JPS58136160A - ベ−スバンド復調器 - Google Patents
ベ−スバンド復調器Info
- Publication number
- JPS58136160A JPS58136160A JP57017440A JP1744082A JPS58136160A JP S58136160 A JPS58136160 A JP S58136160A JP 57017440 A JP57017440 A JP 57017440A JP 1744082 A JP1744082 A JP 1744082A JP S58136160 A JPS58136160 A JP S58136160A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- phase shifter
- signal
- amount
- controlled oscillator
- Prior art date
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- Pending
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
仝発明はベースバンド復調器、特に、搬送波抑圧画側帯
波信号の復調に使用されるコスタスループ復調器、振幅
復調機能？持つフェイズ・ロック・ループ、コヒーレン
ト振幅出力ヲ得るための乗算器構成の復調器などに適用
できる、ベースバンド復調器に係る。
波信号の復調に使用されるコスタスループ復調器、振幅
復調機能？持つフェイズ・ロック・ループ、コヒーレン
ト振幅出力ヲ得るための乗算器構成の復調器などに適用
できる、ベースバンド復調器に係る。
一般に、２相または４相位相シフトキーインク、めるい
は符号逆転変調のような、搬送波の漏洩成分がないよう
な変調１８号から搬送波を抽出し、ベースバンド復調す
る復調器においては、第１図に示すコスタスループ復調
器が用いられている。これは入力変調信号■Ｉを２つの
位相比較器１．１′に力１えて、電圧制側ｊ発振器（Ｖ
ＣＯ）５より出力される再生搬送波信号■、２よび９０
°移相器６で９００移相した信号Ｖ、と比較し、これら
位相比較器１．１′の出力Ｖａ １ ＨＶｄ１をそれぞ
れ低域３波器（ＬＰＦ）２．２’ ＊通して乗算器３に
加えて乗算し、この乗算器３の出力■、全ループフィル
タ４を通して＃、振器５に制御信号■、として加え、そ
の出力位相を制御するという構成である。
は符号逆転変調のような、搬送波の漏洩成分がないよう
な変調１８号から搬送波を抽出し、ベースバンド復調す
る復調器においては、第１図に示すコスタスループ復調
器が用いられている。これは入力変調信号■Ｉを２つの
位相比較器１．１′に力１えて、電圧制側ｊ発振器（Ｖ
ＣＯ）５より出力される再生搬送波信号■、２よび９０
°移相器６で９００移相した信号Ｖ、と比較し、これら
位相比較器１．１′の出力Ｖａ １ ＨＶｄ１をそれぞ
れ低域３波器（ＬＰＦ）２．２’ ＊通して乗算器３に
加えて乗算し、この乗算器３の出力■、全ループフィル
タ４を通して＃、振器５に制御信号■、として加え、そ
の出力位相を制御するという構成である。
本発明省はこの構成において、搬送波周波数ｆに数１０
０ＭＨｚを用い、かつ、この受信搬送波周波数変動が大
きく、その周波数安定度が１０−８程度のきひしい壌境
粂件で使用する場合について入力周波数変動に追随でき
て安定に同期搬送波を再生する方法を侠討した。第２図
（ａ）、 （ｂ）に恢討に用いたＶＣＯおよび９００移
相器の回路図を示す。
０ＭＨｚを用い、かつ、この受信搬送波周波数変動が大
きく、その周波数安定度が１０−８程度のきひしい壌境
粂件で使用する場合について入力周波数変動に追随でき
て安定に同期搬送波を再生する方法を侠討した。第２図
（ａ）、 （ｂ）に恢討に用いたＶＣＯおよび９００移
相器の回路図を示す。
（旬は市ＩＪＮｍ号■、によシバラクタダイオードＤ（
日立製ｌ５Ｖ５８）のキャパシタンスヲ変え、ＩＣ８（
ブレラシー製ＭＣ１６４８）の出力■、の発振周波数を
制御する回路である。受信周波数ｆはミキサによって周
波！５（ｆ換されているので、Ｖ ＣＯの出力■、の発
振周波数ｆ、はこの場合１０．７ＭＨｚになるようにし
である。同図（ｂ）は−足ゲインを得るための広帯域移
相器でＲ，とＣにより移相量φは となる。ここで７にはＩＣＩ日立＃ＨＡ１１１０）を用
いた。第２図の回路を第１図に採用し、ｖｃ。
日立製ｌ５Ｖ５８）のキャパシタンスヲ変え、ＩＣ８（
ブレラシー製ＭＣ１６４８）の出力■、の発振周波数を
制御する回路である。受信周波数ｆはミキサによって周
波！５（ｆ換されているので、Ｖ ＣＯの出力■、の発
振周波数ｆ、はこの場合１０．７ＭＨｚになるようにし
である。同図（ｂ）は−足ゲインを得るための広帯域移
相器でＲ，とＣにより移相量φは となる。ここで７にはＩＣＩ日立＃ＨＡ１１１０）を用
いた。第２図の回路を第１図に採用し、ｖｃ。
の制＃電圧Ｖ、と発振周波数ｆｗ、移相器の移相蓋φと
の関係金求めた結果を第３図に示す。前述したように、
受信人力周波数の安定度は１ｏ−３程度であるので、Ｖ
Ｃｌｏの！変周波数範囲は上記入力周波数変動の数倍程
度が必要になる。すなわち、ＶＣＯ（７）可変周波数範
囲は１０．７ＭＨｚ±０．０６Ｍ Ｈｚ程度である。と
ころがＶｃｏの発振周波数がこのように変わると９０°
移相器の移相量φが９０°±３°程駄変励してしまう。
の関係金求めた結果を第３図に示す。前述したように、
受信人力周波数の安定度は１ｏ−３程度であるので、Ｖ
Ｃｌｏの！変周波数範囲は上記入力周波数変動の数倍程
度が必要になる。すなわち、ＶＣＯ（７）可変周波数範
囲は１０．７ＭＨｚ±０．０６Ｍ Ｈｚ程度である。と
ころがＶｃｏの発振周波数がこのように変わると９０°
移相器の移相量φが９０°±３°程駄変励してしまう。
この位相誤差は誤り重付性の劣化ケ萱ねき、Ｃ／Ｎに換
算して約０．５ｄＢ８度のみ化量であった。変復調系で
の位相誤差は変調器、位相比較器、移相器などにおける
位相誤差があり、全体での位相誤差を±３＠以下に抑え
る必要がある。変調器、位相比較器における位相誤差は
補償されないものであり、入力レヘルの変動、温度変化
等によって±３°程度生する。したがって、移相器の位
相誤差は大きな問題となり、これｔｏ近くに抑える必要
がある。
算して約０．５ｄＢ８度のみ化量であった。変復調系で
の位相誤差は変調器、位相比較器、移相器などにおける
位相誤差があり、全体での位相誤差を±３＠以下に抑え
る必要がある。変調器、位相比較器における位相誤差は
補償されないものであり、入力レヘルの変動、温度変化
等によって±３°程度生する。したがって、移相器の位
相誤差は大きな問題となり、これｔｏ近くに抑える必要
がある。
本発明の目的は２１′ｌ−または４相シフトキーインク
、あるいは符号逆転変調のよう”な、搬送波の漏洩成分
がないような変調は号から搬送波を抽出しベースバンド
復調する方式において、受信搬送波の周波数変動が大き
い場合でもその周波数変動に追随できて安定に同期搬送
波？再生する手段を提供することにある。その結果、符
号誤シ率特性上のＣ／Ｎ劣化を小さくすることにある。
、あるいは符号逆転変調のよう”な、搬送波の漏洩成分
がないような変調は号から搬送波を抽出しベースバンド
復調する方式において、受信搬送波の周波数変動が大き
い場合でもその周波数変動に追随できて安定に同期搬送
波？再生する手段を提供することにある。その結果、符
号誤シ率特性上のＣ／Ｎ劣化を小さくすることにある。
本発明は上記目的を達成するため、ｖｃｏ出力？移相器
會通して位相比較器で人力信号と乗算する回路において
、ｖＣＯ人力信号に応じてｖＣＯ出力の発振周波数が変
化しても移相器の移相蓋がつねに−ボとなるようにＶＣ
Ｏ入力信号で移相器の移相ｊｔ′を制御するように復調
器を構成したものでるる。
會通して位相比較器で人力信号と乗算する回路において
、ｖＣＯ人力信号に応じてｖＣＯ出力の発振周波数が変
化しても移相器の移相蓋がつねに−ボとなるようにＶＣ
Ｏ入力信号で移相器の移相ｊｔ′を制御するように復調
器を構成したものでるる。
以下本発明を実施例によって説明する。
第４図は本発明によるコスタスループ復調器の一実施例
の構成を示したものである。第１図と同じ数字、符号の
ものは第１図と同じものである。
の構成を示したものである。第１図と同じ数字、符号の
ものは第１図と同じものである。
この復調器は、ループフィルタ４の出力信号Ｖ。
でＶＣＯ５の発振周波数ｆ、と移相器９の移相量φを制
御するようにした構成されている。すなわち、電圧■９
．によって周波数ｆ、が変化しても、移相器９の位相量
φはつねに一定（９０” ）となるように制御するよ
うにしたものである。次に周波数１７が広範囲に変化し
た場合でも制御電圧■、により移相量φをつねに一定と
なるようにする具体的な回路について説明する。
御するようにした構成されている。すなわち、電圧■９
．によって周波数ｆ、が変化しても、移相器９の位相量
φはつねに一定（９０” ）となるように制御するよ
うにしたものである。次に周波数１７が広範囲に変化し
た場合でも制御電圧■、により移相量φをつねに一定と
なるようにする具体的な回路について説明する。
第５図は上記移相器９の一実施例の回路図を示したもの
である。ＩＣ７は第２図（ｂ）と同じものを用いである
。出力端子の一方８側にコンデンサＣと直列にバラクタ
ダイオード゛Ｄ（日立製Ｉ Ｓ Ｖ２Ｏ）を接続し、こ
のＣとＤの間に抵抗Ｒ１全通して直流バイアス電圧Ｖ＋
＋と制御電圧ｖ 、’ｔ−印加するようにしである。
である。ＩＣ７は第２図（ｂ）と同じものを用いである
。出力端子の一方８側にコンデンサＣと直列にバラクタ
ダイオード゛Ｄ（日立製Ｉ Ｓ Ｖ２Ｏ）を接続し、こ
のＣとＤの間に抵抗Ｒ１全通して直流バイアス電圧Ｖ＋
＋と制御電圧ｖ 、’ｔ−印加するようにしである。
ｍ６図（ａ）は第５図の回路において、抵抗Ｒ１、バイ
アス電圧Ｖｍｅパラメータにとり、ｆ、’を変えた場合
のφがつねに９０″となるような電圧■、′の値を測定
した結果を示したものである。
アス電圧Ｖｍｅパラメータにとり、ｆ、’を変えた場合
のφがつねに９０″となるような電圧■、′の値を測定
した結果を示したものである。
Ｒ，、Ｖ■の値によってｆ、対Ｖ、’％性曲線のかたむ
きを変えられることがわかる。また第６図（ｂ）はＣ，
Ｖｉｆｆｉパラメータにとりｆ、対Ｖｅ’特性曲線を測
定した結果であり、同様にＣＢＶｍＯ値によって特性曲
線のかたむきが変えられることがわかる。このことより
ｆ、の変化に対してφをつねに一定にするには、ｆｖ対
Ｖ、！性曲線のかたむきと、ｆ７対Ｖ ａ’特性曲線の
かたむきが同じになればよいことがわかる。そしてｖ、
＝ｖ、’であればよい。以上の特性によシ、第３図と第
６図の特１′にを見てみると、■も、牛５． Ｉ ＫΩ
、Ｖｍ中７．６Ｖ。
きを変えられることがわかる。また第６図（ｂ）はＣ，
Ｖｉｆｆｉパラメータにとりｆ、対Ｖｅ’特性曲線を測
定した結果であり、同様にＣＢＶｍＯ値によって特性曲
線のかたむきが変えられることがわかる。このことより
ｆ、の変化に対してφをつねに一定にするには、ｆｖ対
Ｖ、！性曲線のかたむきと、ｆ７対Ｖ ａ’特性曲線の
かたむきが同じになればよいことがわかる。そしてｖ、
＝ｖ、’であればよい。以上の特性によシ、第３図と第
６図の特１′にを見てみると、■も、牛５． Ｉ ＫΩ
、Ｖｍ中７．６Ｖ。
１４．キ１．３にΩ、Ｃキ３９ｐＦがほぼ上記条件ケ（
１軸足している。
１軸足している。
なお、上呂己条件を満足するものは、上記例だけではな
く、Ｒ，、Ｖｍ 、 Ｉｔ、 、 Ｃの組合せにより
種々のものが実現できる。
く、Ｒ，、Ｖｍ 、 Ｉｔ、 、 Ｃの組合せにより
種々のものが実現できる。
第７図は移相器のＲ−、ＶＢ 、Ｊ 、Ｃの値を上ｄ山
面に設定した状態で、第４図の回路構成で測矩した結果
であり、制御′電圧■、の変化に対して■）にも係わら
ず、移相量φｔまほとんど変化せず９０°に保たれてい
る。この結果全従来の第３図の結果と比較すればわかる
ように、本発明により、大幅に特性が改善されているこ
とがわかる。した方 がって本発明による復調器法では移相器による位へ 相１走はほぼ０であシ、これにょるＣ／Ｎ劣化量はなく
なる。 ′ 第８図は本発明による復調器の他の実施例の構ｔＪｙ、
を示したもので、振幅復調機能を持つフェイズロックル
ープである。実線で示した部分は従来例であり、この実
線部分に点線１３を付加したフェイズロックループであ
る。
面に設定した状態で、第４図の回路構成で測矩した結果
であり、制御′電圧■、の変化に対して■）にも係わら
ず、移相量φｔまほとんど変化せず９０°に保たれてい
る。この結果全従来の第３図の結果と比較すればわかる
ように、本発明により、大幅に特性が改善されているこ
とがわかる。した方 がって本発明による復調器法では移相器による位へ 相１走はほぼ０であシ、これにょるＣ／Ｎ劣化量はなく
なる。 ′ 第８図は本発明による復調器の他の実施例の構ｔＪｙ、
を示したもので、振幅復調機能を持つフェイズロックル
ープである。実線で示した部分は従来例であり、この実
線部分に点線１３を付加したフェイズロックループであ
る。
第９図は本発明の更に他の実施例における、移相器９の
制御部の構成を示すもので、前述の実施例ではｖＣＯ５
と移相器９に同一の制御電圧を加えたものであるが、素
子の選択の自由どが少ないという問題があるのに対し本
実施例ではループフィルタ４と移相器の間に電圧制御（
電圧変換）回路を設け、基準電圧と比較することによっ
て、移相器を構成する素子に適した制御電圧を得るよう
に構成されている。
制御部の構成を示すもので、前述の実施例ではｖＣＯ５
と移相器９に同一の制御電圧を加えたものであるが、素
子の選択の自由どが少ないという問題があるのに対し本
実施例ではループフィルタ４と移相器の間に電圧制御（
電圧変換）回路を設け、基準電圧と比較することによっ
て、移相器を構成する素子に適した制御電圧を得るよう
に構成されている。
第１０図は本発明の別の実施例を示したものでコスタス
ループによる自動周波数制御（ＡＦＣ）、および自動利
得制御（ＡＧＣ）の信号抽出法に本発明を適用したもの
である。すなわち、電圧制御発振器（ｖｃｏ）ｓの出力
信号をπ／４移相器１４、−π／４移相器１５に入力し
、これらの移相器の出力信号と入力変調信号Ｖｉを位相
比較器１＃、１″′で比較後、各々の信号を低域通過フ
ィルタ２“、２１を通して乗算器３′に加えて乗算し、
上記ＡＧＣ信号を抽出する。この実施例で、ｖＣＯの発
振周波数が変わると、π／４および−π／４移相器の移
相器も変わる。そこで、ループフィルタ４の出力信号Ｖ
ｃを１６で示すように、各々の移相器に制御信号として
フィードバックさせることにより、各々の移相量をつね
に所望値に保つようにしたものである。ここで、π／４
移相器および−ｊ移相器は第５図の回路構成で、Ｃ，Ｒ
１を調整することにより容易に実現できるものである。
ループによる自動周波数制御（ＡＦＣ）、および自動利
得制御（ＡＧＣ）の信号抽出法に本発明を適用したもの
である。すなわち、電圧制御発振器（ｖｃｏ）ｓの出力
信号をπ／４移相器１４、−π／４移相器１５に入力し
、これらの移相器の出力信号と入力変調信号Ｖｉを位相
比較器１＃、１″′で比較後、各々の信号を低域通過フ
ィルタ２“、２１を通して乗算器３′に加えて乗算し、
上記ＡＧＣ信号を抽出する。この実施例で、ｖＣＯの発
振周波数が変わると、π／４および−π／４移相器の移
相器も変わる。そこで、ループフィルタ４の出力信号Ｖ
ｃを１６で示すように、各々の移相器に制御信号として
フィードバックさせることにより、各々の移相量をつね
に所望値に保つようにしたものである。ここで、π／４
移相器および−ｊ移相器は第５図の回路構成で、Ｃ，Ｒ
１を調整することにより容易に実現できるものである。
本発明は以上に述べたように、ｖＣＯ入力信号に応じて
ｖＣＯ出力の発振周波数が変化しても移相器の移相量が
つねに一定となるようにｖＣＯ人力信号で移相器の移相
量を制御するように構成されたものであり、移相量は９
０ ばかりでなく、復調器の構成により＋４５、−４５
でもよい。
ｖＣＯ出力の発振周波数が変化しても移相器の移相量が
つねに一定となるようにｖＣＯ人力信号で移相器の移相
量を制御するように構成されたものであり、移相量は９
０ ばかりでなく、復調器の構成により＋４５、−４５
でもよい。
移相器、ｖＣＯの回転構成も上記実施例に限定されず、
アナログ回路であれば適用できる。また同期搬送波再生
法として、コスタスループ以外に、逆変調法、逓倍法な
どにも適用できることは言うまでもないことである。
アナログ回路であれば適用できる。また同期搬送波再生
法として、コスタスループ以外に、逆変調法、逓倍法な
どにも適用できることは言うまでもないことである。
第１図は、従来のコスタスループ復調器の回路構成、第
２図（ａ）および（ｂｌは本発明者が検討用に用いたｖ
ＣＯおよび移相器の回路構成、第３図は第２図の回路を
用いて得た制御電圧とｖＣＯの発振周波数、移相器の移
相量との関係を示す実験結果、第４図は、本発明による
コスタスループ復調器の一実施例の構成図、第５図は上
記第４図における移相器の一実施例の回路図、第６図（
ａ）および（ｂ）は第５図の回路を用いて得た実験結果
、第７図は本発明の回路を用いて得た制御電圧とｖＣＯ
の発振周波数、移相器の移相量との関係を示す実験結果
、第８図は本発明の他の実施例で、振幅復調機能を持つ
フェイズロックループの回路構成図、第９図は本発明の
他の実施例における移相器制御部の構成を示す図、およ
び第１０図は本発明の他の実施例ζこおけるコスタスル
ープの制御回路構成図である。 １．１′・・・位相比較器、２．２’・・・低域ろ波器
、３・・・乗算器、４・・・ループフィルタ、５・・・
電圧制御発振器（ＶＣＯ）、６・・・移相器。 ■）図 第 ２ 図 （人） （ｂ） Ｖｃ ｆＪ ３ 図 ２．１１ ２．５ ２．
６惨り ｆ＃１７ 電 ＩＬ Ｖｃ （’Ｖ）″
ｆＪ ５ 図 Ｖ７ エ ６ 図 Ｃ人ン Ｉθ、６ １０．１ ／
θ、Ｂメｃｏｔｒ金詠周汲数ｋ（Ｍ、”ｌ；ｔ）第
６ 図 （ｂ） ｌθ、６１θ７１θ、８ 〆ｃｏ／′を娠ＩｆＩ 坂、数ｆｖ（ｒｔｔ−ｔｚ）第
７ 図 制 伶ア電 ７ｒ Ｖｃ （Ｖ） 第 ３ 図 第 ｑ 用
２図（ａ）および（ｂｌは本発明者が検討用に用いたｖ
ＣＯおよび移相器の回路構成、第３図は第２図の回路を
用いて得た制御電圧とｖＣＯの発振周波数、移相器の移
相量との関係を示す実験結果、第４図は、本発明による
コスタスループ復調器の一実施例の構成図、第５図は上
記第４図における移相器の一実施例の回路図、第６図（
ａ）および（ｂ）は第５図の回路を用いて得た実験結果
、第７図は本発明の回路を用いて得た制御電圧とｖＣＯ
の発振周波数、移相器の移相量との関係を示す実験結果
、第８図は本発明の他の実施例で、振幅復調機能を持つ
フェイズロックループの回路構成図、第９図は本発明の
他の実施例における移相器制御部の構成を示す図、およ
び第１０図は本発明の他の実施例ζこおけるコスタスル
ープの制御回路構成図である。 １．１′・・・位相比較器、２．２’・・・低域ろ波器
、３・・・乗算器、４・・・ループフィルタ、５・・・
電圧制御発振器（ＶＣＯ）、６・・・移相器。 ■）図 第 ２ 図 （人） （ｂ） Ｖｃ ｆＪ ３ 図 ２．１１ ２．５ ２．
６惨り ｆ＃１７ 電 ＩＬ Ｖｃ （’Ｖ）″
ｆＪ ５ 図 Ｖ７ エ ６ 図 Ｃ人ン Ｉθ、６ １０．１ ／
θ、Ｂメｃｏｔｒ金詠周汲数ｋ（Ｍ、”ｌ；ｔ）第
６ 図 （ｂ） ｌθ、６１θ７１θ、８ 〆ｃｏ／′を娠ＩｆＩ 坂、数ｆｖ（ｒｔｔ−ｔｚ）第
７ 図 制 伶ア電 ７ｒ Ｖｃ （Ｖ） 第 ３ 図 第 ｑ 用
Claims (1)
- 搬送波の漏洩成分がないような変満信号から搬込波音抽
出しベースバンドｏＬＢＩ４する装置において、′電圧
制御発振器出力を移相器を通して位相比較器で人力伯−
号と乗算する場合に、電圧制御発振器の入力信号に応じ
て電圧制御発振器出力の発振周波数が変化しても移相器
の移相量がつねに一定となるように電圧制御発＆器の入
力信号で移相器の移相ｉｔ ′ｆｃｆｌｉｌＪ御する手
段を有してなること？特徴とするベースバンド復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57017440A JPS58136160A (ja) | 1982-02-08 | 1982-02-08 | ベ−スバンド復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57017440A JPS58136160A (ja) | 1982-02-08 | 1982-02-08 | ベ−スバンド復調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58136160A true JPS58136160A (ja) | 1983-08-13 |
Family
ID=11944079
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57017440A Pending JPS58136160A (ja) | 1982-02-08 | 1982-02-08 | ベ−スバンド復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58136160A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05152855A (ja) * | 1991-11-28 | 1993-06-18 | Fujitsu Ten Ltd | ダイレクト検波受信機 |
| JPH05160644A (ja) * | 1991-12-04 | 1993-06-25 | Fujitsu Ten Ltd | 位相差発振回路 |
| JPH05160643A (ja) * | 1991-12-04 | 1993-06-25 | Fujitsu Ten Ltd | 位相差発振回路 |
-
1982
- 1982-02-08 JP JP57017440A patent/JPS58136160A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05152855A (ja) * | 1991-11-28 | 1993-06-18 | Fujitsu Ten Ltd | ダイレクト検波受信機 |
| JPH05160644A (ja) * | 1991-12-04 | 1993-06-25 | Fujitsu Ten Ltd | 位相差発振回路 |
| JPH05160643A (ja) * | 1991-12-04 | 1993-06-25 | Fujitsu Ten Ltd | 位相差発振回路 |
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