅ｆＬからｆＨの範
囲を越える広帯域に分布しており、結果的には、図４
（Ｂ）に示すように、高周波雑音による復調アナログ信
号、即ち復調雑音ｃ、ｄの直流電圧成分は常にＶｏであ
る。
びクオドラチャ検波回路２５に対して、送信時にはＩＦ
信号の代わりに高周波雑音が入力される。高周波雑音の
周波数分布は広く、ＩＦバンドパスフィルタ１の帯域い
っぱいに分布してクオドラチャ検波回路２５に入力され
る。すなわちクオドラチャ検波回路２５に入力される高
周波雑音は、図４（Ａ）にｃ、ｄで示すように、その中
心周波数ｆｎがＳ字特性の中心周波数ｆｓに一致してい
ると否とに拘らず、Ｓ字特性の帯域幅ｆＬからｆＨの範
囲を越える広帯域に分布しており、結果的には、図４
（Ｂ）に示すように、高周波雑音による復調アナログ信
号、即ち復調雑音ｃ、ｄの直流電圧成分は常にＶｏであ
る。
【００１０】図５（Ａ）ないし（Ｅ）は送信ＴＸと受信
ＲＸとが交互に繰り返されるＴＤＤ通信方式の従来のＦ
ＳＫ復調回路における復調アナログ信号および復調デジ
タル信号の状態を表わしたものである。なお、送信時の
信号波形は一部を省略して示してある。
ＲＸとが交互に繰り返されるＴＤＤ通信方式の従来のＦ
ＳＫ復調回路における復調アナログ信号および復調デジ
タル信号の状態を表わしたものである。なお、送信時の
信号波形は一部を省略して示してある。
【００１１】図５（Ａ）は正しい波形の復調デジタル信
号Ａを示す。図５（Ｂ）は、ＩＦ信号の周波数ｆｉが高
い周波数ｆｈであり、その直流電圧成分がＶｈである場
合の復調アナログ信号Ｂ、復調雑音Ｃ、電圧比較器１１
に加わる閾値電圧Ｄを示し、図５（Ｃ）はその場合に電
圧比較器１１から出力される復調デジタル信号Ｅを示
す。図５（Ｄ）は、ＩＦ信号の周波数ｆｉが低い周波数
ｆｌであり、その直流電圧成分がＶｌである場合の復調
アナログ信号Ｆ、復調雑音Ｇ、電圧比較器１１に加わる
閾値電圧Ｈを示し、図５（Ｅ）はその場合に電圧比較器
１１から出力される復調デジタル信号Ｉを示す。
号Ａを示す。図５（Ｂ）は、ＩＦ信号の周波数ｆｉが高
い周波数ｆｈであり、その直流電圧成分がＶｈである場
合の復調アナログ信号Ｂ、復調雑音Ｃ、電圧比較器１１
に加わる閾値電圧Ｄを示し、図５（Ｃ）はその場合に電
圧比較器１１から出力される復調デジタル信号Ｅを示
す。図５（Ｄ）は、ＩＦ信号の周波数ｆｉが低い周波数
ｆｌであり、その直流電圧成分がＶｌである場合の復調
アナログ信号Ｆ、復調雑音Ｇ、電圧比較器１１に加わる
閾値電圧Ｈを示し、図５（Ｅ）はその場合に電圧比較器
１１から出力される復調デジタル信号Ｉを示す。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】既に説明したように、
クオドラチャ検波回路２５には、受信時にはＩＦ信号が
入力され、送信時にはＩＦ信号の代わりに高周波雑音が
入力される。そして、ＩＦ信号を検波して得られた復調
アナログ信号の直流電圧成分は、ＩＦ信号の周波数ｆｉ
がＳ字特性の中心周波数ｆｓに一致している場合にはＶ
ｏであるが、ＩＦ信号の周波数ｆｉがＳ字特性の中心周
波数ｆｓと異なっている場合には、Ｖｏとは異なり、例
えばＶｈである。また高周波雑音の復調アナログ信号で
ある復調雑音の直流電圧成分は常にＶｏである。
クオドラチャ検波回路２５には、受信時にはＩＦ信号が
入力され、送信時にはＩＦ信号の代わりに高周波雑音が
入力される。そして、ＩＦ信号を検波して得られた復調
アナログ信号の直流電圧成分は、ＩＦ信号の周波数ｆｉ
がＳ字特性の中心周波数ｆｓに一致している場合にはＶ
ｏであるが、ＩＦ信号の周波数ｆｉがＳ字特性の中心周
波数ｆｓと異なっている場合には、Ｖｏとは異なり、例
えばＶｈである。また高周波雑音の復調アナログ信号で
ある復調雑音の直流電圧成分は常にＶｏである。
【００１３】そこで、ＩＦ信号の周波数ｆｉとＳ字特性
の中心周波数ｆｓとが異なる場合、送信時と受信時とで
直流電圧成分の異なる復調アナログ信号と復調雑音が交
互に積分回路１３に入力され、送信と受信が切り替わる
度に、積分回路１３に入力される直流電圧成分の大きさ
が異なり、積分回路１３から電圧比較器１１の負入力端
に与えられる閾値電圧が変動する。
の中心周波数ｆｓとが異なる場合、送信時と受信時とで
直流電圧成分の異なる復調アナログ信号と復調雑音が交
互に積分回路１３に入力され、送信と受信が切り替わる
度に、積分回路１３に入力される直流電圧成分の大きさ
が異なり、積分回路１３から電圧比較器１１の負入力端
に与えられる閾値電圧が変動する。
【００１４】そして各受信タイムスロットの先頭部分に
おいて、閾値電圧Ｄ、Ｈが復調アナログ信号Ｂ、Ｆより
も大きいか、または小さくて、復調アナログ信号Ｂ、Ｆ
と交差しない状態があり、図５（Ｃ）、（Ｅ）に矢印で
示すように、復調デジタル信号Ｅ、Ｉに誤りが発生す
る。
おいて、閾値電圧Ｄ、Ｈが復調アナログ信号Ｂ、Ｆより
も大きいか、または小さくて、復調アナログ信号Ｂ、Ｆ
と交差しない状態があり、図５（Ｃ）、（Ｅ）に矢印で
示すように、復調デジタル信号Ｅ、Ｉに誤りが発生す
る。
【００１５】この発明は、このような誤りを解消して誤
りの少ない復調デジタル信号を出力するＦＳＫ復調回路
を提供することを目的とする。
りの少ない復調デジタル信号を出力するＦＳＫ復調回路
を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】この発明によるＦＳＫ復
調回路は、９０度移相回路を備えたクオドラチャ検波回
路から出力されたＦＳＫ復調アナログ信号の電圧に応じ
て前記９０度移相回路の共振周波数を制御するように構
成されている。更に詳しくは、ダブルバランスミキサと
制御端に加えられた制御電圧によって共振周波数を電圧
制御される９０度移相回路とで構成されたクオドラチャ
検波回路と、そのクオドラチャ検波回路から出力された
ＦＳＫ復調アナログ信号の一部を入力してその積分電圧
を出力する積分回路と、前記積分電圧と基準電圧とを入
力して差電圧を出力し、その差電圧を制御電圧として前
記９０度移相回路の制御端に加える電圧比較器とを備え
ている。
調回路は、９０度移相回路を備えたクオドラチャ検波回
路から出力されたＦＳＫ復調アナログ信号の電圧に応じ
て前記９０度移相回路の共振周波数を制御するように構
成されている。更に詳しくは、ダブルバランスミキサと
制御端に加えられた制御電圧によって共振周波数を電圧
制御される９０度移相回路とで構成されたクオドラチャ
検波回路と、そのクオドラチャ検波回路から出力された
ＦＳＫ復調アナログ信号の一部を入力してその積分電圧
を出力する積分回路と、前記積分電圧と基準電圧とを入
力して差電圧を出力し、その差電圧を制御電圧として前
記９０度移相回路の制御端に加える電圧比較器とを備え
ている。
【００１７】また、このＦＳＫ復調回路をＣＴ−２方式
の通信機に用いる場合、前記積分回路の時定数をＣＴ−
２方式において規定された１タイムスロット長以上で５
タイムスロット長以下に設定した。
の通信機に用いる場合、前記積分回路の時定数をＣＴ−
２方式において規定された１タイムスロット長以上で５
タイムスロット長以下に設定した。
【００１８】
【作用】上記構成によれば、クオドラチャ検波回路に入
力されるＩＦ信号の周波数が、９０度移相回路の共振周
波数、すなわちＳ字特性の中心周波数に対して、たとえ
ば高い方へずれると、クオドラチャ検波回路から出力さ
れるＦＳＫ復調アナログ信号の直流電圧成分が大きくな
り、そのＦＳＫ復調アナログ信号を積分回路で積分して
得られる積分電圧が高くなり、その積分電圧に基づいて
電圧比較器から出力される差電圧が高くなる。この差電
圧は９０度移相回路の制御端に加えられて９０度移相回
路の共振周波数すなわちＳ字特性の中心周波数が高くな
るように制御され、Ｓ字特性の中心周波数がＩＦ信号の
周波数に一致する。
力されるＩＦ信号の周波数が、９０度移相回路の共振周
波数、すなわちＳ字特性の中心周波数に対して、たとえ
ば高い方へずれると、クオドラチャ検波回路から出力さ
れるＦＳＫ復調アナログ信号の直流電圧成分が大きくな
り、そのＦＳＫ復調アナログ信号を積分回路で積分して
得られる積分電圧が高くなり、その積分電圧に基づいて
電圧比較器から出力される差電圧が高くなる。この差電
圧は９０度移相回路の制御端に加えられて９０度移相回
路の共振周波数すなわちＳ字特性の中心周波数が高くな
るように制御され、Ｓ字特性の中心周波数がＩＦ信号の
周波数に一致する。
【００１９】
【実施例】以下、図１にこの発明によるＦＳＫ復調回路
の一実施例を示し、図１に基づいてこの発明を説明す
る。
の一実施例を示し、図１に基づいてこの発明を説明す
る。
【００２０】図１において、３はクオドラチャ検波回路
（以下、検波回路という）であって、ＧＭＳＫ変調され
た中間周波信号（以下、ＩＦ信号という）を入力してＦ
ＳＫ復調アナログ信号（以下、復調アナログ信号とい
う）を出力するものであり、後述する制御電圧を加えら
れて、検波回路３の入出力特性であるＳ字特性の中心周
波数ｆｓが制御される。この検波回路３は、９０度移相
回路４とダブルバランスミキサ１０とで構成されてい
る。９０度移相回路４は、結合コンデンサ５、６、共振
コンデンサ７、共振コイル８、可変容量ダイオード９で
構成されている。
（以下、検波回路という）であって、ＧＭＳＫ変調され
た中間周波信号（以下、ＩＦ信号という）を入力してＦ
ＳＫ復調アナログ信号（以下、復調アナログ信号とい
う）を出力するものであり、後述する制御電圧を加えら
れて、検波回路３の入出力特性であるＳ字特性の中心周
波数ｆｓが制御される。この検波回路３は、９０度移相
回路４とダブルバランスミキサ１０とで構成されてい
る。９０度移相回路４は、結合コンデンサ５、６、共振
コンデンサ７、共振コイル８、可変容量ダイオード９で
構成されている。
【００２１】１６は帰還用の積分回路であり、抵抗器１
７、コンデンサ１８で構成され、復調アナログ信号を入
力して、これを積分して積分電圧を出力する。また１９
は電圧比較器であり、正入力端に積分電圧を加え、負入
力端には閾値電圧として正の直流電圧＋Ｂを抵抗器２０
と抵抗器２１で分割し、これを抵抗器２２を通して加え
ている。電圧比較器１９は更に出力端と負入力端との間
が抵抗器２３によって接続され、抵抗器２２と抵抗器２
３によって利得が設定されている。電圧比較器１９の出
力は閾値電圧と積分電圧とを比較した結果の差電圧であ
り、この差電圧は制御電圧として抵抗器２４を通して、
９０度移相回路４の制御端である可変容量ダイオード９
のカソードに加えられている。
７、コンデンサ１８で構成され、復調アナログ信号を入
力して、これを積分して積分電圧を出力する。また１９
は電圧比較器であり、正入力端に積分電圧を加え、負入
力端には閾値電圧として正の直流電圧＋Ｂを抵抗器２０
と抵抗器２１で分割し、これを抵抗器２２を通して加え
ている。電圧比較器１９は更に出力端と負入力端との間
が抵抗器２３によって接続され、抵抗器２２と抵抗器２
３によって利得が設定されている。電圧比較器１９の出
力は閾値電圧と積分電圧とを比較した結果の差電圧であ
り、この差電圧は制御電圧として抵抗器２４を通して、
９０度移相回路４の制御端である可変容量ダイオード９
のカソードに加えられている。
【００２２】なお図１において、上記以外の構成は図２
に示した従来例の構成と同じであるため、図２と同じ符
号を付けてその説明を省略する。
に示した従来例の構成と同じであるため、図２と同じ符
号を付けてその説明を省略する。
【００２３】図６はこの発明によるＦＳＫ復調回路にお
ける復調アナログ信号および復調デジタル信号の状態で
あって、ＴＸ１ないしＴＸ５は送信タイムスロットを、
ＲＸ１ないしＲＸ４は受信タイムスロットを示す。ま
た、Ｋは復調雑音、Ｊ１ないしＪ４は受信タイムスロッ
トにおける復調アナログ信号、Ｌは積分回路１３および
１６から出力される積分電圧、Ｍは復調デジタル信号を
示す。以下、図１および図６を参照してこの発明による
ＦＳＫ復調回路の動作を説明する。
ける復調アナログ信号および復調デジタル信号の状態で
あって、ＴＸ１ないしＴＸ５は送信タイムスロットを、
ＲＸ１ないしＲＸ４は受信タイムスロットを示す。ま
た、Ｋは復調雑音、Ｊ１ないしＪ４は受信タイムスロッ
トにおける復調アナログ信号、Ｌは積分回路１３および
１６から出力される積分電圧、Ｍは復調デジタル信号を
示す。以下、図１および図６を参照してこの発明による
ＦＳＫ復調回路の動作を説明する。
【００２４】まず、第１の受信タイムスロットＲＸ１に
おいて、検波回路３に入力されるＩＦ信号の周波数ｆｉ
がたとえば高い周波数ｆｈにずれていると、図３を参照
して説明したように、検波回路３から出力される復調ア
ナログ信号の直流電圧成分はＶｏより高いＶｈである。
しかし、受信タイムスロットＲＸ１の先頭部において積
分電圧Ｌは、直前の送信タイムスロットＴＸ１における
復調雑音Ｋによる積分電圧の影響を受けて、Ｖｈよりも
低い。そして復調アナログ信号の直流電圧成分Ｖｈより
も低い電圧の積分電圧Ｌが閾値として電圧比較器１１の
負入力端に与えられる結果、電圧比較器１１から出力さ
れる復調デジタル信号Ｍは、図６（Ｂ）に矢印ｍ１で示
すように誤りを含んでいる。
おいて、検波回路３に入力されるＩＦ信号の周波数ｆｉ
がたとえば高い周波数ｆｈにずれていると、図３を参照
して説明したように、検波回路３から出力される復調ア
ナログ信号の直流電圧成分はＶｏより高いＶｈである。
しかし、受信タイムスロットＲＸ１の先頭部において積
分電圧Ｌは、直前の送信タイムスロットＴＸ１における
復調雑音Ｋによる積分電圧の影響を受けて、Ｖｈよりも
低い。そして復調アナログ信号の直流電圧成分Ｖｈより
も低い電圧の積分電圧Ｌが閾値として電圧比較器１１の
負入力端に与えられる結果、電圧比較器１１から出力さ
れる復調デジタル信号Ｍは、図６（Ｂ）に矢印ｍ１で示
すように誤りを含んでいる。
【００２５】その後、積分電圧Ｌは、受信タイムスロッ
トＲＸ１において徐々に上昇してＶｈに近づき、この積
分電圧Ｌに応じて、電圧比較器１９から出力される差電
圧も徐々に上昇して高くなる。そして可変容量ダイオー
ド９のカソードに加えられる制御電圧が徐々に高くなる
結果、可変容量ダイオード９の静電容量が小さくされ、
９０度移相回路４の共振周波数であるＳ字特性の中心周
波数ｆｓが高くなる。このような状態が複数の受信タイ
ムスロットＲＸ１ないしＲＸ３に亘って継続され、Ｓ字
特性の中心周波数ｆｓは最終的にＩＦ信号の周波数ｆｉ
と同じｆｈに一致する。その結果、検波回路３から出力
される復調アナログ信号の直流成分はＶｏになる。
トＲＸ１において徐々に上昇してＶｈに近づき、この積
分電圧Ｌに応じて、電圧比較器１９から出力される差電
圧も徐々に上昇して高くなる。そして可変容量ダイオー
ド９のカソードに加えられる制御電圧が徐々に高くなる
結果、可変容量ダイオード９の静電容量が小さくされ、
９０度移相回路４の共振周波数であるＳ字特性の中心周
波数ｆｓが高くなる。このような状態が複数の受信タイ
ムスロットＲＸ１ないしＲＸ３に亘って継続され、Ｓ字
特性の中心周波数ｆｓは最終的にＩＦ信号の周波数ｆｉ
と同じｆｈに一致する。その結果、検波回路３から出力
される復調アナログ信号の直流成分はＶｏになる。
【００２６】同様に、検波回路３に入力されるＩＦ信号
の周波数ｆｉが低い周波数ｆｌにずれている場合も、高
い周波数ｆｈにずれている場合とは高低逆の動作が同様
になされて、Ｓ字特性の中心周波数ｆｓが低くなり、最
終的にＩＦ信号の周波数ｆｉと同じｆｌに一致する。そ
して検波回路３から出力される復調アナログ信号の直流
電圧成分はＶｏになる。
の周波数ｆｉが低い周波数ｆｌにずれている場合も、高
い周波数ｆｈにずれている場合とは高低逆の動作が同様
になされて、Ｓ字特性の中心周波数ｆｓが低くなり、最
終的にＩＦ信号の周波数ｆｉと同じｆｌに一致する。そ
して検波回路３から出力される復調アナログ信号の直流
電圧成分はＶｏになる。
【００２７】既に説明したように、検波回路３に入力さ
れる高周波雑音の周波数分布はＳ字特性の帯域に比べて
十分に広いので、Ｓ字特性の中心周波数ｆｓがｆｈやｆ
ｌにずれても、復調雑音の直流電圧成分はＶｏである。
したがって、通信を開始してから積分回路１６の時定数
で決まる時間を経過した後、例えば図６（Ａ）に示した
受信タイムスロットＲＸ１の前後において、送信タイム
スロットＴＸと受信タイムスロットＲＸが交互に切り替
わって、検波回路３の出力が復調アナログ信号と復調雑
音に交互に変わるが、それらの直流電圧成分は共にＶｏ
である。したがって、波形整形用の電圧比較器１１の閾
値電圧を得るための積分回路１３に、復調アナログ信号
Ｊ４と復調雑音Ｋが交互に入力されても、積分回路１３
から電圧比較器１１の負入力端に閾値電圧として与えら
れる積分電圧ＬはＶｏであって変動しない。
れる高周波雑音の周波数分布はＳ字特性の帯域に比べて
十分に広いので、Ｓ字特性の中心周波数ｆｓがｆｈやｆ
ｌにずれても、復調雑音の直流電圧成分はＶｏである。
したがって、通信を開始してから積分回路１６の時定数
で決まる時間を経過した後、例えば図６（Ａ）に示した
受信タイムスロットＲＸ１の前後において、送信タイム
スロットＴＸと受信タイムスロットＲＸが交互に切り替
わって、検波回路３の出力が復調アナログ信号と復調雑
音に交互に変わるが、それらの直流電圧成分は共にＶｏ
である。したがって、波形整形用の電圧比較器１１の閾
値電圧を得るための積分回路１３に、復調アナログ信号
Ｊ４と復調雑音Ｋが交互に入力されても、積分回路１３
から電圧比較器１１の負入力端に閾値電圧として与えら
れる積分電圧ＬはＶｏであって変動しない。
【００２８】以下に積分回路１６の時定数の設定につい
て説明するが、ここでは、ＩＦ信号の周波数ｆｉが図３
（Ａ）の様に例えば高い方ｆｈへずれており、従って復
調アナログ信号の直流電圧成分がＶｏより高いＶｈであ
る場合を例にして説明する。
て説明するが、ここでは、ＩＦ信号の周波数ｆｉが図３
（Ａ）の様に例えば高い方ｆｈへずれており、従って復
調アナログ信号の直流電圧成分がＶｏより高いＶｈであ
る場合を例にして説明する。
【００２９】まず、積分回路１６の時定数を１タイムス
ロット長よりも短く設定した場合、たとえば復調デジタ
ル信号の数ビットにしか相当しないような小さな時定数
では、各受信タイムスロットの先頭部分で誤りが生じる
ことは従来のＦＳＫ復調回路と変わらない。
ロット長よりも短く設定した場合、たとえば復調デジタ
ル信号の数ビットにしか相当しないような小さな時定数
では、各受信タイムスロットの先頭部分で誤りが生じる
ことは従来のＦＳＫ復調回路と変わらない。
【００３０】次に、積分回路１６の時定数を１タイムス
ロット長よりも長く設定した場合は、最初の受信スロッ
トＲＸ１においては、図６（Ａ）に示したように、検波
回路３から出力される復調アナログ信号Ｊ１の電圧が積
分電圧Ｌよりも高いので、図６（Ｂ）に矢印ｍ１で示す
位置に於て復調デジタル信号Ｊ１は正しく整形されな
い。しかしこの積分電圧Ｌに応じた制御電圧を９０度移
相回路４に加えたことによって、Ｓ字特性の中心周波数
ｆｓがＩＦ信号周波数ｆｉと同じくｆｈに近づき、復調
アナログ信号の直流電圧成分がＶｈから下がってＶｏに
近づく。このようにして数タイムスロット後には、Ｓ字
特性の中心周波数ｆｓがｆｈに一致し、復調アナログ信
号の積分電圧がＶｏになる。そして、それ以後の受信ス
ロットにおいては、先頭部分に誤りが生じることはな
い。
ロット長よりも長く設定した場合は、最初の受信スロッ
トＲＸ１においては、図６（Ａ）に示したように、検波
回路３から出力される復調アナログ信号Ｊ１の電圧が積
分電圧Ｌよりも高いので、図６（Ｂ）に矢印ｍ１で示す
位置に於て復調デジタル信号Ｊ１は正しく整形されな
い。しかしこの積分電圧Ｌに応じた制御電圧を９０度移
相回路４に加えたことによって、Ｓ字特性の中心周波数
ｆｓがＩＦ信号周波数ｆｉと同じくｆｈに近づき、復調
アナログ信号の直流電圧成分がＶｈから下がってＶｏに
近づく。このようにして数タイムスロット後には、Ｓ字
特性の中心周波数ｆｓがｆｈに一致し、復調アナログ信
号の積分電圧がＶｏになる。そして、それ以後の受信ス
ロットにおいては、先頭部分に誤りが生じることはな
い。
【００３１】ところでＣＴ−２通信方式では、復調デジ
タル信号に誤りが検出された場合は、再送信要求を出し
て再受信を行う受信誤動作対応システムが採用されてお
り、再送信要求を繰り返す回数は一般的に３回程度に設
定されている。このため、連続する３つの受信スロット
で誤りが生じても、その後の受信スロットで正しい復調
デジタル信号が得られる。
タル信号に誤りが検出された場合は、再送信要求を出し
て再受信を行う受信誤動作対応システムが採用されてお
り、再送信要求を繰り返す回数は一般的に３回程度に設
定されている。このため、連続する３つの受信スロット
で誤りが生じても、その後の受信スロットで正しい復調
デジタル信号が得られる。
【００３２】更に、積分回路１６の時定数を５タイムス
ロットを越えて長く設定した場合には、Ｓ字特性の中心
周波数ｆｓがＩＦ信号の周波数ｆｉと同じｆｈに一致す
る迄に時間がかかり、復調アナログ信号の直流電圧成分
がＶｈからＶｏに変わるのに長時間を要し、連続する３
つの受信タイムスロットを越える多くの受信タイムスロ
ットに亘って誤りが生じ、その誤りを訂正できない。
ロットを越えて長く設定した場合には、Ｓ字特性の中心
周波数ｆｓがＩＦ信号の周波数ｆｉと同じｆｈに一致す
る迄に時間がかかり、復調アナログ信号の直流電圧成分
がＶｈからＶｏに変わるのに長時間を要し、連続する３
つの受信タイムスロットを越える多くの受信タイムスロ
ットに亘って誤りが生じ、その誤りを訂正できない。
【００３３】以上の理由により、積分回路１６の時定数
はＣＴ−２通信方式の１タイムスロット長以上で５タイ
ムスロット長以下に設定すると良い。さらに好ましくは
１タイムスロット長以上で、３タイムスロット長以下に
設定するのが最適であることが実験的に確かめられた。
はＣＴ−２通信方式の１タイムスロット長以上で５タイ
ムスロット長以下に設定すると良い。さらに好ましくは
１タイムスロット長以上で、３タイムスロット長以下に
設定するのが最適であることが実験的に確かめられた。
【００３４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によるＦＳ
Ｋ復調回路によれば、ＩＦ信号の周波数とＦＳＫ復調回
路の入出力特性であるＳ字特性の中心周波数がずれてい
ると、ＦＳＫ復調回路から出力されるＦＳＫ復調アナロ
グ信号の直流電圧成分の大きさに応じた制御電圧が、９
０度移相回路に加えられて、Ｓ字特性の中心周波数がＩ
Ｆ信号の周波数に一致するように制御されるので、誤り
の少ないＦＳＫ復調デジタル信号が得られる。
Ｋ復調回路によれば、ＩＦ信号の周波数とＦＳＫ復調回
路の入出力特性であるＳ字特性の中心周波数がずれてい
ると、ＦＳＫ復調回路から出力されるＦＳＫ復調アナロ
グ信号の直流電圧成分の大きさに応じた制御電圧が、９
０度移相回路に加えられて、Ｓ字特性の中心周波数がＩ
Ｆ信号の周波数に一致するように制御されるので、誤り
の少ないＦＳＫ復調デジタル信号が得られる。
【図１】この発明によるＦＳＫ復調回路の一実施例であ
る。
る。
【図２】従来のＦＳＫ復調回路の一例である。
【図３】ＩＦ信号の周波数に対するクオドラチャ検波回
路の入出力特性を示す図である。
路の入出力特性を示す図である。
【図４】高周波雑音に対するクオドラチャ検波回路の入
出力特性を示す図である。
出力特性を示す図である。
【図５】従来のＦＳＫ復調回路における復調アナログ信
号及び復調デジタル信号の状態を示す図である。
号及び復調デジタル信号の状態を示す図である。
【図６】この発明によるＦＳＫ復調回路における復調ア
ナログ信号及び復調デジタル信号の状態を示す図であ
る。
ナログ信号及び復調デジタル信号の状態を示す図であ
る。
３ クオドラチャ検波回路 ４ ９０度移相回路 ８ 共振コイル ９ 可変容量ダイオード １０ ダブルバランスミキサ １６ 積分回路 １７ 抵抗器 １８ コンデンサ １９ 電圧比較回路
Claims (3)
- 【請求項１】 ９０度移相回路を備えたクオドラチャ検
波回路から出力されたＦＳＫ復調アナログ信号の電圧に
応じて前記９０度移相回路の共振周波数を制御するよう
に構成したことを特徴とするＦＳＫ復調回路。 - 【請求項２】 ダブルバランスミキサと制御端に加えら
れた制御電圧によって共振周波数を電圧制御される９０
度移相回路とで構成されたクオドラチャ検波回路と、そ
のクオドラチャ検波回路から出力されたＦＳＫ復調アナ
ログ信号の一部を入力してその積分電圧を出力する積分
回路と、前記積分電圧と基準電圧とを入力して差電圧を
出力しその差電圧を前記制御電圧として前記９０度移相
回路の制御端に加える電圧比較器とを備えたことを特徴
とする請求項１に記載のＦＳＫ復調回路。 - 【請求項３】 前記ＦＳＫ復調回路はＣＴ−２方式の通
信機に用いられるものであって、前記積分回路の時定数
を、ＣＴ−２方式において規定された１タイムスロット
長以上で５タイムスロット長以下に設定したことを特徴
とする請求項２に記載のＦＳＫ復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10457794A JPH07288551A (ja) | 1994-04-19 | 1994-04-19 | Ｆｓｋ復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10457794A JPH07288551A (ja) | 1994-04-19 | 1994-04-19 | Ｆｓｋ復調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07288551A true JPH07288551A (ja) | 1995-10-31 |
Family
ID=14384297
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10457794A Withdrawn JPH07288551A (ja) | 1994-04-19 | 1994-04-19 | Ｆｓｋ復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07288551A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN108601531A (zh) * | 2016-01-27 | 2018-09-28 | 生命探测技术股份有限公司 | 用于在没有物理接触的情况下检测物理变化的系统和方法 |
| WO2018175194A3 (en) * | 2017-03-20 | 2018-10-25 | Blue Danube Systems, Inc. | Precision high frequency phase adders |
| US11253163B2 (en) | 2016-01-27 | 2022-02-22 | Life Detection Technologies, Inc. | Systems and methods for detecting physical changes without physical contact |
-
1994
- 1994-04-19 JP JP10457794A patent/JPH07288551A/ja not_active Withdrawn
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN108601531A (zh) * | 2016-01-27 | 2018-09-28 | 生命探测技术股份有限公司 | 用于在没有物理接触的情况下检测物理变化的系统和方法 |
| JP2019509473A (ja) * | 2016-01-27 | 2019-04-04 | ライフ ディテクション テクノロジーズ，インコーポレーテッド | 物理的接触なしに物理的変化を検出するためのシステム及び方法 |
| US11026593B2 (en) | 2016-01-27 | 2021-06-08 | Life Detection Technologies, Inc. | Systems and methods for detecting physical changes without physical contact |
| US11253163B2 (en) | 2016-01-27 | 2022-02-22 | Life Detection Technologies, Inc. | Systems and methods for detecting physical changes without physical contact |
| US11523745B2 (en) | 2016-01-27 | 2022-12-13 | Life Detection Technologies, Inc. | Systems and methods for detecting physical changes without physical contact |
| US11684283B2 (en) | 2016-01-27 | 2023-06-27 | Life Detection Technologies, Inc. | Systems and methods for detecting physical changes without physical contact |
| US11896357B2 (en) | 2016-01-27 | 2024-02-13 | Life Detection Technologies, Inc. | Systems and methods for detecting physical changes without physical contact |
| WO2018175194A3 (en) * | 2017-03-20 | 2018-10-25 | Blue Danube Systems, Inc. | Precision high frequency phase adders |
| US10693417B2 (en) | 2017-03-20 | 2020-06-23 | Blue Danube Systems, Inc. | Precision high frequency phase adders |
| US10917048B2 (en) | 2017-03-20 | 2021-02-09 | Blue Danube Systems, Inc. | Precision high frequency phase adders |
| US11962273B2 (en) | 2017-03-20 | 2024-04-16 | Nec Advanced Networks, Inc. | Precision high frequency phase adders |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20010703 |