JPH11122135A - 受信機 - Google Patents
受信機Info
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- JPH11122135A JPH11122135A JP20643898A JP20643898A JPH11122135A JP H11122135 A JPH11122135 A JP H11122135A JP 20643898 A JP20643898 A JP 20643898A JP 20643898 A JP20643898 A JP 20643898A JP H11122135 A JPH11122135 A JP H11122135A
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- Japan
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Abstract
(57)【要約】
ディジタル携帯電話受信機のローカル信号発振器として
ＰＬＬ回路を使用するため、受信機のコスト低減と小型
化の障害となっている。ローカル信号発振器に要求され
る高い周波数精度を緩和できるような構成にすると共に
ＰＬＬ回路を不要とし、小型で安価な受信機を提供す
る。 【解決手段】第1ローカル信号発振器４の周波数誤差を
周波数誤差検出回路１５で検出すると共に、該検出誤差
情報に基づいて第2ローカル信号発振器１２ｄの出力周
波数を制御して、第1ローカル信号発振器４の周波数誤
差に伴う第１ＩＦ信号５ａの周波数シフトを打ち消すよ
うに補正し、前記第1ローカル信号発振器４の周波数誤
差に係わる受信機特性の劣化を補償するように構成す
る。
ＰＬＬ回路を使用するため、受信機のコスト低減と小型
化の障害となっている。ローカル信号発振器に要求され
る高い周波数精度を緩和できるような構成にすると共に
ＰＬＬ回路を不要とし、小型で安価な受信機を提供す
る。 【解決手段】第1ローカル信号発振器４の周波数誤差を
周波数誤差検出回路１５で検出すると共に、該検出誤差
情報に基づいて第2ローカル信号発振器１２ｄの出力周
波数を制御して、第1ローカル信号発振器４の周波数誤
差に伴う第１ＩＦ信号５ａの周波数シフトを打ち消すよ
うに補正し、前記第1ローカル信号発振器４の周波数誤
差に係わる受信機特性の劣化を補償するように構成す
る。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル携帯電
話等の無線通信において使用される受信機に関し、特
に、ローカル発振器の周波数精度要求を緩和する手段に
関する。
話等の無線通信において使用される受信機に関し、特
に、ローカル発振器の周波数精度要求を緩和する手段に
関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、無線通信におけるディジタル携帯
電話等の無線機の技術が進歩し、機器の小型化と共に種
々の要求を実現するため機器の性能向上が図られてい
る。特に、ディジタル方式の受信機においては、後述す
るようにローカル発振器の周波数誤差がＢＥＲ(Bit Err
or Rate, ビット誤り率)特性や同期特性に直接影響を及
ぼすので、高い精度が要求される。
電話等の無線機の技術が進歩し、機器の小型化と共に種
々の要求を実現するため機器の性能向上が図られてい
る。特に、ディジタル方式の受信機においては、後述す
るようにローカル発振器の周波数誤差がＢＥＲ(Bit Err
or Rate, ビット誤り率)特性や同期特性に直接影響を及
ぼすので、高い精度が要求される。
【０００３】図３は、従来の一般的なディジタル携帯電
話の受信機の構成例を示すブロック図である。この図に
示す受信機は、アンテナ１と、システムのサービスバン
ド帯域を通過させるＲＦバンドパスフィルタ２と、ＲＦ
受信信号を第１の中間周波数に変換して所望の帯域制限
を加えるための第１ミキサ３とＰＬＬ回路による出力周
波数可変の第１ローカル信号発振器４０と第１ＩＦバン
ドパスフィルタ５０と、前記第１の中間周波数を第２の
中間周波数に変換して所望の帯域制限を加えるための第
２ミキサ１１と出力周波数一定の第２ローカル信号発振
器１２と第２ＩＦバンドパスフィルタ１３と、変調波を
復調してディジタルデータを出力する復調器１４とが接
続され受信機が構成される。
話の受信機の構成例を示すブロック図である。この図に
示す受信機は、アンテナ１と、システムのサービスバン
ド帯域を通過させるＲＦバンドパスフィルタ２と、ＲＦ
受信信号を第１の中間周波数に変換して所望の帯域制限
を加えるための第１ミキサ３とＰＬＬ回路による出力周
波数可変の第１ローカル信号発振器４０と第１ＩＦバン
ドパスフィルタ５０と、前記第１の中間周波数を第２の
中間周波数に変換して所望の帯域制限を加えるための第
２ミキサ１１と出力周波数一定の第２ローカル信号発振
器１２と第２ＩＦバンドパスフィルタ１３と、変調波を
復調してディジタルデータを出力する復調器１４とが接
続され受信機が構成される。
【０００４】また、第１ローカル信号発振器４０として
のＰＬＬ回路は、位相比較器４０３と、ループフィルタ
４０２と、ＶＣＯ（電圧制御発振器）４０１と、分周器
４０５とをループ状に接続すると共に、前記位相比較器
４０３に基準信号としてのＴＣＸＯ（温度補償型水晶発
振器）４０４を接続し、信号を前記ＶＣＯ４０１から出
力するように構成している。
のＰＬＬ回路は、位相比較器４０３と、ループフィルタ
４０２と、ＶＣＯ（電圧制御発振器）４０１と、分周器
４０５とをループ状に接続すると共に、前記位相比較器
４０３に基準信号としてのＴＣＸＯ（温度補償型水晶発
振器）４０４を接続し、信号を前記ＶＣＯ４０１から出
力するように構成している。
【０００５】この図に示される受信機は、まず、アンテ
ナ１で受信されたＲＦ信号がＲＦバンドパスフィルタ２
に入力されて必要な帯域制限を受けるが、ここで言う必
要な帯域とは該ディジタル受信機が受信可能なバンド幅
であり、通常使用されるシステムのサービスバンド帯域
に一致する。システムのサービスバンド帯域は、例え
ば、ＰＣＤ800ＭＨｚ方式携帯電話においては１６ＭＨ
ｚである。ＲＦバンドパスフィルタ２により帯域制限を
受けたＲＦ受信信号は、第１ミキサ３と第１ローカル発
振器４０とにより周波数変換を施される。この第１ロー
カル発振器４は後述する理由により高い周波数精度が要
求されるためＰＬＬ（位相ロックループ）回路で構成す
るのが一般的である。
ナ１で受信されたＲＦ信号がＲＦバンドパスフィルタ２
に入力されて必要な帯域制限を受けるが、ここで言う必
要な帯域とは該ディジタル受信機が受信可能なバンド幅
であり、通常使用されるシステムのサービスバンド帯域
に一致する。システムのサービスバンド帯域は、例え
ば、ＰＣＤ800ＭＨｚ方式携帯電話においては１６ＭＨ
ｚである。ＲＦバンドパスフィルタ２により帯域制限を
受けたＲＦ受信信号は、第１ミキサ３と第１ローカル発
振器４０とにより周波数変換を施される。この第１ロー
カル発振器４は後述する理由により高い周波数精度が要
求されるためＰＬＬ（位相ロックループ）回路で構成す
るのが一般的である。
【０００６】ここで、ＰＬＬ回路について簡単に説明す
れば、位相比較器４０３がＴＣＸＯ４０４出力の基準周
波数frと分周器４０５出力の比較周波数fdとの位相差に
応じたパルス幅を出力すると、ループフィルタ４０２が
該パルス出力を平滑して得る直流分電圧をＶＣＯ４０１
に出力する。ＶＣＯ４０１はこの直流電圧に応じた周波
数を出力するが、該出力を分周器４０５を介して位相比
較器４０３へ帰還させることにより、frとfdとは同一周
波数、同一位相になるように動作する。なお、分周器４
０５の機能はＶＣＯ４０１出力fvcoをＮ分割するが、こ
のＮを変えることでfrのステップでＶＣＯ４０１の出力
を変化させることができる。
れば、位相比較器４０３がＴＣＸＯ４０４出力の基準周
波数frと分周器４０５出力の比較周波数fdとの位相差に
応じたパルス幅を出力すると、ループフィルタ４０２が
該パルス出力を平滑して得る直流分電圧をＶＣＯ４０１
に出力する。ＶＣＯ４０１はこの直流電圧に応じた周波
数を出力するが、該出力を分周器４０５を介して位相比
較器４０３へ帰還させることにより、frとfdとは同一周
波数、同一位相になるように動作する。なお、分周器４
０５の機能はＶＣＯ４０１出力fvcoをＮ分割するが、こ
のＮを変えることでfrのステップでＶＣＯ４０１の出力
を変化させることができる。
【０００７】次に、第１ミキサ出力信号は、システムの
１チャネル帯域（ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話では約
２５ｋＨｚ）をもつ第１ＩＦバンドパスフィルタ５０に
より帯域制限され、このとき、第１ローカル信号発振器
４０を適切に可変するこによりここでチャネル分離が行
われ第１ＩＦ信号５０ａとなる。該第１ＩＦ信号５０ａ
は、第２ミキサ１１と出力周波数一定の第２ローカル発
振器１２と第２ＩＦバンドパスフィルタ１３とにより周
波数変換および帯域制限が施され、復調器１４が動作可
能な周波数である第２ＩＦ信号１３ａとなる。第２バン
ドパスフィルタ１３の帯域幅すなわち第２ＩＦ信号１３
ａの帯域幅もシステムの１チャネル帯域（ＰＤＣ800Ｍ
Ｈｚ方式携帯電話では約２５ｋＨｚ）であり、これら２
つのチャネル帯域フィルタ５０、１３とによって受信特
性が決定される。ただし、復調器１４がベースバンドで
動作する場合には第２ＩＦ信号をベースバンド信号とす
る必要があるので、このときは第２ＩＦバンドパスフィ
ルタ１３はローパスフィルタとする必要がある。第２Ｉ
Ｆバンドパスフィルタ出力信号１３ａは、復調器１４に
おいてシステムの変調方式（ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯
電話ではπ/４ＱＰＳＫ）に応じて復調され、データ信
号となる。
１チャネル帯域（ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話では約
２５ｋＨｚ）をもつ第１ＩＦバンドパスフィルタ５０に
より帯域制限され、このとき、第１ローカル信号発振器
４０を適切に可変するこによりここでチャネル分離が行
われ第１ＩＦ信号５０ａとなる。該第１ＩＦ信号５０ａ
は、第２ミキサ１１と出力周波数一定の第２ローカル発
振器１２と第２ＩＦバンドパスフィルタ１３とにより周
波数変換および帯域制限が施され、復調器１４が動作可
能な周波数である第２ＩＦ信号１３ａとなる。第２バン
ドパスフィルタ１３の帯域幅すなわち第２ＩＦ信号１３
ａの帯域幅もシステムの１チャネル帯域（ＰＤＣ800Ｍ
Ｈｚ方式携帯電話では約２５ｋＨｚ）であり、これら２
つのチャネル帯域フィルタ５０、１３とによって受信特
性が決定される。ただし、復調器１４がベースバンドで
動作する場合には第２ＩＦ信号をベースバンド信号とす
る必要があるので、このときは第２ＩＦバンドパスフィ
ルタ１３はローパスフィルタとする必要がある。第２Ｉ
Ｆバンドパスフィルタ出力信号１３ａは、復調器１４に
おいてシステムの変調方式（ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯
電話ではπ/４ＱＰＳＫ）に応じて復調され、データ信
号となる。
【０００８】ここで、第１ローカル信号発振器４０とし
てＰＬＬ回路が必要となる理由について説明する。図３
に示される受信機において、第１ローカル信号発振器４
０の周波数に誤差がある場合、まず、受信信号の中心周
波数が上述した２つのチャネル帯域フィルタ５０、１３
の中心周波数からずれるために、該フィルタの減衰特性
により受信信号レベルが減衰して受信特性（ＢＥＲ特
性）が劣化する。また、復調器においてキャリア周波数
オフセットが生じるために同期特性が劣化する。例え
ば、 ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話において受信特性お
よび同期特性への具体的な影響を考えると、ＢＥＲ特性
が１０-2を得るためにＥb／Ｂo（１ビット当たりの信号
エネルギーとノイズとの比）の劣化を０.５dB程度に抑
えるための許容周波数誤差は約３ｋＨｚである。この値
を発振周波数９４０ＭＨｚの第１ローカル発振器４０に
おける周波数精度に換算すると、約３ｐｐｍとなる。高
周波においてこのような高い周波数精度を単体の発振器
で達成するのは技術的に困難であるので、従来の受信機
においてはＰＬＬ回路を使用することが不可欠であっ
た。
てＰＬＬ回路が必要となる理由について説明する。図３
に示される受信機において、第１ローカル信号発振器４
０の周波数に誤差がある場合、まず、受信信号の中心周
波数が上述した２つのチャネル帯域フィルタ５０、１３
の中心周波数からずれるために、該フィルタの減衰特性
により受信信号レベルが減衰して受信特性（ＢＥＲ特
性）が劣化する。また、復調器においてキャリア周波数
オフセットが生じるために同期特性が劣化する。例え
ば、 ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話において受信特性お
よび同期特性への具体的な影響を考えると、ＢＥＲ特性
が１０-2を得るためにＥb／Ｂo（１ビット当たりの信号
エネルギーとノイズとの比）の劣化を０.５dB程度に抑
えるための許容周波数誤差は約３ｋＨｚである。この値
を発振周波数９４０ＭＨｚの第１ローカル発振器４０に
おける周波数精度に換算すると、約３ｐｐｍとなる。高
周波においてこのような高い周波数精度を単体の発振器
で達成するのは技術的に困難であるので、従来の受信機
においてはＰＬＬ回路を使用することが不可欠であっ
た。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、受信機
において、上述した理由により出力周波数を可変するロ
ーカル信号発振器として周波数精度の高いＰＬＬ回路を
使用すると、ＰＬＬ回路が高価なＶＣＯ等を必要とする
ため、結果として受信機のコスト増を招き、また、回路
規模も大きくなるので受信機の小型化がしにくいなどの
問題があった。本発明は上述した従来の受信機の問題点
を解決するためになされたものであって、ローカル信号
発振器に要求される高い周波数精度を緩和できるような
構成にすると共に、ＰＬＬ回路を不要とし小型で安価な
受信機を提供することを目的とする。
において、上述した理由により出力周波数を可変するロ
ーカル信号発振器として周波数精度の高いＰＬＬ回路を
使用すると、ＰＬＬ回路が高価なＶＣＯ等を必要とする
ため、結果として受信機のコスト増を招き、また、回路
規模も大きくなるので受信機の小型化がしにくいなどの
問題があった。本発明は上述した従来の受信機の問題点
を解決するためになされたものであって、ローカル信号
発振器に要求される高い周波数精度を緩和できるような
構成にすると共に、ＰＬＬ回路を不要とし小型で安価な
受信機を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係わる受信機の請求項1記載の発明は、受
信ＲＦ信号を第１のＩＦ信号に周波数変換するための第
１ローカル信号発振器の周波数誤差を検出すると共に、
該検出誤差情報に基づいて前記第１のＩＦ信号を第２の
ＩＦ信号に周波数変換するための第２ローカル信号発振
器の出力周波数を制御して、前記第１ローカル信号発振
器の周波数誤差に係わる受信機特性の劣化を補償するよ
うに構成する。本発明に係わる受信機の請求項2記載の
発明は、受信ＲＦ信号を第１のＩＦ信号に変換するため
の第１ミキサに接続したシステムのサービス帯域のみを
通過させるＩＦフィルタ手段と、アナログ信号をディジ
タル信号に変換するための第１のＡ／Ｄ変換器と、第２
のＩＦ信号に変換するための第２ミキサとを直列に接続
すると共に、前記第１ミキサに接続した第１ローカル信
号発振器の周波数誤差帯域のみを通過させるＲＦフィル
タ手段と、アナログ信号をディジタル信号に変換するた
めの第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１ローカル信号発振
器の周波数誤差を検出する周波数誤差検出回路と、該検
出誤差情報に基づいて発振周波数を補正して前記第2ミ
キサに出力する第2ローカル信号発振器とを直列に接続
し、前記第1ローカル信号発振器の周波数誤差に係わる
受信機特性の劣化を補償するように構成する。本発明に
係わる受信機の請求項３記載の発明は、受信ＲＦ信号を
第１のＩＦ信号に変換するための第１ミキサに接続した
システムのサービス帯域のみを通過させるＩＦフィルタ
手段と、アナログ信号をディジタル信号に変換するため
の第１のＡ／Ｄ変換器と、第２のＩＦ信号に変換するた
めの第２ミキサとを直列に接続し、第１ローカル信号源
発振器に接続され該第１ローカル信号源発振器の出力周
波数をてい倍する周波数てい倍器を前記第１ミキサに接
続すると共に、前記第１ローカル信号源発振器の周波数
誤差帯域のみを通過させるＲＦフィルタ手段と、アナロ
グ信号をディジタル信号に変換するするための第２のＡ
／Ｄ変換器と、前記第１ローカル信号源発振器の周波数
誤差を検出する周波数誤差検出回路と、該検出誤差情報
に基づいて発振周波数を補正して前記第２ミキサに出力
する第２ローカル信号発振器とを直列に接続し、前記第
１ローカル信号源発振器の周波数誤差に係わる受信機特
性の劣化を補償するように構成する。本発明に係わる受
信機の請求項４記載の発明は、請求項2及び請求項３に
記載の受信機において、前記周波数誤差検出回路を、検
出すべき周波数誤差成分を含む信号と余弦波発振器の出
力信号とを入力とし、且つ、出力に第1のローパスフィ
ルタが接続された第1ミキサと、前記検出すべき周波数
誤差成分を含む信号と正弦波発振器の出力信号とを入力
とし、且つ、出力に第2のローパスフィルタが接続され
た第2ミキサとからなる直交復調器と、該直交復調器出
力信号から前記第1ローカル信号発振器の周波数誤差を
計算する周波数誤差計算手段とにより構成する。
に、本発明に係わる受信機の請求項1記載の発明は、受
信ＲＦ信号を第１のＩＦ信号に周波数変換するための第
１ローカル信号発振器の周波数誤差を検出すると共に、
該検出誤差情報に基づいて前記第１のＩＦ信号を第２の
ＩＦ信号に周波数変換するための第２ローカル信号発振
器の出力周波数を制御して、前記第１ローカル信号発振
器の周波数誤差に係わる受信機特性の劣化を補償するよ
うに構成する。本発明に係わる受信機の請求項2記載の
発明は、受信ＲＦ信号を第１のＩＦ信号に変換するため
の第１ミキサに接続したシステムのサービス帯域のみを
通過させるＩＦフィルタ手段と、アナログ信号をディジ
タル信号に変換するための第１のＡ／Ｄ変換器と、第２
のＩＦ信号に変換するための第２ミキサとを直列に接続
すると共に、前記第１ミキサに接続した第１ローカル信
号発振器の周波数誤差帯域のみを通過させるＲＦフィル
タ手段と、アナログ信号をディジタル信号に変換するた
めの第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１ローカル信号発振
器の周波数誤差を検出する周波数誤差検出回路と、該検
出誤差情報に基づいて発振周波数を補正して前記第2ミ
キサに出力する第2ローカル信号発振器とを直列に接続
し、前記第1ローカル信号発振器の周波数誤差に係わる
受信機特性の劣化を補償するように構成する。本発明に
係わる受信機の請求項３記載の発明は、受信ＲＦ信号を
第１のＩＦ信号に変換するための第１ミキサに接続した
システムのサービス帯域のみを通過させるＩＦフィルタ
手段と、アナログ信号をディジタル信号に変換するため
の第１のＡ／Ｄ変換器と、第２のＩＦ信号に変換するた
めの第２ミキサとを直列に接続し、第１ローカル信号源
発振器に接続され該第１ローカル信号源発振器の出力周
波数をてい倍する周波数てい倍器を前記第１ミキサに接
続すると共に、前記第１ローカル信号源発振器の周波数
誤差帯域のみを通過させるＲＦフィルタ手段と、アナロ
グ信号をディジタル信号に変換するするための第２のＡ
／Ｄ変換器と、前記第１ローカル信号源発振器の周波数
誤差を検出する周波数誤差検出回路と、該検出誤差情報
に基づいて発振周波数を補正して前記第２ミキサに出力
する第２ローカル信号発振器とを直列に接続し、前記第
１ローカル信号源発振器の周波数誤差に係わる受信機特
性の劣化を補償するように構成する。本発明に係わる受
信機の請求項４記載の発明は、請求項2及び請求項３に
記載の受信機において、前記周波数誤差検出回路を、検
出すべき周波数誤差成分を含む信号と余弦波発振器の出
力信号とを入力とし、且つ、出力に第1のローパスフィ
ルタが接続された第1ミキサと、前記検出すべき周波数
誤差成分を含む信号と正弦波発振器の出力信号とを入力
とし、且つ、出力に第2のローパスフィルタが接続され
た第2ミキサとからなる直交復調器と、該直交復調器出
力信号から前記第1ローカル信号発振器の周波数誤差を
計算する周波数誤差計算手段とにより構成する。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、図示した実施の形態例に基
づいて本発明を詳細に説明する。図１は本発明に係わる
受信機の実施の形態例を示す機能ブロック図である。こ
の例に示す受信機は、アンテナ１と、システムのサービ
スバンド帯域のみを通過させる第１のＲＦバンドパスフ
ィルタ２と、ＲＦ受信信号を第１の中間周波数に変換し
て所望の帯域制限を加えるための第１ミキサ３と、シス
テムのサービスバンド帯域のみを通過させる広帯域ＩＦ
バンドパスフィルタ５と、アナログ信号をディジタル信
号に変換するための第１のＡ／Ｄ変換器７と、第２ミキ
サ(ディジタルミキサ)１１ｄと、ローパスフィルタ１３
ｄと、復調器１４とを直列に接続し、前記第１ミキサに
周波数変動幅(周波数精度)△ fLをもつ出力周波数一定
の第１ローカル信号発振器４を接続すると共に、前記第
１ローカル信号発振器４における出力周波数の周波数変
動幅ΔfLのみを通過させる第２のＲＦバンドパスフィル
タ６と、アナログ信号をディジタル信号に変換するため
の第２のＡ／Ｄ変換器８と、前記第１ローカル信号発振
器４の周波数変動幅ΔfLを検出する周波数誤差検出回路
１５と、検出した周波数誤差情報に基づいて発振周波数
を補正して前記第２ミキサ１１ｄに出力する周波数可変
の第2ローカル信号発振器(ディジタル発振器)１２ｄと
を直列に接続して受信機を構成する。
づいて本発明を詳細に説明する。図１は本発明に係わる
受信機の実施の形態例を示す機能ブロック図である。こ
の例に示す受信機は、アンテナ１と、システムのサービ
スバンド帯域のみを通過させる第１のＲＦバンドパスフ
ィルタ２と、ＲＦ受信信号を第１の中間周波数に変換し
て所望の帯域制限を加えるための第１ミキサ３と、シス
テムのサービスバンド帯域のみを通過させる広帯域ＩＦ
バンドパスフィルタ５と、アナログ信号をディジタル信
号に変換するための第１のＡ／Ｄ変換器７と、第２ミキ
サ(ディジタルミキサ)１１ｄと、ローパスフィルタ１３
ｄと、復調器１４とを直列に接続し、前記第１ミキサに
周波数変動幅(周波数精度)△ fLをもつ出力周波数一定
の第１ローカル信号発振器４を接続すると共に、前記第
１ローカル信号発振器４における出力周波数の周波数変
動幅ΔfLのみを通過させる第２のＲＦバンドパスフィル
タ６と、アナログ信号をディジタル信号に変換するため
の第２のＡ／Ｄ変換器８と、前記第１ローカル信号発振
器４の周波数変動幅ΔfLを検出する周波数誤差検出回路
１５と、検出した周波数誤差情報に基づいて発振周波数
を補正して前記第２ミキサ１１ｄに出力する周波数可変
の第2ローカル信号発振器(ディジタル発振器)１２ｄと
を直列に接続して受信機を構成する。
【００１２】図１に示される受信機においては、アンテ
ナ１により受信されたＲＦ信号が第１のＲＦバンドパス
フィルタ２に入力されて必要な帯域制限を受けるが、こ
こで言う必要な帯域とは通常使用されるシステムのサー
ビスバンド帯域であり、例えば、ＰＤＣ800ＭＨｚ方式
携帯電話においては１６ＭＨｚである。第１のＲＦバン
ドパスフィルタ２において帯域制限を受けたＲＦ受信信
号は、第1ミキサ３と周波数変動幅(周波数精度) ΔfLを
もつ第１ローカル信号発振器４とシステムのサービスバ
ンド帯域のみを通過させる広帯域ＩＦバンドパスフィル
タ５とにより周波数変換および帯域制限を施され、第１
ＩＦ信号５ａとなる。このとき、第1ローカル信号発振
器４の周波数変動幅ΔfLの影響により、第１ＩＦ信号５
ａの周波数は中心周波数からΔfLシフトした信号となっ
ている。
ナ１により受信されたＲＦ信号が第１のＲＦバンドパス
フィルタ２に入力されて必要な帯域制限を受けるが、こ
こで言う必要な帯域とは通常使用されるシステムのサー
ビスバンド帯域であり、例えば、ＰＤＣ800ＭＨｚ方式
携帯電話においては１６ＭＨｚである。第１のＲＦバン
ドパスフィルタ２において帯域制限を受けたＲＦ受信信
号は、第1ミキサ３と周波数変動幅(周波数精度) ΔfLを
もつ第１ローカル信号発振器４とシステムのサービスバ
ンド帯域のみを通過させる広帯域ＩＦバンドパスフィル
タ５とにより周波数変換および帯域制限を施され、第１
ＩＦ信号５ａとなる。このとき、第1ローカル信号発振
器４の周波数変動幅ΔfLの影響により、第１ＩＦ信号５
ａの周波数は中心周波数からΔfLシフトした信号となっ
ている。
【００１３】この第１ＩＦ信号５ａは第１のＡ／Ｄ変換
器７によりアナログからディジタルの第１ＩＦ信号７ａ
に変換され、第２ミキサ１１ｄと出力周波数可変の第２
ローカル信号発振器１２ｄとにより周波数変換を施され
るが、この第２ローカル信号発振器１２ｄは後述する第
１ローカル信号発振器４の周波数誤差ΔfLに係わる周波
数補正が行われている。さらに、第２ミキサ１１ｄの出
力信号はベースバンドフィルタ（ローパスフィルタ）１
３ｄにより帯域制限されると共に、該ベースバンドフィ
ルタ１３ｄの帯域幅がシステムの１チャネルの帯域（Ｐ
ＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話では約２５ＫＨｚ）に設定
されているので、第2ローカル信号発振器１２ｄの出力
周波数を受信各チャネル信号ごとに適切に可変すること
によりチャネル分離が行われる。チャネル分離された狭
帯域（チャネル帯域）ディジタル信号は、復調器14にお
いてシステムの変調方式（例えば、ＰＤＣ800ＭＨｚ方
式携帯電話ではπ/４ＱＰＳＫ）に応じて復調され、デ
ータ信号となる。
器７によりアナログからディジタルの第１ＩＦ信号７ａ
に変換され、第２ミキサ１１ｄと出力周波数可変の第２
ローカル信号発振器１２ｄとにより周波数変換を施され
るが、この第２ローカル信号発振器１２ｄは後述する第
１ローカル信号発振器４の周波数誤差ΔfLに係わる周波
数補正が行われている。さらに、第２ミキサ１１ｄの出
力信号はベースバンドフィルタ（ローパスフィルタ）１
３ｄにより帯域制限されると共に、該ベースバンドフィ
ルタ１３ｄの帯域幅がシステムの１チャネルの帯域（Ｐ
ＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話では約２５ＫＨｚ）に設定
されているので、第2ローカル信号発振器１２ｄの出力
周波数を受信各チャネル信号ごとに適切に可変すること
によりチャネル分離が行われる。チャネル分離された狭
帯域（チャネル帯域）ディジタル信号は、復調器14にお
いてシステムの変調方式（例えば、ＰＤＣ800ＭＨｚ方
式携帯電話ではπ/４ＱＰＳＫ）に応じて復調され、デ
ータ信号となる。
【００１４】ここで、第２ローカル信号発振器１２ｄの
出力周波数補正について説明すると、第１ローカル信号
発振器４の出力信号（第１ローカル信号）は、その出力
信号の周波数変動幅ΔfLのみを通過させる第２のＲＦバ
ンドパスフィルタ６に入力される。第２のＲＦバンドパ
スフィルタ６により帯域制限された第１ローカル信号６
ａは、第2のＡ／Ｄ変換器８においてディジタル第１ロ
ーカル信号８ａに変換される。第２のＡ／Ｄ変換器８
は、図示されていない高精度クロック発生器から出力す
るサンプリングクロックを用いてサンプリングを行う。
サンプリング定理によれば、バンドパスサンプリングを
行う場合は、入力信号の帯域幅の２倍以上のサンプリン
グクロックを必要とするから、サンプリングクロック周
波数を fs＝ｎ×ΔfL （ｎ≧２：ｎは整数） (1) とする必要がある。
出力周波数補正について説明すると、第１ローカル信号
発振器４の出力信号（第１ローカル信号）は、その出力
信号の周波数変動幅ΔfLのみを通過させる第２のＲＦバ
ンドパスフィルタ６に入力される。第２のＲＦバンドパ
スフィルタ６により帯域制限された第１ローカル信号６
ａは、第2のＡ／Ｄ変換器８においてディジタル第１ロ
ーカル信号８ａに変換される。第２のＡ／Ｄ変換器８
は、図示されていない高精度クロック発生器から出力す
るサンプリングクロックを用いてサンプリングを行う。
サンプリング定理によれば、バンドパスサンプリングを
行う場合は、入力信号の帯域幅の２倍以上のサンプリン
グクロックを必要とするから、サンプリングクロック周
波数を fs＝ｎ×ΔfL （ｎ≧２：ｎは整数） (1) とする必要がある。
【００１５】Ａ／Ｄ変換されたディジタル第１ローカル
信号８ａは、周波数誤差検出回路１５に入力されると共
に該周波数誤差検出回路１５においてディジタル第１ロ
ーカル信号８ａに含まれる周波数誤差ΔfLを検出し、そ
の結果に基づいて第２ローカル信号発振器１２ｄの出力
周波数の補正値を決定するので、第２ローカル信号発振
器１２ｄは第２ミキサ１１ｄに入力するディジタル化さ
れた第１ＩＦ信号７ａに含まれる周波数誤差ΔfLを補償
するように出力周波数を補正して第２ミキサ１１ｄに出
力する。
信号８ａは、周波数誤差検出回路１５に入力されると共
に該周波数誤差検出回路１５においてディジタル第１ロ
ーカル信号８ａに含まれる周波数誤差ΔfLを検出し、そ
の結果に基づいて第２ローカル信号発振器１２ｄの出力
周波数の補正値を決定するので、第２ローカル信号発振
器１２ｄは第２ミキサ１１ｄに入力するディジタル化さ
れた第１ＩＦ信号７ａに含まれる周波数誤差ΔfLを補償
するように出力周波数を補正して第２ミキサ１１ｄに出
力する。
【００１６】次に、本発明に係わる上述した周波数誤差
検出回路１５について詳しく説明する。図２は周波数誤
差検出回路１５の実施の形態例を示す機能ブロック図で
ある。この図に示す周波数誤差検出回路１５は、前記デ
ィジタル第１ローカル信号８ａと余弦波発振器(ディジ
タル発振器)２０３の出力信号とが入力し出力に第１デ
ィジタルローパスフィルタ２０５が接続される第１ディ
ジタルミキサ２０１と、前記ディジタル第１ローカル信
号８ａと正弦波発振器(ディジタル発振器)２０４の出力
信号とが入力し出力に第２ディジタルローパスフィルタ
２０６が接続される第２ディジタルミキサ２０２とから
なる直交復調器２０と、該直交復調器出力信号から前記
第１ローカル信号発振器４の周波数誤差を計算する周波
数誤差計算手段２０７とにより構成する。
検出回路１５について詳しく説明する。図２は周波数誤
差検出回路１５の実施の形態例を示す機能ブロック図で
ある。この図に示す周波数誤差検出回路１５は、前記デ
ィジタル第１ローカル信号８ａと余弦波発振器(ディジ
タル発振器)２０３の出力信号とが入力し出力に第１デ
ィジタルローパスフィルタ２０５が接続される第１ディ
ジタルミキサ２０１と、前記ディジタル第１ローカル信
号８ａと正弦波発振器(ディジタル発振器)２０４の出力
信号とが入力し出力に第２ディジタルローパスフィルタ
２０６が接続される第２ディジタルミキサ２０２とから
なる直交復調器２０と、該直交復調器出力信号から前記
第１ローカル信号発振器４の周波数誤差を計算する周波
数誤差計算手段２０７とにより構成する。
【００１７】この例に示される周波数誤差検出回路１５
は、周波数誤差ΔfLを含むディジタル第１ローカル信号
８ａが直交復調器２０に入力され、該直交復調器２０が
同相出力Ｉkと直交出力Ｑkとを出力し、この情報から周
波数誤差計算手段２０７が前記周波数誤差ΔfLを検出す
る。以下、この動作について説明するために、図２を参
照しつつ、まず、 ＩkとＱkを導出する。ディジタル第
１ローカル信号８ａを cos 2π(fL + ΔfL)k / fs (2) ただし、 fL ：正しい第１ローカル発振周波数 ΔfL ：第１ローカル発振周波数の誤差 fs ：サンプリング周波数 ｋ ：サンプル番号 と表し、また、余弦波発振器２０３の出力信号を cos 2π(fL)k / fs (3) 正弦波発振器２０４の出力信号を sin 2π(fL)k / fs (4) と表せば、図２に示したようにディジタル第１ローカル
信号８ａは、第１ミキサ２０１と第２ミキサ２０２にお
いてそれぞれ(3)式の余弦波或いは(4)式の正弦波と掛け
算された後、ローパスフィルタ２０５、２０６により高
周波成分が除去されるので、ＩkとＱkはそれぞれ Ｉk = cos 2π(ΔfL)k / fs (5) Ｑk = sin 2π(ΔfL)k / fs (6) となる。
は、周波数誤差ΔfLを含むディジタル第１ローカル信号
８ａが直交復調器２０に入力され、該直交復調器２０が
同相出力Ｉkと直交出力Ｑkとを出力し、この情報から周
波数誤差計算手段２０７が前記周波数誤差ΔfLを検出す
る。以下、この動作について説明するために、図２を参
照しつつ、まず、 ＩkとＱkを導出する。ディジタル第
１ローカル信号８ａを cos 2π(fL + ΔfL)k / fs (2) ただし、 fL ：正しい第１ローカル発振周波数 ΔfL ：第１ローカル発振周波数の誤差 fs ：サンプリング周波数 ｋ ：サンプル番号 と表し、また、余弦波発振器２０３の出力信号を cos 2π(fL)k / fs (3) 正弦波発振器２０４の出力信号を sin 2π(fL)k / fs (4) と表せば、図２に示したようにディジタル第１ローカル
信号８ａは、第１ミキサ２０１と第２ミキサ２０２にお
いてそれぞれ(3)式の余弦波或いは(4)式の正弦波と掛け
算された後、ローパスフィルタ２０５、２０６により高
周波成分が除去されるので、ＩkとＱkはそれぞれ Ｉk = cos 2π(ΔfL)k / fs (5) Ｑk = sin 2π(ΔfL)k / fs (6) となる。
【００１８】得られたＩkとＱkとから、周波数誤差計算
手段２０７において、例えば下記の計算によりΔfLを求
める。まず、(5)式と(6)式とを用いてＱkとＩkとの比を
取れば tan 2π(ΔfL)k / fs = Ｑk / Ｉk (7) となる。左辺よりΔfLを取り出すため (ΔfL)k / fs = (2π)-1tan-1Ｑk / Ｉk (8) と変形する。一方、(8)式左辺をkに着目して (ΔfL) / fs = (ΔfL)(k+1) / fs − (ΔfL)k / fs と表わせば、(8)式右辺の関係を用いて (ΔfL) / fs = (2π)-1tan-1Ｑk+1 / Ｉk+1 − (2π)-1tan-1Ｑk / Ｉk (9) を得る。(9)式の右辺は既知であるので、(9)式によりサ
ンプリング周波数fsで正規化された誤差周波数ΔfLの値
が得られる。この値を用いて第２ローカル発振器１２ｄ
の周波数を補正するようにする。
手段２０７において、例えば下記の計算によりΔfLを求
める。まず、(5)式と(6)式とを用いてＱkとＩkとの比を
取れば tan 2π(ΔfL)k / fs = Ｑk / Ｉk (7) となる。左辺よりΔfLを取り出すため (ΔfL)k / fs = (2π)-1tan-1Ｑk / Ｉk (8) と変形する。一方、(8)式左辺をkに着目して (ΔfL) / fs = (ΔfL)(k+1) / fs − (ΔfL)k / fs と表わせば、(8)式右辺の関係を用いて (ΔfL) / fs = (2π)-1tan-1Ｑk+1 / Ｉk+1 − (2π)-1tan-1Ｑk / Ｉk (9) を得る。(9)式の右辺は既知であるので、(9)式によりサ
ンプリング周波数fsで正規化された誤差周波数ΔfLの値
が得られる。この値を用いて第２ローカル発振器１２ｄ
の周波数を補正するようにする。
【００１９】以上説明したように第２ローカル信号発振
器１２ｄ出力の周波数を補正して第２ミキサ１１ｄに出
力することにより、第１ローカル発振器４の周波数にΔ
fLの範囲で誤差が生じて第１ＩＦ信号５ａの周波数がΔ
fLシフトしても、第２ローカル信号発振器１２ｄの出力
周波数がΔfLの周波数シフトを打ち消すように動作する
ので、第２ミキサ１１ｄの出力信号がチャネル帯域フィ
ルタ（ローパスフィルタ１３ｄ）の中心周波数からずれ
ることはなく、また、復調器１４に於いてキャリア周波
数オフセットが発生することもないので、受信特性（Ｂ
ＥＲ特性）や同期特性の劣化を防ぐことができる。
器１２ｄ出力の周波数を補正して第２ミキサ１１ｄに出
力することにより、第１ローカル発振器４の周波数にΔ
fLの範囲で誤差が生じて第１ＩＦ信号５ａの周波数がΔ
fLシフトしても、第２ローカル信号発振器１２ｄの出力
周波数がΔfLの周波数シフトを打ち消すように動作する
ので、第２ミキサ１１ｄの出力信号がチャネル帯域フィ
ルタ（ローパスフィルタ１３ｄ）の中心周波数からずれ
ることはなく、また、復調器１４に於いてキャリア周波
数オフセットが発生することもないので、受信特性（Ｂ
ＥＲ特性）や同期特性の劣化を防ぐことができる。
【００２０】次に、本発明に係わる受信機の他の変形実
施例を図４に示す機能ブロック図に基づいて詳細に説明
する。図４に示すように、この変形実施例の受信機は、
アンテナ１と、システムのサービスバンド帯域のみを通
過させる第１のＲＦバンドパスフィルタ２と、ＲＦ受信
信号を第１の中間周波数に変換して所望の帯域制限を加
えるための第１ミキサ３と、システムのサービスバンド
帯域のみを通過させる広帯域ＩＦバンドパスフィルタ５
と、アナログ信号をディジタル信号に変換するための第
１のＡ／Ｄ変換器７と、第２ミキサ（ディジタルミキ
サ）１１ｄと、ローパスフィルタ１３ｄと、復調器１４
とを直列に接続し、周波数変動幅(周波数精度)△fLをも
つ出力周波数一定の第１ローカル信号源発振器６０と該
第1ローカル信号源発振器６０の出力周波数をてい倍し
た信号を出力する周波数てい倍器６１を前記第１ミキサ
３に接続すると共に、前記第１ローカル信号源発振器６
０における出力周波数の周波数変動幅ΔfLのみを通過さ
せる第２のＲＦバンドパスフィルタ６と、アナログ信号
をディジタル信号に変換するための第２のＡ／Ｄ変換器
８と、前記Ａ／Ｄ変換器８からの出力をもとに前記第１
ローカル信号源発振器６０の周波数変動幅ΔfLを検出す
る周波数誤差検出回路１５と、検出した周波数誤差情報
に基づいて発振周波数を補正して前記第２ミキサ１１ｄ
に出力する周波数可変の第２ローカル信号発振器１２ｄ
とを直列に接続して受信機を構成する。
施例を図４に示す機能ブロック図に基づいて詳細に説明
する。図４に示すように、この変形実施例の受信機は、
アンテナ１と、システムのサービスバンド帯域のみを通
過させる第１のＲＦバンドパスフィルタ２と、ＲＦ受信
信号を第１の中間周波数に変換して所望の帯域制限を加
えるための第１ミキサ３と、システムのサービスバンド
帯域のみを通過させる広帯域ＩＦバンドパスフィルタ５
と、アナログ信号をディジタル信号に変換するための第
１のＡ／Ｄ変換器７と、第２ミキサ（ディジタルミキ
サ）１１ｄと、ローパスフィルタ１３ｄと、復調器１４
とを直列に接続し、周波数変動幅(周波数精度)△fLをも
つ出力周波数一定の第１ローカル信号源発振器６０と該
第1ローカル信号源発振器６０の出力周波数をてい倍し
た信号を出力する周波数てい倍器６１を前記第１ミキサ
３に接続すると共に、前記第１ローカル信号源発振器６
０における出力周波数の周波数変動幅ΔfLのみを通過さ
せる第２のＲＦバンドパスフィルタ６と、アナログ信号
をディジタル信号に変換するための第２のＡ／Ｄ変換器
８と、前記Ａ／Ｄ変換器８からの出力をもとに前記第１
ローカル信号源発振器６０の周波数変動幅ΔfLを検出す
る周波数誤差検出回路１５と、検出した周波数誤差情報
に基づいて発振周波数を補正して前記第２ミキサ１１ｄ
に出力する周波数可変の第２ローカル信号発振器１２ｄ
とを直列に接続して受信機を構成する。
【００２１】前記の構成の受信機は、上述の図１の受信
機における第１ローカル信号発振器４を第１ローカル信
号源発振器６０に置き換え、該第１ローカル信号源発振
器６０と第１ミキサ３との間に周波数てい倍器６１を挿
入し、前記第１ローカル信号源発振器６０の出力を第２
のＲＦバンドパスフィルタ６に接続する構成にしたもの
であり、他の構成及び動作は図１の受信機と同一であ
る。従って、図４の受信機の動作説明は、第１ローカル
信号及び第２ローカル信号を生成し、それぞれ第１ミキ
サ３と第２ミキサ１１ｄに供給する動作説明のみとす
る。
機における第１ローカル信号発振器４を第１ローカル信
号源発振器６０に置き換え、該第１ローカル信号源発振
器６０と第１ミキサ３との間に周波数てい倍器６１を挿
入し、前記第１ローカル信号源発振器６０の出力を第２
のＲＦバンドパスフィルタ６に接続する構成にしたもの
であり、他の構成及び動作は図１の受信機と同一であ
る。従って、図４の受信機の動作説明は、第１ローカル
信号及び第２ローカル信号を生成し、それぞれ第１ミキ
サ３と第２ミキサ１１ｄに供給する動作説明のみとす
る。
【００２２】図４に示す受信機において、前記第１ロー
カル信号源発振器６０は周波数変動幅（即ち周波数精
度）がΔfLの発振器であり、その出力信号を周波数てい
倍器６１でＮ倍の周波数にてい倍して第１ミキサ３へ出
力する。一方、前記第１ローカル源発振器６０の出力信
号は、その出力信号の周波数変動幅ΔfLのみを通過させ
る第２バンドパスフィルタ６に入力される。第２バンド
パスフィルタ６で帯域制限された第１ローカル源信号６
ｃは第２のＡ／Ｄ変換器８でディジタル第１ローカル源
信号８ｃに変換される。第２のＡ／Ｄ変換器８では、図
示されていない高精度のクロック発生器から出力される
サンプリングクロックでサンプリングを行う。Ａ／Ｄ変
換されたディジタル第１ローカル源信号８ｃは、周波数
誤差検出回路１５に入力される。該周波数誤差検出回路
１５において前記ディジタル第１ローカル源信号８ｃの
周波数誤差を検出し、その結果に基づいて第２ローカル
信号発振器１２ｄの出力周波数の補正値を決定するの
で、第２ローカル信号発振器１２ｄは、第２ミキサ１１
ｄに入力するディジタル化された第１ＩＦ信号７ａに含
まれる周波数誤差を補償するように出力周波数を補正し
て第２ミキサ１１ｄに出力する。ただし、前述のように
第１ローカル信号源発振器６０の出力をＮてい倍して第
１ミキサ３にローカル信号を入力しているので、補正す
べき誤差周波数はＮ×ΔfLである。
カル信号源発振器６０は周波数変動幅（即ち周波数精
度）がΔfLの発振器であり、その出力信号を周波数てい
倍器６１でＮ倍の周波数にてい倍して第１ミキサ３へ出
力する。一方、前記第１ローカル源発振器６０の出力信
号は、その出力信号の周波数変動幅ΔfLのみを通過させ
る第２バンドパスフィルタ６に入力される。第２バンド
パスフィルタ６で帯域制限された第１ローカル源信号６
ｃは第２のＡ／Ｄ変換器８でディジタル第１ローカル源
信号８ｃに変換される。第２のＡ／Ｄ変換器８では、図
示されていない高精度のクロック発生器から出力される
サンプリングクロックでサンプリングを行う。Ａ／Ｄ変
換されたディジタル第１ローカル源信号８ｃは、周波数
誤差検出回路１５に入力される。該周波数誤差検出回路
１５において前記ディジタル第１ローカル源信号８ｃの
周波数誤差を検出し、その結果に基づいて第２ローカル
信号発振器１２ｄの出力周波数の補正値を決定するの
で、第２ローカル信号発振器１２ｄは、第２ミキサ１１
ｄに入力するディジタル化された第１ＩＦ信号７ａに含
まれる周波数誤差を補償するように出力周波数を補正し
て第２ミキサ１１ｄに出力する。ただし、前述のように
第１ローカル信号源発振器６０の出力をＮてい倍して第
１ミキサ３にローカル信号を入力しているので、補正す
べき誤差周波数はＮ×ΔfLである。
【００２３】以上説明したように、図４の受信機におい
て第１ローカル信号源発振器６０の周波数にΔfLの範囲
で誤差が生じて第１ＩＦ信号５ａの周波数がΔfLシフト
しても、第２ローカル信号発振器１２ｄの出力が周波数
補正によってΔfLの周波数シフトを打ち消すように動作
するので、図１の受信機同様に、受信特性（ＢＥＲ特
性）や同期特性の劣化を防ぐことができるとともに、更
に、所望の第1ローカル信号の１／Ｎの周波数の第1ロー
カル信号源発振器６０の出力の周波数誤差を検出するよ
うに構成したので、該出力信号をディジタル化する第２
のＡ／Ｄ変換器８は、低い周波数の入力信号に対応する
Ａ／Ｄ変換器を使用することができる。
て第１ローカル信号源発振器６０の周波数にΔfLの範囲
で誤差が生じて第１ＩＦ信号５ａの周波数がΔfLシフト
しても、第２ローカル信号発振器１２ｄの出力が周波数
補正によってΔfLの周波数シフトを打ち消すように動作
するので、図１の受信機同様に、受信特性（ＢＥＲ特
性）や同期特性の劣化を防ぐことができるとともに、更
に、所望の第1ローカル信号の１／Ｎの周波数の第1ロー
カル信号源発振器６０の出力の周波数誤差を検出するよ
うに構成したので、該出力信号をディジタル化する第２
のＡ／Ｄ変換器８は、低い周波数の入力信号に対応する
Ａ／Ｄ変換器を使用することができる。
【００２４】第１ローカル信号発振器への要求精度の具
体的な例として、例えば、(1)式より第２のＡ／Ｄ変換
器８のサンプリングクロックｆｓを１ＭＨｚ、ｎ＝３２
とした場合、ΔfLは約３０ｋＨｚまで補正できることに
なる。従って、発振周波数９４０ＭＨｚの第１ローカル
発振器の周波数精度は約３０ｐｐｍに緩和されることに
なり、この周波数精度は単体の発振器（水晶発振器等）
で実現できるので、ＰＬＬ回路を用いる必要はなくな
る。
体的な例として、例えば、(1)式より第２のＡ／Ｄ変換
器８のサンプリングクロックｆｓを１ＭＨｚ、ｎ＝３２
とした場合、ΔfLは約３０ｋＨｚまで補正できることに
なる。従って、発振周波数９４０ＭＨｚの第１ローカル
発振器の周波数精度は約３０ｐｐｍに緩和されることに
なり、この周波数精度は単体の発振器（水晶発振器等）
で実現できるので、ＰＬＬ回路を用いる必要はなくな
る。
【００２５】なお、以上の説明において、第２ローカル
信号発振器１２ｄと余弦波発振器２０３と正弦波発振器
２０４とは出力周波数誤差が無いものとしているが、こ
のようなディジタル型の信号発振器はサンプリング周波
数を上げることにより、ＰＬＬ回路と同程度かそれ以上
の周波数精度が保証されるので、周波数誤差を無視する
ことができる。
信号発振器１２ｄと余弦波発振器２０３と正弦波発振器
２０４とは出力周波数誤差が無いものとしているが、こ
のようなディジタル型の信号発振器はサンプリング周波
数を上げることにより、ＰＬＬ回路と同程度かそれ以上
の周波数精度が保証されるので、周波数誤差を無視する
ことができる。
【００２６】
【発明の効果】本発明は、以上説明したように、第1ロ
ーカル信号発振器の周波数誤差を検出すると共に、該検
出誤差情報に基づいて第２ローカル信号発振器（ディジ
タル発振器）の出力周波数を補正して、前記第1ローカ
ル信号発振器の周波数誤差に係わる受信機特性の劣化を
補償するように構成したので、前記第1ローカル発振器
に要求される周波数精度を大幅に緩和することができ、
従って、ＶＣＯ等の高価な構成部品を使用するＰＬＬ回
路が不要となり、受信機のコスト低減と小型化をすすめ
る上で著効を奏する。また、変形実施例においては、第
1ローカル信号源発振器の出力周波数をてい倍して第1ロ
ーカル信号とし、この第1ローカル信号源発振器の周波
数誤差を検出するように構成したので、該第1ローカル
信号源発振器の出力信号をディジタル化する第２のＡ／
Ｄ変換器は、低い周波数の入力信号に対応する小型で安
価なＡ／Ｄ変換器を使用することができ、より一層受信
機のコスト低減と小型化に貢献できる。
ーカル信号発振器の周波数誤差を検出すると共に、該検
出誤差情報に基づいて第２ローカル信号発振器（ディジ
タル発振器）の出力周波数を補正して、前記第1ローカ
ル信号発振器の周波数誤差に係わる受信機特性の劣化を
補償するように構成したので、前記第1ローカル発振器
に要求される周波数精度を大幅に緩和することができ、
従って、ＶＣＯ等の高価な構成部品を使用するＰＬＬ回
路が不要となり、受信機のコスト低減と小型化をすすめ
る上で著効を奏する。また、変形実施例においては、第
1ローカル信号源発振器の出力周波数をてい倍して第1ロ
ーカル信号とし、この第1ローカル信号源発振器の周波
数誤差を検出するように構成したので、該第1ローカル
信号源発振器の出力信号をディジタル化する第２のＡ／
Ｄ変換器は、低い周波数の入力信号に対応する小型で安
価なＡ／Ｄ変換器を使用することができ、より一層受信
機のコスト低減と小型化に貢献できる。
【図１】本発明に係わる受信機の実施の形態例を示す機
能ブロック図
能ブロック図
【図２】本発明に係わる受信機において使用する周波数
誤差検出回路の実施の形態例を示す機能ブロック図
誤差検出回路の実施の形態例を示す機能ブロック図
【図３】従来のディジタル携帯電話にける受信機の構成
例を示す機能ブロック図
例を示す機能ブロック図
【図４】本発明に係わる受信機の他の変形実施の形態例
を示す機能ブロック図
を示す機能ブロック図
１・・アンテナ、 ２・・第1のＲＦバンドパス
フィルタ、３・・第1ミキサ、 ４・・第１ローカ
ル信号発振器、５・・広帯域ＩＦバンドパスフィルタ、
５ａ・・第１ＩＦ信号、 ７ａ・・ディジタル第１ＩＦ
信号、６・・第２のＲＦバンドパスフィルタ、６ａ・・
帯域制限された第1ローカル信号、６ｃ・・帯域制限さ
れた第1ローカル源信号、 ７・・第１のＡ／Ｄ変換
器、８・・第２のＡ／Ｄ変換器、 ８ａ・・ディジタ
ル第１ローカル信号、８ｃ・・ディジタル第１ローカル
源信号、１１ｄ・・第2ミキサ(ディジタルミキサ)、１
１・・第2ミキサ 、１２・・第2ローカル信号発振器１
２ｄ・・第2ローカル信号発振器(ディジタル発振器)、
１３・・第２ＩＦバンドパスフィルタ、 １３ａ・・
第２ＩＦ信号 １３ｄ・・ディジタルローパスフィルタ、 １４・・復
調器、１５・・周波数誤差検出回路、 ２０
・・直交復調器、４０・・第１ローカル信号発振器、５
０・・第１ＩＦバンドパスフィルタ、 ５０・・第１
ＩＦ信号、６０・・第１ローカル信号源発振器、
６１・・周波数てい倍器、２０１、２０２・・・直交復調
器における第１、第２ミキサ、２０３・・余弦波発振器
(ディジタル発振器)、２０４・・正弦波発振器(ディジ
タル発振器)、２０５、２０６・・直交復調器における
第１、第２ローパスフィルタ、２０７・・周波数誤差計
算回路、 ４０１・・ＶＣＯ(電圧制御発振器)、４０２
・・ループフィルタ、 ４０３・・位相比較器、４０４
・・ＴＣＸＯ(温度補償型水晶発振器)、 ４０５・・分
周器
フィルタ、３・・第1ミキサ、 ４・・第１ローカ
ル信号発振器、５・・広帯域ＩＦバンドパスフィルタ、
５ａ・・第１ＩＦ信号、 ７ａ・・ディジタル第１ＩＦ
信号、６・・第２のＲＦバンドパスフィルタ、６ａ・・
帯域制限された第1ローカル信号、６ｃ・・帯域制限さ
れた第1ローカル源信号、 ７・・第１のＡ／Ｄ変換
器、８・・第２のＡ／Ｄ変換器、 ８ａ・・ディジタ
ル第１ローカル信号、８ｃ・・ディジタル第１ローカル
源信号、１１ｄ・・第2ミキサ(ディジタルミキサ)、１
１・・第2ミキサ 、１２・・第2ローカル信号発振器１
２ｄ・・第2ローカル信号発振器(ディジタル発振器)、
１３・・第２ＩＦバンドパスフィルタ、 １３ａ・・
第２ＩＦ信号 １３ｄ・・ディジタルローパスフィルタ、 １４・・復
調器、１５・・周波数誤差検出回路、 ２０
・・直交復調器、４０・・第１ローカル信号発振器、５
０・・第１ＩＦバンドパスフィルタ、 ５０・・第１
ＩＦ信号、６０・・第１ローカル信号源発振器、
６１・・周波数てい倍器、２０１、２０２・・・直交復調
器における第１、第２ミキサ、２０３・・余弦波発振器
(ディジタル発振器)、２０４・・正弦波発振器(ディジ
タル発振器)、２０５、２０６・・直交復調器における
第１、第２ローパスフィルタ、２０７・・周波数誤差計
算回路、 ４０１・・ＶＣＯ(電圧制御発振器)、４０２
・・ループフィルタ、 ４０３・・位相比較器、４０４
・・ＴＣＸＯ(温度補償型水晶発振器)、 ４０５・・分
周器
Claims (4)
- 【請求項１】受信ＲＦ信号を第１のＩＦ信号に周波数変
換するための第１ローカル信号発振器の周波数誤差を検
出すると共に、該検出誤差情報に基づいて前記第１のＩ
Ｆ信号を第２のＩＦ信号に周波数変換するための第２ロ
ーカル信号発振器の出力周波数を制御して、前記第１ロ
ーカル信号発振器の周波数誤差に係わる受信機特性の劣
化を補償するように構成したことを特徴とする受信機。 - 【請求項２】受信ＲＦ信号を第１のＩＦ信号に変換する
ための第１ミキサに接続したシステムのサービス帯域の
みを通過させるＩＦフィルタ手段と、アナログ信号をデ
ィジタル信号に変換するための第１のＡ／Ｄ変換器と、
第２のＩＦ信号に変換するための第２ミキサとを直列に
接続すると共に、前記第１ミキサに接続した第１ローカ
ル信号発振器の周波数誤差帯域のみを通過させるＲＦフ
ィルタ手段と、アナログ信号をディジタル信号に変換す
るための第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１ローカル信号
発振器の周波数誤差を検出する周波数誤差検出回路と、
該検出誤差情報に基づいて発振周波数を補正して前記第
2ミキサに出力する第2ローカル信号発振器とを直列に接
続し、前記第1ローカル信号発振器の周波数誤差に係わ
る受信機特性の劣化を補償するように構成したことを特
徴とする受信機。 - 【請求項３】受信ＲＦ信号を第１のＩＦ信号に変換する
ための第１ミキサに接続したシステムのサービス帯域の
みを通過させるＩＦフィルタ手段と、アナログ信号をデ
ィジタル信号に変換するための第１のＡ／Ｄ変換器と、
第２のＩＦ信号に変換するための第２ミキサとを直列に
接続し、前記第１ミキサに周波数てい倍器を介して第１
ローカル信号源発振器を接続すると共に、前記第１ロー
カル信号源発振器の周波数誤差帯域のみを通過させるＲ
Ｆフィルタ手段と、アナログ信号をディジタル信号に変
換するするための第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１ロー
カル信号源発振器の周波数誤差を検出する周波数誤差検
出回路と、該検出誤差情報に基づいて発振周波数を補正
して前記第２ミキサに出力する第２ローカル信号発振器
とを直列に接続し、前記第１ローカル信号源発振器の周
波数誤差に係わる受信機特性の劣化を補償するように構
成したことを特徴とする受信機。 - 【請求項４】 前記の周波数誤差検出回路が、検出すべ
き周波数誤差成分を含む信号と余弦波発振器の出力信号
とを入力とし、且つ、出力に第１のローパスフィルタが
接続された第１ミキサと、前記検出すべき周波数誤差成
分を含む信号と正弦波発振器の出力信号とを入力とし、
且つ、出力に第２のローパスフィルタが接続された第２
ミキサとからなる直交復調器と、該直交復調器出力信号
から前記第１ローカル信号発振器の周波数誤差を計算す
る周波数誤差計算手段とにより構成したことを特徴とす
る請求項２または請求項３記載の受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20643898A JP3919343B2 (ja) | 1997-08-13 | 1998-07-22 | 受信機 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23171997 | 1997-08-13 | ||
| JP9-231719 | 1997-08-13 | ||
| JP20643898A JP3919343B2 (ja) | 1997-08-13 | 1998-07-22 | 受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11122135A true JPH11122135A (ja) | 1999-04-30 |
| JP3919343B2 JP3919343B2 (ja) | 2007-05-23 |
Family
ID=26515656
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20643898A Expired - Fee Related JP3919343B2 (ja) | 1997-08-13 | 1998-07-22 | 受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3919343B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6124382B1 (ja) * | 2016-08-13 | 2017-05-10 | アール・エフ・アーキテクチャ株式会社 | 発振装置、ｒｆフロントエンド回路及び携帯型無線通信端末装置 |
| WO2017110657A1 (ja) * | 2015-12-24 | 2017-06-29 | アール・エフ・アーキテクチャ株式会社 | 位相同期回路、ｒｆフロントエンド回路、無線送受信回路、携帯型無線通信端末装置 |
| JP2018026783A (ja) * | 2017-02-10 | 2018-02-15 | アール・エフ・アーキテクチャ株式会社 | 無線送受信回路及び携帯型無線通信端末装置 |
-
1998
- 1998-07-22 JP JP20643898A patent/JP3919343B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2017110657A1 (ja) * | 2015-12-24 | 2017-06-29 | アール・エフ・アーキテクチャ株式会社 | 位相同期回路、ｒｆフロントエンド回路、無線送受信回路、携帯型無線通信端末装置 |
| US10063368B2 (en) | 2015-12-24 | 2018-08-28 | R.F. Architecture Co., Ltd. | Phase locked loop circuit, RF front-end circuit, wireless transmission/reception circuit, and mobile wireless communication terminal apparatus |
| JP6124382B1 (ja) * | 2016-08-13 | 2017-05-10 | アール・エフ・アーキテクチャ株式会社 | 発振装置、ｒｆフロントエンド回路及び携帯型無線通信端末装置 |
| JP2018026772A (ja) * | 2016-08-13 | 2018-02-15 | アール・エフ・アーキテクチャ株式会社 | 発振装置、ｒｆフロントエンド回路及び携帯型無線通信端末装置 |
| JP2018026783A (ja) * | 2017-02-10 | 2018-02-15 | アール・エフ・アーキテクチャ株式会社 | 無線送受信回路及び携帯型無線通信端末装置 |
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|---|---|
| JP3919343B2 (ja) | 2007-05-23 |
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