WO2018034026A1 - 発振装置、ｒｆフロントエンド回路及び携帯型無線通信端末装置 - Google Patents

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WO2018034026A1
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signal
frequency
digital
oscillator
output
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PCT/JP2017/017602
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真一 森榮
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アール・エフ・アーキテクチャ株式会社
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
    • H—ELECTRICITY
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    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers

Definitions

  • Embodiments described herein relate generally to an oscillation device, an RF front end circuit, and a portable wireless communication terminal device.
  • the amount of communication by wireless communication by mobile terminals such as mobile phones, smartphones, and mobile routers continues to increase year by year due to advanced functions of terminal devices and enhancement of distribution contents such as moving image files and music files.
  • mobile terminals such as mobile phones, smartphones, and mobile routers
  • 4G fourth generation
  • the signal transmitted and received by the antenna in the wireless communication terminal device as described above is a signal having a high frequency called an RF (Radio Frequency) signal.
  • the RF front-end circuit performs down-conversion by multiplying it with the output signal of the local oscillator, and converts it to a band including information itself exchanged by communication called baseband. To do.
  • the baseband signal is multiplied by the output signal of the local oscillator, up-converted, and transmitted from the antenna as an RF signal.
  • an oscillator such as a VCO (Voltage-Controlled Oscillator) is used as the local oscillator.
  • VCO Voltage-Controlled Oscillator
  • a VCO is an oscillation circuit that controls an output frequency by an input control voltage.
  • a control voltage is generated by a phase synchronization circuit, and an error caused by various factors is corrected in the frequency of the output signal of the VCO, and used as a local oscillator.
  • Patent Document 1 has a configuration in which an output of a VCO is input to an ADC (Analog-to-Digital Converter), a phase comparison is performed using digital data after conversion, and a control voltage of the VCO is output based on the phase comparison.
  • ADC Analog-to-Digital Converter
  • multi-level modulation such as 256QAM (256 Quadrature Amplitude Modulation) is used.
  • 256QAM 256 Quadrature Amplitude Modulation
  • the frequency of the local oscillator is stabilized by the phase synchronization circuit.
  • OFDMA Orthogonal Frequency-Division Multiple Access, direct frequency division multiple access
  • a SAW (Surface Acoustic Wave) oscillator As an oscillator having higher spectral purity, a SAW (Surface Acoustic Wave) oscillator can be cited.
  • the SAW oscillator is also used in combination with a phase locked loop and its output frequency is stabilized.
  • a technique by adjusting the voltage applied to the varicap (variable capacitance diode) is mainly used.
  • MIMO Multiple-Input and Multiple-Output
  • This is to increase the communication capacity by using a plurality of transmission / reception systems including an antenna, a modulator, a demodulator, etc. in both of the transceivers used for wireless communication.
  • a VCO is generally used as a local oscillator.
  • one technique for increasing the communication capacity is to increase the spectral purity of the local oscillator, but there is a limit to increasing the spectral purity of the VCO.
  • the SAW oscillator is an oscillator having a spectral purity higher than that of the VCO, if it can be used as a local oscillator, an increase in communication capacity can be expected.
  • the SAW oscillator has a problem that the oscillation frequency fluctuates due to external impact or temperature fluctuation.
  • the above-described frequency stabilization by the varicap can obtain a stable output frequency when the frequency variation due to temperature variation deviates from the frequency correction range. There was a problem that it was impossible. Further, the SAW oscillator has a fixed nominal frequency and cannot be used for applications that oscillate a plurality of frequencies such as a local oscillator of a mobile phone terminal.
  • one of the objects of the present invention is to provide an oscillation device using an oscillator whose oscillation frequency is uncontrollable, and an RF front-end circuit, a wireless transmission / reception circuit, and a portable wireless communication terminal device using the oscillation device.
  • a SAW oscillator is used as an oscillator whose oscillation frequency is uncontrollable.
  • This oscillation device stabilizes the frequency of a signal output from an oscillator whose oscillation frequency is uncontrollable, thereby generating an oscillation signal with high spectral purity.
  • An oscillation apparatus detects an error frequency with respect to a reference frequency of an oscillator whose oscillation frequency is uncontrollable, a frequency of a primary signal output from the oscillator, or a frequency corresponding thereto, according to the error frequency. And a secondary signal generator for generating a secondary signal having a target frequency from the primary signal.
  • the secondary signal generation unit includes an error frequency detection unit that detects an error frequency relative to a reference frequency of the frequency of the primary signal or a frequency corresponding thereto, a correction signal generation unit that generates a correction signal of a frequency corresponding to the error frequency, and a primary signal A signal synthesis unit that synthesizes the correction signal with the signal.
  • the error frequency detector includes an analog-to-digital converter that converts a primary signal output from the oscillator into a digital primary signal, a reference signal generator that generates a digital reference signal indicating a waveform of a reference frequency, a digital reference signal, and a digital signal An error frequency calculation unit for calculating an error frequency based on the primary signal.
  • the correction signal generation unit includes a digital correction signal generation unit that generates a digital correction signal indicating a waveform of a frequency corresponding to the error frequency, and a digital-analog conversion unit that converts the digital correction signal into an analog signal.
  • the digital correction signal generation unit generates a digital correction signal based on the error frequency and the predetermined frequency.
  • the oscillator is not controlled, so it can be said to be phase stabilization control by feedforward.
  • the phase synchronization circuit using the conventional varicap does not operate normally when the temperature fluctuation range of the frequency exceeds the frequency adjustment range using the varicap.
  • the correction signal is generated by the DAC of the present invention, it is possible to generate a signal in a frequency range that can sufficiently cover frequency fluctuation due to temperature.
  • the frequency of the sine wave generated by the DAC is assumed to be several tens of megahertz at the maximum. Due to the characteristics of the DAC, it is easy to generate a sine wave having excellent spectral purity at this frequency, and the spectral purity of the obtained output is not impaired by the DAC.
  • the error frequency correcting DAC can also function as a modulation operation and has excellent compatibility with digital modulation / demodulation wireless devices.
  • a SAW oscillator can be applied as an oscillator whose oscillation frequency is uncontrollable. This stabilizes the phase of the output signal and shifts the frequency of the SAW oscillator, which has a high spectral purity but is susceptible to temperature changes and external shocks, and has a fixed nominal frequency.
  • a signal having a stable frequency can be provided.
  • the secondary signal generation unit has a BPF provided in the subsequent stage of the signal synthesis unit and having a pass band centered on the target frequency.
  • An oscillation device includes an oscillator whose oscillation frequency is uncontrollable, a channel signal output unit that selectively outputs a plurality of channel signals having different frequencies, and a channel for the oscillation signal output from the oscillator.
  • a signal synthesis unit that synthesizes the channel signals output from the signal output unit.
  • An RF front-end circuit performs conversion of a received signal received by an antenna into a baseband input signal and conversion of a baseband signal output from the baseband into a transmission signal transmitted by the antenna. .
  • the RF front-end circuit detects an oscillator whose oscillation frequency is uncontrollable, and an error frequency of the primary signal output from the oscillator or a frequency corresponding thereto with respect to a reference frequency, and determines the target frequency from the primary signal according to the error frequency.
  • a secondary signal generator that generates a secondary signal of frequency, a first multiplier that multiplies the received signal by the secondary signal and outputs a baseband input signal, and multiplies the baseband output signal by the secondary signal;
  • a second multiplier for outputting a transmission signal.
  • a portable wireless communication terminal apparatus includes the RF front end circuit described above.
  • the effect of the RF front-end circuit enables stable wireless communication even in a portable terminal device exposed to, for example, a temperature change or an external impact.
  • the radio transmission / reception circuit converts a received signal received by an antenna into input data and converts output data into a transmission signal transmitted from the antenna.
  • the wireless transmission / reception circuit includes an oscillator whose oscillation frequency is uncontrollable, a reference signal generator that generates a digital reference signal indicating a waveform of the reference frequency, and a first analog that converts a primary signal output from the oscillator into a digital primary signal A digital converter, an error frequency detector for detecting an error frequency relative to a reference frequency of the frequency of the primary signal or a frequency based on the digital primary signal and the digital reference signal, and a waveform of the frequency corresponding to the error frequency
  • a digital correction signal generator for generating a digital correction signal indicating a first signal, a first multiplier for multiplying the received signal by a primary signal and generating a baseband input signal, and converting the baseband input signal into a digital baseband input signal A second analog-to-digital converter and a second that multiplies the digital baseband
  • a demodulator that demodulates the digital input signal output from the calculator and the second multiplier, generates input data, a modulator that modulates output data and generates a digital output signal, and digitally corrects the digital output signal
  • a third multiplier that multiplies the signal to generate a digital baseband output signal
  • a digital-to-analog converter that converts the digital baseband output signal to an analog baseband output signal, and a primary signal that multiplies the analog baseband output signal
  • a fourth multiplier for generating a transmission signal.
  • the radio transmission / reception circuit according to an embodiment of the present invention can be applied to MIMO, which is a radio communication technology that transmits and receives data with a plurality of antennas.
  • a radio transmission / reception circuit applied to MIMO includes a plurality of transmission / reception paths respectively corresponding to a plurality of antennas.
  • a radio transmission / reception circuit converts a first reception signal received by a first antenna and a second reception signal received by a second antenna into input data, and outputs the output data. Conversion to a first transmission signal transmitted from one antenna and a second transmission signal transmitted from a second antenna is performed.
  • the wireless transmission / reception circuit includes an oscillator whose oscillation frequency is uncontrollable, a reference signal generator that generates a digital reference signal indicating a waveform of the reference frequency, and a first analog that converts a primary signal output from the oscillator into a digital primary signal A digital converter, an error frequency detector for detecting an error frequency relative to a reference frequency of the frequency of the primary signal or a frequency based on the digital primary signal and the digital reference signal, and a waveform of the frequency corresponding to the error frequency
  • a digital correction signal generator for generating a digital correction signal indicating a first signal, a first multiplier for multiplying the first received signal by a primary signal, and a first multiplier for generating a first baseband input signal, and a second signal multiplied by the primary signal A second multiplier for generating a second baseband input signal, and converting the first baseband input signal to a first digital baseband input signal
  • a second analog-digital converter a third analog-digital converter that converts the second base
  • the first demodulator that demodulates and generates the first demodulated data, the second demodulator that demodulates the second digital input signal and generates the second demodulated data, and the first demodulated data and the second demodulated data are integrated.
  • a data integration unit that generates output data, a data division unit that divides the output data into first divided data and second divided data, and modulates the first divided data and outputs the first digital output.
  • a first digital-analog converter for converting an analog baseband output signal; a second digital-analog converter for converting a second digital baseband output signal to a second analog baseband output signal; and a first analog baseband output
  • the communication capacity can be increased by adopting a configuration including a plurality of transmission / reception paths.
  • the wireless transmission / reception circuit includes two transmission / reception paths has been described, but, of course, the transmission / reception paths may be four systems or the like.
  • the frequency can be stabilized by correcting the frequency error of the output signal by a method of synthesizing the frequency correction signal with the output signal of the oscillator. Thereby, it is possible to provide a wireless transmission / reception circuit capable of increasing the communication capacity.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of an oscillation device according to a first embodiment of the present invention. It is a block diagram which shows the structure of the error frequency detection part of FIG. It is a block diagram which shows the structure of the correction signal generation part of FIG. 1, and the structure of a signal synthetic
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of an oscillation device 10 according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the error frequency detection unit 12 of FIG.
  • FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the correction signal generator 14 and the signal synthesizer 16 of FIG.
  • an oscillator 11 whose oscillation frequency is uncontrollable and an oscillation signal LS1 (hereinafter also referred to as a primary signal) of the oscillator 11 are set to a difference between a frequency f1 of the primary signal LS1 and a predetermined frequency.
  • the secondary signal generation unit 20 generates a secondary signal LS2 by performing frequency conversion accordingly.
  • the oscillator 11 whose oscillation frequency is uncontrollable is typically a SAW oscillator, not a VCO (Voltage-Controlled Oscillator) that can vary the oscillation frequency according to the voltage.
  • the oscillator 11 whose oscillation frequency cannot be controlled is referred to as a SAW oscillator 11.
  • the oscillator 11 whose oscillation frequency is uncontrollable may be an oscillator using sapphire, diamond or the like as a vibrator.
  • the frequency f1 of the primary signal output from the SAW oscillator 11 is equal to the frequency f0 of the specific frequency f0 of the SAW oscillator 11 determined in advance due to various factors such as physical shock. It fluctuates within a range of about 0.01% (formula (1)).
  • the error frequency of the frequency f1 of the primary signal LS1 output from the SAW oscillator 11 with respect to the natural frequency (nominal frequency) f0 of the SAW oscillator 11 is denoted as ferr .
  • the error frequency f err is zero.
  • the target frequency f tgt is a frequency shifted by the frequency fs with respect to the natural frequency f0.
  • the frequency fs (hereinafter also referred to as shift frequency fs) is preferably a frequency selected from a range of about ⁇ 5% of the frequency f1 of the primary signal output from the SAW oscillator 11.
  • the SAW oscillator 11 is an oscillator in which the target frequency f tgt falls within the range of about ⁇ 5% of the natural frequency f0 to the natural frequency f0.
  • the target frequency f tgt may be the natural frequency f0.
  • the secondary signal generator 20 performs a feedforward process on the primary signal LS1 of the SAW oscillator 11, detects the frequency f1 of the primary signal LS1 or the error frequency f err with respect to the reference frequency f ref of the frequency corresponding thereto, A secondary signal LS2 having a target frequency f tgt is generated from the primary signal LS1 according to the error frequency f err .
  • Secondary signal generator 20 a frequency corresponding to it the frequency f1 or the primary signal LS1, the error frequency detection unit 12 for detecting an error frequency f err against natural frequency f0 of the SAW oscillator 11, a frequency corresponding to the error frequency f err
  • a correction signal generator 14 for generating the correction signal LScor, a signal synthesizer 16 for synthesizing the correction signal LScor with the primary signal LS1, and a pass band centered on the target frequency f tgt provided at the subsequent stage of the signal synthesizer 16.
  • the error frequency detector 12 and the correction signal generator 14 are mounted on a microprocessor for performing digital signal processing, such as a digital signal processor (DSP).
  • DSP digital signal processor
  • a CPU Central Processing Unit
  • the oscillation device 10 performs feedforward processing on the primary signal LS1
  • the error frequency detection unit 12 and the correction signal generation unit 14 are required to perform high-speed processing. In order to cope with this, it is preferable to use a DSP.
  • the error frequency detection unit 12 includes an analog-to-digital conversion unit (ADC) 121, a multiplier 122, an NCO (Numerically Controlled Oscillator) 123, a reference frequency output unit 124, a low-pass filter (LPF) 125, and an error frequency calculation unit 126.
  • ADC analog-to-digital conversion unit
  • NCO Numerically Controlled Oscillator
  • LPF low-pass filter
  • error frequency calculation unit 126 More specifically, in the calculation of the error frequency f err by the error frequency detection unit 12, N times the reference frequency f ref (N is an arbitrary number) becomes the natural frequency f0, or the frequency of the reference frequency f ref The reference frequency f ref is used such that 1 / N of the frequency becomes the natural frequency f0.
  • the ADC 121 converts the primary signal LS1 output from the SAW oscillator 11 into a digital primary signal LS1 ′. Since the natural frequency f0 of the SAW oscillator 11 is higher than a reference frequency f ref described later, it is assumed that the ADC 121 converts the primary signal LS1 to the digital primary signal LS1 ′ by undersampling.
  • the reference frequency output unit 124 typically generates a digital reference signal LSref indicating a waveform of the reference frequency f ref .
  • the digital reference signal LSref is a signal obtained by digitally converting, for example, an oscillation signal of a crystal oscillator.
  • the digital reference signal LSref generated by the reference frequency output unit 124 is input to the NCO 123.
  • the oscillation device 10 is intended to obtain a local signal used in the wireless transmission / reception circuit. Therefore, the target frequency f tgt of the secondary signal LS2 of the oscillation device 10 is a high frequency band such as several hundred megahertz to several gigahertz.
  • the reference frequency f ref may be about several tens of megahertz, which is lower than the target frequency f tgt . If it is about several tens of megahertz, it is possible to stably output an oscillation signal having a reference frequency f ref by a crystal oscillator.
  • the NCO 123 and the multiplier 122 constitute a PLL circuit for the digital primary signal LS1 ′ converted by the ADC 121.
  • the multiplier 122 multiplies the digital primary signal LS1 ′ by the output signal of the NCO 123.
  • the output signal of the multiplier 122 is fed back to the NCO 123 and input to the error frequency calculator 126 via the LPF 125.
  • the NCO 123 operates at the reference frequency f ref and outputs a frequency signal representing the frequency and phase of the digital primary signal LS1 ′.
  • the NCO 123 operates at the reference frequency f ref , and the frequency of the oscillator output is detected based on the reference frequency.
  • the LPF 125 removes or attenuates high frequency noise included in the output signal of the multiplier 122.
  • the loop bandwidth of the PLL circuit is as wide as possible. The wider the loop bandwidth, the NCO 123 faithfully follows the output of the SAW oscillator 11, but on the other hand, noise is generated at a high offset frequency. Even in the conventional phase-locked loop, noise is generated at a high offset frequency when the loop band is widened in order to improve the shock resistance.
  • the conventional phase locked loop circuit is a feedback control unit, and the control becomes unstable due to the insertion of the LPF, so that it is difficult to insert the LPF for removing the noise of the high offset frequency.
  • the error frequency calculator 126 calculates the error frequency f err based on the digital reference signal and the digital primary signal. Specifically, the error frequency calculation unit 126 specifies the value of the frequency f1 of the primary signal LS1 based on the digital reference signal and the digital primary signal, and sets the specified frequency value to the value of the natural frequency f0. Subtract. Thereby, the error frequency f err is calculated. As shown in Equation (3), the error frequency f err is the difference between the natural frequency f0 of the SAW oscillator 11 and the frequency f1 of the primary signal actually output from the SAW oscillator 11.
  • the error frequency calculation unit 126 calculates the correction frequency f cor based on the error frequency f err and the shift frequency fs. Note that the calculation process of the correction frequency f cor by the error frequency calculation unit 126 may be performed by the correction signal generation unit 14 described later.
  • the shift frequency fs represents a frequency difference of the natural frequency f0 of the SAW oscillator 11 with respect to the target frequency f tgt . As shown in Expression (4), the correction frequency f cor can be expressed by the sum of the error frequency f err and the shift frequency fs.
  • the correction frequency f cor represents the frequency difference of the frequency of the primary signal LS1 actually output from the SAW oscillator 11 with respect to the target frequency f tgt .
  • the error frequency f err is in the range of about 0.01% of the natural frequency f0, and the shift frequency fs is in the range of about 5% of the frequency f0.
  • the correction frequency fcor is about several tens of megahertz.
  • the correction signal generation unit 14 includes a reference frequency output unit 141, a digital correction signal generation unit 143, and a digital-analog conversion unit (DAC) 145.
  • the reference frequency output unit 141 of the correction signal generation unit 14 is shared with the reference frequency output unit 124 of the error frequency detection unit 12.
  • a reference frequency output unit 19 that is a common reference frequency output unit 141 of the correction signal generation unit 14 and a reference frequency output unit 124 of the error frequency detection unit 12 is an error frequency detection unit. 12 and the correction signal generator 14 are connected to a clock terminal of a DSP on which the DSP 12 is mounted.
  • a digital reference signal (clock) having a reference frequency generated by the reference frequency output unit 19 is supplied to each component mounted on the DSP.
  • Digital correction signal generator 143 generates a digital correction signal LScor indicating the frequency of the waveform corresponding to the error frequency f err.
  • the digital correction signal generator 143 calculates the waveform of the correction frequency f cor calculated based on the error frequency f err and the shift frequency fs.
  • a digital correction signal LScor is generated.
  • the DAC 145 converts the digital correction signal LScor into an analog correction signal LScor ′.
  • the digital correction signal generator 143 is typically composed of an NCO.
  • the digital correction signal generator 143 is driven with the reference frequency f ref and generates a digital correction signal LScor corresponding to the correction frequency f cor .
  • the digital correction signal generation unit 143 includes two output terminals.
  • the digital correction signal generator 143 outputs digital correction signals LScor1 and LScor2 indicating two sine waves whose phases are different by 90 degrees according to the correction frequency f cor .
  • the DAC 145 is composed of two DACs 146 and 147 here.
  • the DAC 146 converts the digital correction signal LScor1 into an analog correction signal LScor1 ′.
  • the DAC 147 converts the digital correction signal LScor2 into an analog correction signal LScor2 ′.
  • the signal synthesizer 16 includes a 90-degree phase shifter 161, multipliers 163 and 165, and an adder 167.
  • the signal synthesizer 16 is typically composed of a quadrature modulator or an IQ modulator.
  • the 90-degree phase shifter 161 generates a primary signal LS11 in which the phase of the primary signal LS1 output from the SAW oscillator 11 is changed by 90 degrees.
  • the multiplier 163 multiplies the primary signal LS1 by the analog correction signal LScor1 ′ output from the DAC 146 to generate a multiplication signal LS21.
  • the multiplier 165 multiplies the primary signal LS11 whose phase is changed by 90 degrees by the analog correction signal LScor2 ′ output from the DAC 147, and generates a multiplication signal LS22.
  • the adder 167 adds the multiplication signal LS21 output from the multiplier 163 and the multiplication signal LS22 output from the multiplier 165, and generates a secondary signal LS2.
  • the secondary signal LS2 output from the signal synthesizer 16 is set. Indicates a spectral distribution as shown in FIG. That is, the frequency f2 of the secondary signal LS2 output from the signal synthesizer 16 is shifted to a frequency that is lower than the frequency f1 of the primary signal of the SAW oscillator 11 by the correction frequency fcor .
  • the secondary signal LS2 output from the signal synthesizer 16 is set.
  • the frequency f2 is equivalent to the target frequency f tgt .
  • the frequency of the secondary signal LS2 is shifted to a frequency higher than the frequency f1 of the primary signal LS1 or a frequency lower than the frequency f1 of the primary signal LS1 is selected according to the sign of the correction frequency f cor .
  • the sign of the correction frequency f cor is negative, the frequency f2 of the secondary signal LS2 is shifted to a frequency lower than the frequency f1 of the primary signal LS1 by the process executed from the digital correction signal generator 143 to the signal synthesizer 16. Is done.
  • the frequency f2 of the secondary signal LS2 is shifted to a frequency higher than the frequency f1 of the primary signal by the process executed from the digital correction signal generator 143 to the signal synthesizer 16. .
  • the signal having the frequency f1 is a local leak signal of the SAW oscillator 11.
  • BPF18 includes the performance for passes the signal component of a desired frequency f tgt, attenuates the other signal components in the frequency other than the target frequency f tgt.
  • the secondary signal LS2 having the frequency spectrum distribution as shown in FIG. 4 shows the frequency spectrum distribution as shown in FIG. 5 by passing through the BPF 18.
  • the secondary signal LS2 having the frequency spectrum distribution as shown in FIG. 6 shows the frequency spectrum distribution as shown in FIG. 7 by passing through the BPF 18.
  • the SAW oscillator 11 obtained by shifting the natural frequency f0 with respect to the target frequency f tgt is used, and the correction frequency f cor is increased to about several tens of megahertz, so that the frequency of the secondary signal LS2 is increased.
  • f2 target frequency f tgt
  • the local leak and the image frequency can be easily removed by a dielectric resonance type bandpass filter.
  • the BPF 18 can be omitted when the local leak signal and the image signal generated from the signal synthesizer 16 can be ignored, such as when they are sufficiently separated from each other.
  • FIG. 8 is a flowchart showing a correction process of the primary signal LS1 output from the SAW oscillator 11 by the secondary signal generator 20.
  • the ADC 121 converts the primary signal LS1 output from the SAW oscillator 11 into a digital primary signal LS1 ′ (S11).
  • the error frequency f err is detected based on the digital primary signal LS1 ′ and the reference frequency signal LSref (S12).
  • digital correction signal LScor showing waveforms of correction frequency f cor, calculated on the basis of the error frequency f err and shift frequency fs is generated by the digital correction signal generating unit 143 is specifically (S13).
  • the digital correction signal LScor is converted into the analog correction signal LScor ′ by the DAC 145 (S14).
  • the signal synthesizer 16 synthesizes the analog correction signal LScor ′ with the primary signal LS1 output from the SAW oscillator 11 (S15).
  • the secondary signal generator 20 generates the secondary signal LS2 from the primary signal LS1 output from the SAW oscillator 11.
  • the secondary signal LS2 has the target frequency f tgt .
  • the oscillation device 10 synthesizes the correction signal having the correction frequency f cor with the primary signal LS1 output from the SAW oscillator 11, and thereby the secondary signal having the target frequency f tgt. LS2 can be output.
  • the frequency can be stabilized while utilizing the spectral purity of the SAW oscillator 11.
  • the secondary signal generation unit 20 of the oscillation device 10 changes the oscillation frequency of the oscillator such as the SAW oscillator 11 that is difficult to vary by changing the shift frequency fs. It can be said that the circuit realizes intentional variation.
  • the shift frequency fs is in the range of about ⁇ 5% of the natural frequency of the oscillator. However, the shift frequency fs should not be varied only within this range. If the spectral purity of the SAW oscillator 11 may be deteriorated, it can be varied more than the above range.
  • the second embodiment relates to a wireless transmission / reception circuit incorporating the oscillation device 10 according to the first embodiment.
  • the wireless transmission / reception circuit according to the second embodiment multiplies the secondary signal generated by the oscillation device 10 and the baseband output signal to generate a transmission signal, and the secondary signal and reception signal generated by the oscillation device 10. To generate a baseband input signal.
  • FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration of a wireless transmission / reception circuit according to the second embodiment.
  • the wireless transmission / reception circuit according to the second embodiment includes an antenna 70, an RF front end circuit 30, and a baseband processing unit 40.
  • the RF front end circuit 30 converts the reception signal RS rcv received by the antenna 70 into a baseband input signal BS in . Further, the RF front-end circuit 30 converts the baseband output signal BS out into a transmission signal RS snd transmitted by the antenna 70.
  • the baseband processing unit 40 demodulates the baseband input signal BS in generating input data D in to the system 71. In addition, the baseband processing unit 40 modulates the output data Dout output from the system 71 to generate a baseband output signal BSout .
  • the RF front-end circuit 30 includes a SAW oscillator 11 that outputs a primary signal, a secondary signal generator 20 that generates a secondary signal LS2 from the primary signal LS1, a transmission / reception switch 39 that switches transmission / reception by the antenna 70, and a received signal A band-pass filter (BPF) 31 that extracts a signal in a necessary frequency band from RS rcv and a multiplication that generates a baseband input signal BS in by multiplying the received signal RS rcv after passing through the BPF 31 by the secondary signal LS2n.
  • BPF band-pass filter
  • an analog-to-digital converter (ADC) 35 that converts the baseband input signal BS in to a digital signal
  • a digital-to-analog converter (DAC) 34 that converts the baseband output signal BS out to an analog signal
  • baseband output signals BS which are converted into secondary signal LS2 and the analog signal multiplying the ut
  • a multiplier 32 for generating a transmission signal RS snd.
  • the frequency f2 of the secondary signal LS2 is equivalent to the target frequency f tgt .
  • the baseband processing unit 40 demodulates the baseband input signal BS in and modulates the demodulating unit 41 that outputs the input data D in to the system 71, and the output data D out from the system 71, and the baseband output signal BS and a modulation unit 42 that outputs out .
  • the system 71 is an arbitrary system that requests transmission / reception of data by wireless communication.
  • the wireless transmission / reception circuit according to the second embodiment is used for a mobile phone, a smartphone terminal, or the like
  • the system 71 is input / output by an OS (Operating 71tem, basic software), and various application programs via the input / output. possible.
  • wireless transmission / reception circuit which concerns on 2nd Embodiment for base stations, such as a mobile telephone it can be a system which manages it.
  • FIG. 10 is a flowchart illustrating a procedure of RF signal reception processing by the wireless transmission / reception circuit according to the second embodiment.
  • demodulates the received signal RS rcv received by the antenna 70 the procedure for obtaining input data D in is written.
  • BPF31 By applying BPF31 to the received signal RS rcv, only the frequency band of the signal required from the received signal RS rcv is extracted (S21).
  • the multiplier 33 multiplies the received signal RS rcv after passing through the BPF 31 by the secondary signal LS2 to generate a baseband input signal BS in (S22).
  • the baseband input signal BS in is converted into a digital signal (S23).
  • the baseband input signal BS in is demodulated and input data D in to the system 71 is generated (S24).
  • the demodulation process of the reception signal RS rcv is performed by the radio transmission / reception circuit according to the second embodiment, and the input data D in to the system 71 can be obtained.
  • FIG. 11 is a flowchart illustrating a procedure of RF signal transmission processing by the wireless transmission / reception circuit according to the second embodiment.
  • modulates the output data D out of the system 71 the processing procedure for obtaining a transmission signal RS snd is marked.
  • the output data D out output from the system 71 is modulated to generate a baseband output signal BS out (S31).
  • the baseband output signal BS out is converted into an analog signal by the DAC 34 (S32).
  • the baseband output signal BS out converted into the analog signal and the secondary signal LS2 output from the oscillation device 10 are multiplied by the multiplier 32, and the transmission signal RS snd from the antenna 70 is generated (S33). .
  • the wireless transceiver circuit according to the second embodiment modulation processing of the output data D out of the system 71 is performed, it is possible to obtain a transmission signal RS snd. 10 and the transmission process shown in FIG. 11 can be performed by switching the transmission / reception changeover switch 39, respectively.
  • the bit error rate increases due to the down-conversion.
  • the bit error rate increases due to the upconversion.
  • the oscillation device 10 according to the first embodiment as a local signal generation source, up-conversion / down-conversion by a local signal having high spectral purity and stable frequency. Since the processing can be performed, it is possible to suppress a decrease in the bit error rate caused by the up-conversion / down-conversion processing.
  • the wireless transmission / reception circuit according to the third embodiment is obtained by reducing the circuit configuration of the wireless transmission / reception circuit according to the second embodiment.
  • FIG. 12 is a block diagram illustrating a configuration of a wireless transmission / reception circuit according to the third embodiment. Note that, in the same embodiment, the same reference numerals are given to components that are basically the same as those in the second embodiment, and the description thereof is simplified.
  • the wireless transmission / reception circuit according to the third embodiment includes an antenna 70, an RF front end circuit 50, and a baseband processing unit 60.
  • the RF front end circuit 50 includes a SAW oscillator 11, a transmission / reception changeover switch 39, a BPF 31, a multiplier 33, an ADC 35, a DAC 34, and a multiplier 32.
  • the baseband processing unit 60 includes a demodulation unit 41 and a modulation unit 42.
  • the RF front end circuit 50 operates in the same manner as the RF front end circuit 30 of the second embodiment.
  • the baseband processing unit 60 operates in the same manner as the baseband processing unit 40 of the second embodiment.
  • the baseband processing unit 60 includes an error frequency detection unit 43 that detects an error frequency f err , which is an error between the natural frequency f0 of the SAW oscillator 11 and the frequency f1 of the primary signal LS1 output from the SAW oscillator 11, and an error frequency a digital correction signal generator 45 for generating a digital correction signal LS cor in accordance with the calculated correction frequency f cor based on the f err and shift frequency fs, the digital correction signal LS cor the baseband input signal BS in And a digital signal synthesis unit 47 for synthesizing the digital correction signal LS cor with the baseband output signal BS out .
  • the digital signal synthesizers 46 and 47 implement the signal synthesizer 16 of the first embodiment by digital calculation, and include a multiplier and a filter.
  • the signal obtained by multiplying the baseband input signal BS in by the digital correction signal LS cor by the digital signal synthesis unit 46 includes the frequency of the baseband input signal BS in . And two frequency components represented by a difference between the frequency of the digital correction signal LS cor and a frequency component represented by the sum. One of the two frequency components is removed by the filter or the signal level is reduced.
  • BS in -LS cor (5) BS in + LS cor (6)
  • Digital signal synthesizer 47 or shifts the frequency of the baseband output signal BS out to a frequency lower by the correction frequency f cor, or correcting the frequency f cor shifting only high frequency.
  • the error frequency f err is corrected, and if necessary, the transmission signal RS whose shift frequency is corrected. snd can be obtained.
  • FIG. 13 is a flowchart illustrating a procedure of error detection processing by the wireless transmission / reception circuit according to the third embodiment.
  • the error frequency detector 43 digitally converts the primary signal LS1 output from the SAW oscillator 11 (S41).
  • the error frequency detector 43 detects the frequency difference f cor of the frequency f1 of the primary signal LS1 converted into a digital signal corresponding to the target frequency f tgt (S42).
  • the frequency difference f cor becomes the frequency of the correction signal (correction frequency).
  • the digital correction signal generator 45 generates a digital correction signal LS cor indicating a sine wave having a frequency corresponding to the frequency difference f cor (S43). Note that the error detection processing by the wireless transmission / reception circuit according to the third embodiment is the same as the processing until the digital signal is generated from the primary signal by the secondary signal generation unit 20 of the oscillation device 10 according to the first embodiment. is there.
  • the digital correction signal LS cor generated in this way is used for correction processing in demodulation processing and modulation processing described later.
  • FIG. 14 is a flowchart illustrating a procedure of RF signal reception processing by the wireless transmission / reception circuit according to the third embodiment.
  • demodulates the received signal RS rcv received by the antenna 70 the procedure for obtaining input data D in is written.
  • BPF31 By applying BPF31 to the received signal RS rcv, only the frequency band of the signal required from the received signal RS rcv is extracted (S51).
  • the multiplier 33 synthesizes the reception signal RS rcv after the BPF application and the primary signal LS1 to generate the baseband input signal BS in (S52).
  • the baseband input signal BS in Since the primary signal LS1 is used for down-conversion of the received signal RS rcv , at this point, the baseband input signal BS in has an error between the frequency f1 of the primary signal LS1 and the target frequency f tgt. Contains ingredients.
  • the baseband input signal BS in is converted into a digital signal (S53).
  • the baseband input signal BS in converted into the digital signal and the digital correction signal LS cor are combined by the digital signal combining unit 46 (S54).
  • S54 digital signal combining unit 46
  • an error component generated between the frequency f1 of the primary signal LS1 and the target frequency ftgt is corrected.
  • the digital signal output from the digital signal synthesizer 46 is demodulated by the demodulator 41, and input data D in to the system 71 is generated (S55).
  • FIG. 15 is a flowchart illustrating a procedure of RF signal transmission processing by the wireless transmission and reception circuit according to the third embodiment.
  • modulates the output data D out of the system 71 the processing procedure for obtaining a transmission signal RS snd is marked.
  • the output data D out output from the system 71 is modulated to generate a baseband output signal BS out (S61).
  • the baseband output signal BS out does not include an error frequency between the frequency f1 of the primary signal LS1 and the target frequency f tgt .
  • the baseband output signal BS out and the digital correction signal LS cor are combined by the digital signal combining unit 47 (S62).
  • a correction signal corresponding to the error frequency is included in the baseband output signal BSout .
  • the frequency f1 of the primary signal LS1 is smaller than the target frequency f tgt (f tgt > f1)
  • the frequency of the baseband output signal BS out is corrected by the multiplication processing of the digital signal synthesis unit 47. It is shifted to a higher frequency by the frequency f cor .
  • the frequency f1 of the primary signal LS1 is larger than the target frequency f tgt (f tgt ⁇ f1)
  • the frequency of the baseband output signal BS out is lower by the correction frequency f cor due to the multiplication processing of the digital signal synthesis unit 47. Shifted to frequency.
  • the baseband output signal BS out is converted into an analog signal by the DAC 34 (S63).
  • the baseband output signal BS out converted into the analog signal is multiplied by the primary signal LS1 by the multiplier 32, and the transmission signal RS snd from the antenna 70 is generated (S64). Error frequency contained in the primary signal LS1 is corrected by the digital correction signal that is included in the baseband output signal BS out in step S62, the transmission signal RS snd is assumed not affected by the error.
  • the reception process in FIG. 14 and the transmission process in FIG. 15 can be performed by switching the transmission / reception changeover switch 39, respectively.
  • the wireless transmission / reception circuit according to the third embodiment can obtain the same effect as the wireless transmission / reception circuit according to the second embodiment even if the function of the secondary signal generation unit 20 is incorporated in the baseband processing unit 60. .
  • the wireless transmission / reception circuit according to the third embodiment separates the analog processing unit and the digital processing unit of the oscillation device 10 used in the wireless transmission / reception circuit according to the second embodiment, and separates them from the RF front end circuit 50 and the baseband. It was incorporated in the processing unit 60. With such a configuration, the DAC for converting the digital correction signal into an analog signal and the DAC for converting the baseband output signal BS out into an analog signal can be used in a single DAC in the oscillation device 10. Can do. Thereby, the wireless transmission / reception circuit according to the third embodiment can reduce the circuit scale and power consumption as compared with the second embodiment.
  • the baseband processing unit 60 is realized by a DSP and performs digital computation. Therefore, addition of functions such as error correction digital signal synthesis units 46 and 47 in the baseband processing unit 60 can be easily realized by adding logical processing blocks in the DSP. Therefore, an increase in circuit scale, power consumption, and production cost can be suppressed as compared with a case where a multiplier as an analog element is added. Further, if the multipliers 32 and 33, the ADC 35, the DAC 34, the demodulation unit 41, the modulation unit 42, the error frequency detection unit 43, and the like are configured as a single IC (Integrated Circuit, integrated circuit), the wireless transmission / reception circuit can be further reduced. Can be Note that the wireless transmission / reception circuit according to the third embodiment can be used for various wireless communication devices from terminal devices such as mobile phones and smartphone terminals to equipment such as base stations such as mobile phones.
  • the wireless transmission / reception circuit according to the fourth embodiment includes two transmission / reception circuits and corresponds to the MIMO technology.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a wireless transmission / reception circuit according to the fourth embodiment.
  • the radio transmission / reception circuit according to the fourth embodiment includes two antennas 400 and 500 that perform transmission and reception of radio signals, an RF front-end circuit 200, and a baseband processing unit 300.
  • the RF front end circuit 200 converts the received signals RS rcv 1 and RS rcv 2 received by the antennas 400 and 500 into baseband input signals BS in 1 and BS in 2, respectively. Further, the RF front-end circuit 200 converts the baseband output signals BS out 1 and BS out 2 into transmission signals RSsnd 1 and RSsnd 2 transmitted by the antennas 400 and 500, respectively.
  • the baseband processing unit 300 demodulates the baseband input signals BS in 1 and BS in 2 and generates input data D in to the system 600 by integrating the respective data. The baseband processing unit 300 divides the output data D out output from the system 600 and modulates the divided data to generate baseband output signals BS out 1 and BS out 2.
  • First transceiver system of RF front-end circuit 200 includes a transceiver changeover switch 201 for switching transmission and reception by the antenna 400, and BPF271 to extract the signal of the necessary frequency band from the received signal RS rcv 1, the reception signal after passing through BPF271 RS rcv multiplying the primary signal LS1 outputted from SAW oscillator 210 for one, a multiplier 231 which outputs the baseband input signal BS in 1, and ADC251 for converting the baseband input signal BS in 1 to a digital signal, the base The DAC 261 converts the band output signal BS out 1 into an analog signal, and the multiplier 241 that multiplies the baseband output signal BS out 1 converted into the analog signal by the primary signal LS out .
  • the second transmission / reception system of the RF front-end circuit 200 includes a transmission / reception changeover switch 202 that switches transmission / reception by the antenna 500, a BPF 272 that extracts a signal in a necessary frequency band from the reception signal RS rcv 2, and reception after passing through the BPF 272.
  • the DAC 262 converts the out 2 into an analog signal, and the multiplier 242 that multiplies the baseband output signal BS out 2 converted into the analog signal by the primary signal LS1.
  • the error frequency detection unit 330 and the digital correction signal generation unit 340 for generating a digital correction signal are shared by the first and second transmission / reception systems.
  • the error frequency detector 330 detects an error frequency f err , which is a frequency error of the frequency f1 of the primary signal LS1 with respect to the natural frequency f0 of the SAW oscillator 210, and further adds a shift frequency to the error frequency f err to correct the correction frequency f. cor is calculated.
  • the digital correction signal generator 340 generates a digital correction signal LS cor indicating a frequency waveform corresponding to the correction frequency f cor .
  • the generated digital correction signal LS cor is used for correction processing in demodulation processing and modulation processing described later.
  • the first transmitting and receiving system of the baseband processing unit 300 demodulates the baseband input signal BS in 1, a demodulation unit 311 that generates input data D in 1, modulates the output data D out 1, A modulation unit 321 that generates a baseband output signal BS out 1, a digital signal synthesis unit 361 that synthesizes a digital correction signal LS cor with the baseband input signal BS in 1 converted into a digital signal, and a baseband output signal BS out 1 has a digital signal synthesizer 371 for synthesizing the digital correction signal LS cor .
  • the second transmission and reception systems of the baseband processing unit 300 demodulates the baseband input signal BS in 2, a demodulator 312 which generates an input data D in 2, modulates the output data D out 2, baseband The modulation unit 322 that generates the output signal BS out 2, the digital signal synthesis unit 362 that synthesizes the digital correction signal LS cor with the baseband input signal BS in 2 converted into a digital signal, and the baseband output signal BS out 2 And a digital signal synthesis unit 372 that synthesizes the digital correction signal LS cor .
  • the baseband processing unit 300 receives the input of the input data D in 1 and D in 2 demodulated by the demodulation units 311 and 312 in order to remove the influence due to the interference generated by the antennas 400 and 500, and from each input data
  • the interference data separation unit 380 that separates the interference data and the input data D in 1 and D in 2 that are excluded from the interference output from the interference data separation unit 380 are integrated to generate the input data D in to the system 600
  • a data dividing unit 310 that divides the output data D out from the system 600 into two output data D out 1 and D out 2.
  • the frequency of the primary signal LS1 output from the SAW oscillator 210 by the RF front end circuit 200 is not corrected.
  • the digital correction signal LScor for correcting the frequency difference of the frequency of the primary signal LS1 with respect to the target frequency f tgt is synthesized in the baseband processing unit 300 into a signal before demodulation processing and a signal after modulation processing. Accordingly, in the reception process, a correction signal for correcting the frequency of the primary signal is multiplied by the primary signal and the baseband signal after being down-converted. On the other hand, in the transmission process, a correction signal for correcting the frequency of the primary signal is multiplied by the primary signal and multiplied by the baseband output signal before being up-converted.
  • FIG. 17 is a flowchart illustrating a procedure of RF signal reception processing of the wireless transmission / reception circuit according to the fourth embodiment.
  • the RF signals are received by the antennas 400 and 500, the received signals RS rcv 1 and RS rcv 2 are demodulated, the demodulated received signals RS rcv 1 and RS rcv 2 are integrated, and the input data D in is obtained.
  • the procedure is described.
  • the received signal RS rcv 1 received by the antenna 400 is demodulated into input data D in 1 by the first transmission / reception system (S71).
  • the reception process in step S71 is performed by using the BPF 271, the multiplier 231, the ADC 251, the digital signal synthesis unit 361, and the demodulation unit 311, similar to the process described with reference to FIG. 16 of the third embodiment. is there.
  • the demodulation processing here is performed after multiplying the baseband input signal BS in 1 input to the baseband processing unit 300 and the digital correction signal LS cor as described with reference to FIG.
  • the input data D in 1 can be generated without being affected by an error between the frequency f1 of the primary signal LS1 output from the SAW oscillator 210 and the target frequency f tgt .
  • the received signal RS rcv 2 received by the antenna 500 is demodulated into input data D in 2 by the second transmission / reception system (S72).
  • the process of step S71 is performed using the BPF 272, the multiplier 232, the ADC 252, the digital signal synthesis unit 362, and the demodulation unit 312.
  • the input data D in 1 and the input data D in 2 are input to the interference data separator 380, respectively, and the influence of interference by the antennas 400 and 500 is eliminated (S73).
  • the input data D in 1 and the input data D in 2 from which the influence of the interference output from the interference data separation unit 380 is eliminated are integrated by the data integration unit 390, and the input data D in to the system 600 is generated (S74). ).
  • the generated input data D in is input to the system 600.
  • FIG. 18 is a flowchart illustrating a procedure of RF signal transmission processing by the wireless transmission / reception circuit according to the fourth embodiment.
  • FIG. 18 shows a procedure from dividing and modulating the output data D out output from the system 600 to obtain transmission signals RS snd 1 and RS snd 2.
  • the data dividing unit 310 divides the output data D out output from the system 600 into output data D out 1 for output from the first transmission / reception system and output data D out 2 for output from the second transmission / reception system. (S81).
  • the output data D out 1 is modulated by the first transmission / reception system into the transmission signal RS snd 1 (S82).
  • the transmission process in step S82 is the same as the process described with reference to FIG. 15 in the third embodiment, using the modulation unit 321, the digital signal synthesis unit 371, the DAC 261, and the multiplier 241.
  • the modulated output data D out 2 and the digital correction signal LS are modulated.
  • a correction signal component for correcting the frequency f1 of the primary signal LS1 is included in the baseband output signal BSout in advance.
  • step S ⁇ b> 83 the process of step S ⁇ b> 82 is performed using the modulation unit 322, the digital signal synthesis unit 372, the DAC 262, and the multiplier 242.
  • the reception process in FIG. 17 and the transmission process in FIG. 18 can be performed by switching the transmission / reception changeover switches 201 and 202, respectively.
  • the radio transmission / reception circuit according to the fourth embodiment in addition to the increase in communication capacity by using the high spectral purity of the SAW oscillator, the increase in communication capacity by using a plurality of transmission / reception systems. Can be achieved.
  • the configuration having two transmission / reception systems is illustrated, but the wireless transmission / reception circuit may be configured to include more transmission / reception systems. As a result, the communication capacity can be increased.
  • the wireless transmission / reception circuit according to the fourth embodiment can be used for various wireless communication devices from terminal devices such as mobile phones and smartphone terminals to equipment such as base stations such as mobile phones.
  • the modulation units 321 and 322 may control the phase and control the direction and distance in which radio waves are transmitted from the antennas 400 and 500, so that beam forming is possible.
  • the radio transmission / reception circuit according to the fourth embodiment is applied to a base station facility such as a mobile phone, radio waves can be more effectively conveyed.
  • the SAW oscillator 11 having the natural frequency f0 having a frequency different from the target frequency f tgt can be used.
  • target frequency f tgt and frequency used SAW oscillator 11 different natural frequency f0 as compared with the case of using the SAW oscillator 11 of the target frequency f tgt, by increasing the correction frequency fcor intentionally corrected primary signal LS1
  • the frequency of the local leak signal and the frequency of the image signal included in the secondary signal LS2 after synthesis with the signal LScor can be separated from the target frequency f tgt .
  • the inexpensive BPF 18 can be used or the BPF 18 can be omitted.
  • the oscillation device 10 according to the first embodiment can also be used as a local oscillator that can vary the target frequency f tgt .
  • the oscillation device 10 according to the first embodiment When it is not necessary to correct an error between the frequency of the signal output from the oscillator and the natural frequency, for example, when an oscillation signal with a very high spectral purity is not required, the oscillation device 10 according to the first embodiment.
  • the configuration may be simplified.
  • FIG. 19 is a block diagram showing a configuration of an oscillation device 910 according to the fifth embodiment.
  • the oscillation device 910 according to the fifth embodiment includes an oscillator 911 and a secondary signal generation unit 920 whose oscillation frequency cannot be controlled.
  • the oscillator 911 whose oscillation frequency is uncontrollable is a SAW oscillator.
  • the SAW oscillator 911 outputs a primary signal.
  • the secondary signal generator 920 generates a secondary signal from the primary signal output from the SAW oscillator 911. The frequency of the secondary signal is different from that of the primary signal.
  • the secondary signal generation unit 920 includes a channel signal output unit 914 and a signal synthesis unit 916.
  • the channel signal output unit 914 selectively outputs a plurality of channel signals having different frequencies.
  • the channel signal output unit 914 has the same configuration as the correction signal generation unit 14 of the first embodiment. That is, the channel signal output unit 914 generates a digital channel signal indicating a frequency difference between a frequency corresponding to a channel designated by a system such as a CPU and a natural frequency of the SAW oscillator 911, and the generated digital channel signal is generated. Convert to analog channel signal.
  • the signal combiner 916 combines the primary signal output from the SAW oscillator 911 and the analog channel signal output from the channel signal output unit 914 to generate a secondary signal.
  • the frequency of the secondary signal generated by the signal synthesis unit 916 has a frequency corresponding to the channel designated by the system.
  • the oscillation device 910 can shift the frequency of a signal output from an oscillator whose oscillation frequency cannot be controlled, for example, a SAW oscillator, to an intended frequency.
  • the shift frequency fs is ideally within 5% of the natural frequency f0 in order to take advantage of the characteristics of the SAW oscillator 11 that outputs a signal with high spectral purity.
  • the target frequency f tgt is 2 times, 3 times the natural frequency f0 of the SAW oscillator 11, the shift frequency fs is larger than 5% of the natural frequency f0, and the correction signal becomes dominant, and the oscillation device
  • the spectral purity of the secondary signal output from 10 is significantly lower than the spectral purity of the primary signal output from the SAW oscillator 11 in the oscillation device 10.
  • the SAW oscillator 11 including the SAW oscillator 11 is configured as follows, so that the characteristics of the SAW oscillator 11 are greatly increased. It is possible to provide the oscillation device 10 that outputs an output signal having a stable frequency without deterioration.
  • FIG. 21, and FIG. 22 are block diagrams respectively showing other first, second, and third examples of the configuration of the oscillation device according to the first embodiment.
  • the configurations of FIGS. 20, 21, and 22 can be applied to other embodiments.
  • FIG. 20 shows an example in which the SAW oscillator 11 and the multiplier 51 constitute a SAW oscillation unit.
  • the multiplier 51 outputs an output signal having a frequency obtained by multiplying the frequency of the input signal by the multiplication factor ⁇ .
  • the multiplier 51 is arranged at the subsequent stage of the SAW oscillator 11 of the oscillation device 10 of FIG. 1, and multiplies the frequency of the output signal of the SAW oscillator 11 by a multiplication factor ⁇ and outputs it.
  • the SAW oscillation unit can be operated as an oscillator having a natural frequency of 10 GHz by using the 10 ⁇ multiplier 51.
  • the shift frequency can be corrected by the secondary signal generator 20. Therefore, even if the target frequency f tgt is 10.1 GHz, the SAW oscillator 11 having the natural frequency f0 of 1 GHz and the multiplier 51 having a multiplication factor ⁇ of 10 times can be used in combination.
  • the spectral purity of the output signal of the SAW oscillation unit deteriorates as the multiplication factor of the multiplier 51 increases.
  • the spectral purity of the signal input to the multiplier 51 (the output signal of the SAW oscillator 11) is high. Therefore, according to the configuration shown in FIG. 20, the spectral purity of the output signal of the SAW oscillation unit is not greatly deteriorated compared with that of the output signal of the SAW oscillator 11, for example, the output signal of the PLL circuit using a crystal oscillator. It can be higher than that.
  • FIG. 21 shows an example in which the SAW oscillator 11 constitutes a SAW oscillation unit together with a VCO 52 that is injection-locked with the SAW oscillator 11.
  • the VCO 52 is arranged at the subsequent stage of the SAW oscillator 11 of the oscillation device 10 of FIG. Specifically, the VCO 52 is mounted on a substrate on which the SAW oscillator 11 is mounted, a part of its wiring is connected to the output terminal of the SAW oscillator 11, or at a position where it is electromagnetically coupled to the SAW oscillator 11. Be placed.
  • the VCO 52 is injection-locked with the SAW oscillator 11 and generates a primary signal having a frequency according to the output signal of the SAW oscillator 11.
  • an oscillator that oscillates at a natural frequency f0 obtained by dividing the target frequency f tgt by N (integer) is used.
  • VCO 52 is adjusted to resonate at target frequency f tgt .
  • the SAW oscillator 11 that resonates at 1 GHz and the VCO 52 that is adjusted to resonate at 10 GHz are combined to operate the SAW oscillation unit as an oscillator having a natural frequency of 10 GHz.
  • the shift frequency can be corrected by the secondary signal generator 20.
  • the SAW oscillator 11 having the natural frequency f0 of 1 GHz and the VCO 52 adjusted so as to resonate at 10 GHz can be used in combination.
  • the phase noise characteristic of the signal output from the VCO 52 depends on the phase noise characteristic of the SAW oscillator 11.
  • the SAW oscillation unit has the characteristics of both the VCO 52 and the SAW oscillator 11.
  • the SAW oscillation unit of FIG. 21 has a simpler configuration than the PLL circuit, and a phase comparator or the like that causes phase noise degradation is not necessary. Therefore, according to the configuration shown in FIG.
  • the spectral purity of the output signal of the SAW oscillation unit is not greatly deteriorated compared with that of the output signal of the SAW oscillator 11, for example, the output signal of the PLL circuit using a crystal oscillator. It can be higher than that.
  • FIG. 22 shows an example in which the SAW oscillator 11 constitutes a SAW oscillation unit together with the phase comparator 53, the loop filter 54, the VCO 55 and the frequency divider 56.
  • the SAW oscillation unit shown in FIG. 22 is a PLL oscillation circuit using the SAW oscillator 11 as a reference signal generation source.
  • the reference signal of the SAW oscillator 11 and the signal output from the VCO 55 and frequency-divided by the frequency divider 56 are input to the phase comparator 53, and a pulse signal corresponding to the frequency difference is input to the loop filter 54.
  • the pulse signal output from the phase comparator 53 is converted into a DC voltage by the loop filter 54 and input to the VCO 55 as a control voltage.
  • the VCO 55 outputs a signal having a frequency corresponding to the input control voltage.
  • the SAW oscillation unit can be operated as an oscillator having a natural frequency of 10 GHz by using the 1/10 frequency divider 56.
  • the shift frequency can be corrected by the secondary signal generator 20.
  • a PLL circuit using the SAW oscillator 11 having a natural frequency f0 of 1 GHz as a reference signal generation source can be used as the oscillator.
  • the SAW oscillator 11 that resonates at a higher frequency than the crystal oscillator as a reference signal generation source for example, the frequency division ratio of the frequency divider 56 can be reduced.
  • the loop filter 54 can be omitted or can be of low filter performance. That is, the SAW oscillation unit shown in FIG. 22 suppresses the influences of the phase comparator 53, the loop filter 54, and the frequency divider 56, which are the causes of phase noise degradation, as compared with a PLL circuit using a crystal oscillator. As a result, the spectral purity can be made higher than that of an output signal of a PLL circuit using a crystal oscillator, for example, without greatly deteriorating that of the output signal of the SAW oscillator 11.
  • FIG. 23 is a block diagram showing another fourth example of the configuration of the oscillation device according to the first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 23, the oscillation device 10 further includes an oscillator 57 that generates a down-conversion signal, and a third multiplier 58 that multiplies the primary signal by the down-conversion signal. The third multiplier 58 is arranged before the ADC 121 and down-converts the primary signal.
  • the primary signal down-converted to a lower frequency band by the third multiplier 58 is input to the ADC 121.
  • Digital signal processing after the ADC 121 is performed in order to detect an error frequency. Since the spectral purity of the primary signal is high, the error frequency detector 12 does not perform digital signal processing for the entire band including the DC component, but only for the frequency component close to the center frequency of the primary signal after down-conversion. Process. Therefore, the down-conversion signal does not hinder even if there is a lot of noise at a frequency away from the center frequency. That is, high spectral purity is not required for the down-converting signal. Therefore, any oscillator such as a PLL circuit can be applied to the oscillator 57.
  • the frequency of the primary signal is assumed to range from several GHz to several tens GHz.
  • the ADC 121 in order to perform analog-digital conversion of a primary signal having a frequency of 10 GHz using the Nyquist sampling method, the ADC 121 is required to have a high processing performance of at least 20 GHz.
  • the ADC 121 can at least be converted by down-converting the primary signal to a signal having a frequency of 100 MHz with a down-converting signal having a frequency of 9.9 GHz.
  • the primary signal can be converted into a digital signal by the Nyquist sampling method.
  • an oscillator and a multiplier are required as additional parts as compared with the configuration shown in FIG. 2, but it may not be necessary to use an ADC having an excellent aperture time, which may be advantageous in terms of cost.
  • FIG. 23 is superior to the configuration of FIG.
  • SYMBOLS 10 Oscillator, 11 ... SAW oscillator, 12 ... Error frequency detector, 14 ... Correction signal generator, 16 ... Signal synthesizer, 18 ... BPF, 20 ... Secondary signal generator

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Abstract

スペクトル純度の高い発振信号を得ること。　発振装置１０は、発振器１１と、発振器から出力される一次信号の周波数又はそれに応じた周波数の基準周波数に対する誤差周波数を検出する誤差周波数検出部１２と、誤差周波数に応じた周波数の補正信号を発生する補正信号発生部１４と、一次信号に補正信号を合成する信号合成部１６とを有する。誤差周波数検出部１２は、一次信号をデジタル一次信号に変換するＡＤＣ１２１と、基準周波数の波形を示すデジタル基準信号を発生する基準信号発生部１２４と、デジタル基準信号とデジタル一次信号とに基づいて、誤差周波数を演算する誤差周波数演算部１２６とを有する。補正信号発生部１４は、誤差周波数に応じた周波数の波形を示すデジタル補正信号を発生するデジタル補正信号発生部１４３と、デジタル補正信号をアナログ信号に変換するＤＡＣ１４５とを有する。

Description

発振装置、ＲＦフロントエンド回路及び携帯型無線通信端末装置
　本発明の実施形態は発振装置、ＲＦフロントエンド回路及び携帯型無線通信端末装置に関する。
　携帯電話やスマートフォン、モバイルルータといった、モバイル端末による無線通信による通信量は、端末装置の高機能化や、動画像ファイルや楽曲ファイル等の配信コンテンツの充実などが進み、年々増加し続けている。そういった需要に対応するために、無線通信技術の開発も進んでいる。現在は、第４世代（４Ｇ）の通信規格に対応した種々の端末装置や基地局設備の普及が進み、一般に広く利用されている。
　上記のような無線通信端末装置においてアンテナによって送受信する信号は、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号と呼ばれる、高い周波数を持つ信号である。そして、ＲＦ信号を受信した際には、ＲＦフロントエンド回路にて、ローカル発振器の出力信号と乗算することでダウンコンバートを行い、ベースバンドと呼ばれる、通信によってやり取りする情報そのものを含む帯域へと変換する。また、情報の送信を行う場合には、ベースバンド信号をローカル発振器の出力信号と乗算することでアップコンバートし、ＲＦ信号としてアンテナより送信する。
　ローカル発振器として一般的にはＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ－Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ、電圧制御発振器）などの発振器が用いられる。ＶＣＯとは、入力する制御電圧によって出力周波数の制御を行う発振回路である。そして、通常は位相同期回路によって制御電圧を生成し、ＶＣＯの出力信号の周波数に種々の要因によって生じる誤差を補正し、ローカル発振器として用いる。
　例えば、特許文献１には、ＶＣＯの出力をＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ－ｔｏ－Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）へと入力し、変換後のデジタルデータによる位相比較を行い、それに基づいたＶＣＯの制御電圧を出力する構成とすることにより、周波数の安定化を行う位相同期回路が記載されている。
　第４世代以降の通信においては２５６ＱＡＭ（２５６　Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの多値変調を使用するが、そのためにはローカル発振器の周波数を一定に保っておく必要がある。そのために、位相同期回路によるローカル発振器の周波数の安定化を行う。
　また、上述した第４世代の通信規格においては、ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ－Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ、直行周波数分割多元接続）と呼ばれる、複数のサブキャリアを用いた通信を行うことで、周波数帯域の利用効率を高めている。高いスペクトル純度を持つローカル発振器を用いることで、サブキャリア間の干渉を防ぎ、より効率的に周波数帯域を利用して、通信の大容量化を図ることができる。
　より高いスペクトル純度を持つ発振器としては、ＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）発振器が挙げられる。ＳＡＷ発振器についても、位相同期回路と組み合わせ、その出力周波数を安定化して利用される。ＳＡＷ発振器の周波数安定化には、バリキャップ（可変容量ダイオード）への印加電圧の調整による手法が主に用いられている。
　また、無線通信の大容量化をするための技術として、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ－Ｉｎｐｕｔ　ａｎｄ　Ｍｕｌｌｔｉｐｌｅ－Ｏｕｔｐｕｔ）が知られている。これは、無線通信に用いる送受信機の双方で、アンテナや変調器、復調器などによって構成される送受信系統を複数備え、それらを利用することにより、通信容量を大容量化するものである。
特開２０００－１３８５８１号公報
　先に述べたように、現在の無線通信端末装置においては、ローカル発振器としてＶＣＯが一般的に用いられている。先に述べたように、通信の大容量化のための一つの手法として、ローカル発振器のスペクトル純度を高めることが挙げられるが、ＶＣＯのスペクトル純度を高めるには限界がある。ＳＡＷ発振器はＶＣＯよりも高いスペクトル純度を持つ発振器であるため、これをローカル発振器として用いることができるのならば、通信の大容量化を期待できる。しかし、ＳＡＷ発振器は外部衝撃や温度変動によって発振周波数が変動するという課題がある。携帯電話などのような無線通信装置に用いる場合には、先述したバリキャップによる周波数安定化では、周波数補正範囲を温度変動による周波数変動が逸脱してしまう場合には安定した出力周波数を得ることは不可能であるという問題があった。またＳＡＷ発振器は公称周波数が固定されていて、携帯電話端末のローカル発振器のような複数の周波数を発振させる用途には使用できないという問題があった。
　そこで、本発明の目的の一つは、発振周波数が制御不可である発振器を用いた発振装置、及びこの発振装置を用いたＲＦフロントエンド回路、無線送受信回路、携帯型無線通信端末装置を提供することにある。発振周波数が制御不可である発振器としてＳＡＷ発振器を使用することを想定する。この発振装置は、発振周波数が制御不可である発振器から出力される信号の周波数を安定化し、それによりスペクトル純度の高い発振信号を発生する。
　本発明の一実施形態に係る発振装置は、発振周波数が制御不可である発振器と、発振器から出力される一次信号の周波数又はそれに応じた周波数の基準周波数に対する誤差周波数を検出し、誤差周波数に応じて一次信号から目標周波数の二次信号を発生する二次信号発生部とを具備する。
　二次信号発生部は、一次信号の周波数又はそれに応じた周波数の基準周波数に対する誤差周波数を検出する誤差周波数検出部と、誤差周波数に応じた周波数の補正信号を発生する補正信号発生部と、一次信号に補正信号を合成する信号合成部とを備える。
　誤差周波数検出部は、発振器から出力される一次信号をデジタル一次信号に変換するアナログ－デジタル変換部と、基準周波数の波形を示すデジタル基準信号を発生する基準信号発生部と、デジタル基準信号とデジタル一次信号とに基づいて、誤差周波数を演算する誤差周波数演算部とを備える。補正信号発生部は、誤差周波数に応じた周波数の波形を示すデジタル補正信号を発生するデジタル補正信号発生部と、デジタル補正信号をアナログ信号に変換するデジタル－アナログ変換部とを備える。デジタル補正信号発生部は、誤差周波数と所定周波数とに基づいて、デジタル補正信号を発生する。
　このように、発振器の発振信号に対して、発振器の出力信号の周波数と目標周波数の差分に基づいて生成した補正信号を合成することで、発振器の出力信号の周波数が不安定な場合においても、それを安定化することができる。従来の位相同期回路と異なり、発振器に対する制御を行わないのでフィードフォワードによる位相安定化制御といえる。
　先述の衝撃により発振器の発振周波数が変動する場合に、従来の位相同期回路のようなフィードバック制御では衝撃への耐性とループ帯域外の位相雑音の低さを両立することができない。耐衝撃性を得るには従来のフィードバック制御ではループ帯域を広げる必要がある。一方、ループ帯域の安定性の問題により、ループ帯域を広げることでスペクトル純度の悪化をもたらす。本方式では、フィードフォワード制御であるためループ帯域の安定性の問題に縛られずに、ループ帯域と広げながら、なおかつスペクトル純度を損なうことがない。つまり、耐衝撃性とスペクトル純度を両立することができる。
　先述の温度変動による発振器の発振周波数の変動に対して、従来のバリキャップによる位相同期回路は周波数の温度変動範囲がバリキャップによる周波数調整範囲を超える場合は位相同期回路が正常に動作しなくなる。本発明のＤＡＣにより補正信号を生成すると、温度による周波数変動を十分にカバーできる周波数範囲の信号を生成できる。
　ＤＡＣにより補正信号を生成する際に、ＤＡＣの生成する正弦波の周波数は最大でも数十メガヘルツと想定している。ＤＡＣの特性上、この周波数では優れたスペクトル純度の正弦波の生成が容易であり、得られる出力のスペクトル純度がＤＡＣにより損なわれることがない。
　誤差周波数補正用のＤＡＣは変調動作も兼ねることが可能であり、デジタル変復調方式の無線機器との親和性が優れている。
　さらに、本発明の一実施形態において、発振周波数が制御不可である発振器としてＳＡＷ発振器を適用することができる。これにより、高いスペクトル純度を持つが、温度変化や外部衝撃に弱い、公称周波数が固定であるという特性を有するＳＡＷ発振器の出力信号の位相安定化および周波数のシフトを行い、スペクトル純度が高く、かつ、安定した周波数をもつ信号を提供することができる。
　また、二次信号発生部は、信号合成部の後段に設けられる、目標周波数を中心とした通過帯域を有するＢＰＦを有する。ＢＰＦを設けることで、製造誤差等により信号合成部から出力されてしまうローカルリーク信号とイメージ信号の除去、又はローカルリーク信号の信号レベルとイメージ信号の信号レベルとを低減することができ、スペクトル純度を高めることができる。
　本発明の一実施形態に係る発振装置は、発振周波数が制御不可である発振器と、周波数の異なる複数のチャンネル信号を選択的に出力するチャンネル信号出力部と、発振器から出力された発振信号にチャンネル信号出力部から出力されたチャンネル信号を合成する信号合成部とを備える。これにより、従来、発振周波数が制御不可であったＳＡＷ発振器から出力される信号の周波数をシフトすることができる。
　本発明の一実施形態に係るＲＦフロントエンド回路は、アンテナによって受信した受信信号のベースバンド入力信号への変換及びベースバンドから出力されたベースバンド信号のアンテナによって送信する送信信号への変換を行う。ＲＦフロントエンド回路は、発振周波数が制御不可である発振器と、発振器から出力される一次信号の周波数又はそれに応じた周波数の基準周波数に対する誤差周波数を検出し、誤差周波数に応じて、一次信号から目標周波数の二次信号を発生する二次信号発生部と、受信信号に二次信号を乗算し、ベースバンド入力信号を出力する第１乗算器と、ベースバンド出力信号に二次信号を乗算し、送信信号を出力する第２乗算器とを備える。このように、本発明の一実施形態に係る発振装置を用いたＲＦフロントエンド回路を構成することにより、温度変化や外部衝撃に弱いローカル発振器を用いる場合でも、安定した動作を期待することができる。もちろん、発振周波数が制御不可である発振器としてＳＡＷ発振器を用いることができ、それにより高いスペクトル純度を持つローカル発振信号を提供し、通信容量を大容量化することができる。
　本発明の一実施形態に係る携帯型無線通信端末装置は、上記のＲＦフロントエンド回路を備える。それにより、上記ＲＦフロントエンド回路の効果により、例えば温度変化や外部衝撃にさらされる携帯型端末装置においても、安定した無線通信を行うことができる。
　本発明の一実施形態に係る無線送受信回路は、アンテナによって受信した受信信号の入力データへの変換及び出力データのアンテナから送信する送信信号への変換を行う。無線送受信回路は、発振周波数が制御不可である発振器と、基準周波数の波形を示すデジタル基準信号を発生する基準信号発生部と、発振器から出力された一次信号をデジタル一次信号に変換する第１アナログ－デジタル変換部と、デジタル一次信号とデジタル基準信号とに基づいて、一次信号の周波数又はそれに応じた周波数の基準周波数に対する誤差周波数を検出する誤差周波数検出部と、誤差周波数に応じた周波数の波形を示すデジタル補正信号を発生するデジタル補正信号発生部と、受信信号に一次信号を乗算し、ベースバンド入力信号を発生する第１乗算器と、ベースバンド入力信号をデジタルベースバンド入力信号に変換する第２アナログ－デジタル変換部と、デジタルベースバンド入力信号にデジタル補正信号を乗算する第２乗算器と、第２乗算器から出力されたデジタル入力信号を復調し、入力データを発生する復調部と、出力データを変調し、デジタル出力信号を発生する変調部と、デジタル出力信号にデジタル補正信号を乗算し、デジタルベースバンド出力信号を発生する第３乗算器と、デジタルベースバンド出力信号をアナログベースバンド出力信号に変換するデジタル－アナログ変換部と、アナログベースバンド出力信号に一次信号を乗算し、送信信号を発生する第４乗算器とを備える。このように、復調、変調の際にローカル発振器の周波数の誤差の補正を共に行う構成とすることで、構成に必要なＤＡＣの数を減らし、製造コストや消費電力を抑えることができる。なお、本発明の一実施形態に係る無線送受信回路は、複数のアンテナでデータの送受信を行なう無線通信技術であるＭＩＭＯに対して適用することができる。ＭＩＭＯに適用した無線送受信回路は、複数のアンテナにそれぞれ対応する複数の送受信経路を備える。
　本発明の一実施形態に係る無線送受信回路は、第１のアンテナによって受信する第１の受信信号と第２のアンテナによって受信する第２の受信信号の入力データへの変換、及び出力データの第１のアンテナから送信する第１の送信信号と第２のアンテナから送信する第２の送信信号への変換を行う。無線送受信回路は、発振周波数が制御不可である発振器と、基準周波数の波形を示すデジタル基準信号を発生する基準信号発生部と、発振器から出力された一次信号をデジタル一次信号に変換する第１アナログ－デジタル変換部と、デジタル一次信号とデジタル基準信号とに基づいて、一次信号の周波数又はそれに応じた周波数の基準周波数に対する誤差周波数を検出する誤差周波数検出部と、誤差周波数に応じた周波数の波形を示すデジタル補正信号を発生するデジタル補正信号発生部と、第１受信信号に一次信号を乗算し、第１ベースバンド入力信号を発生する第１乗算器と、第２受信信号に一次信号を乗算し、第２ベースバンド入力信号を発生する第２乗算器と、第１ベースバンド入力信号を第１デジタルベースバンド入力信号に変換する第２アナログ－デジタル変換部と、第２ベースバンド入力信号を第２デジタルベースバンド入力信号に変換する第３アナログ－デジタル変換部と、第１デジタルベースバンド入力信号にデジタル補正信号を乗算し、第１デジタル入力信号を発生する第３乗算器と、第２デジタルベースバンド入力信号にデジタル補正信号を乗算し、第２デジタル入力信号を発生する第４乗算器と、第１デジタル入力信号を復調し、第１復調データを発生する第１復調部と、第２デジタル入力信号を復調し、第２復調データを発生する第２復調部と、第１復調データと第２復調データとを統合し、出力データを発生するデータ統合部と、出力データを第１分割データと第２分割データとに分割するデータ分割部と、第１分割データを変調し、第１デジタル出力信号を発生する第１変調部と、第２分割データを変調し、第２デジタル出力信号を発生する第２変調部と、第１デジタル出力信号にデジタル補正信号を乗算し、第１デジタルベースバンド出力信号を発生する第５乗算器と、第２デジタル出力信号にデジタル補正信号を乗算し、第２デジタルベースバンド出力信号を発生する第６乗算器と、第１デジタルベースバンド出力信号を第１アナログベースバンド出力信号に変換する第１デジタル－アナログ変換部と、第２デジタルベースバンド出力信号を第２アナログベースバンド出力信号に変換する第２デジタル－アナログ変換部と、第１アナログベースバンド出力信号に一次信号を乗算し、第１送信信号を発生する第７乗算器と、第２アナログベースバンド出力信号に一次信号を乗算し、第２送信信号を発生する第８乗算器とを備える。このように、複数の送受信経路を備える構成とすることにより、通信容量をより大容量にすることができる。なお、ここでは、無線送受信回路が２系統の送受信経路を備える例を記載したが、もちろん、送受信経路は、４系統等であってもよい。
　発振器の出力信号に対して周波数補正信号を合成する方法で出力信号の周波数の誤差を補正することで、周波数を安定化することができる。それにより、通信容量を大容量化することのできる無線送受信回路を提供することができる。
本発明の第１実施形態に係る発振装置の構成を示すブロック図である。 図１の誤差周波数検出部の構成を示すブロック図である。 図１の補正信号発生部の構成と信号合成部の構成とを示すブロック図である。 図１のＢＰＦ通過前の二次信号の周波数スペクトルの一例を示す図である。 図１のＢＰＦ通過後の二次信号の周波数スペクトルの一例を示す図である。 図１のＢＰＦ通過前の二次信号の周波数スペクトルの他の例を示す図である。 図１のＢＰＦ通過後の二次信号の周波数スペクトルの他の例を示す図である。 図１の二次信号発生部による誤差周波数補正処理を示すフローチャートである。 本発明の第２実施形態に係る無線送受信回路の構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態に係る無線送受信回路によるデータの受信処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の第２実施形態に係る無線送受信回路によるデータの送信処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の第３実施形態に係る無線送受信回路の構成を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態における誤差周波数の検出処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の第３実施形態に係る無線送受信回路によるデータの受信処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の第３実施形態に係る無線送受信回路によるデータの送信処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の第４実施形態に係る無線送受信回路の構成を示すブロック図である。 本発明の第４実施形態に係る無線送受信回路によるデータの受信処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の第４実施形態に係る無線送受信回路によるデータの送信処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の第５実施形態に係る発振装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態に係る発振装置の他の第１例の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態に係る発振装置の他の第２例の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態に係る発振装置の他の第３例の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態に係る発振装置の他の第４例の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態に係る発振装置の他の第５例の構成を示すブロック図である。
　（第１実施形態）　
　以下、本発明の第１実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。図１は、第１実施形態に係る発振装置１０の構成を示すブロック図である。図２は、図１の誤差周波数検出部１２の構成を示すブロック図である。図３は、図１の補正信号発生部１４と信号合成部１６の構成を示すブロック図である。
　第１実施形態に係る発振装置１０は、発振周波数が制御不可である発振器１１と、発振器１１の発振信号ＬＳ１（以下、一次信号ともいう）を、一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１の所定周波数に対する差に応じて周波数変換し、二次信号ＬＳ２を発生する二次信号発生部２０とを有する。発振周波数が制御不可である発振器１１とは、電圧に応じて発振周波数を可変可能なＶＣＯ（Voltage-Controlled Oscillator：電圧制御発振器）等ではなく、典型的にはＳＡＷ発振器である。以下、発振周波数が制御不可な発振器１１はＳＡＷ発振器１１と記載する。なお、発振周波数が制御不可である発振器１１は、サファイア、ダイヤモンド等を振動子とする発振器であってもよい。
　既に述べたように、ＳＡＷ発振器１１から出力される一次信号の周波数ｆ１は物理的な衝撃等の種々の要因により、予め決められているＳＡＷ発振器１１の固有の周波数ｆ０に対してその周波数ｆ０の０．０１％程度の範囲内で変動する（式（１））。ここでは、ＳＡＷ発振器１１の固有周波数（公称周波数）ｆ０に対する、ＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１の誤差周波数をｆｅｒｒと表記する。理想的には、誤差周波数ｆｅｒｒはゼロである。　
　ｆ１=ｆ０+ｆｅｒｒ   （１）
　これに対して、式（２）に示すように、目標周波数ｆｔｇｔは、固有周波数ｆ０に対して周波数ｆｓシフトした周波数である。周波数ｆｓ（以下、シフト周波数ｆｓともいう）は、好適にはＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号の周波数ｆ１の±５％程度の範囲から選択された周波数である。換言すると、ＳＡＷ発振器１１は、目標周波数ｆｔｇｔが固有周波数ｆ０から固有周波数ｆ０の±５％程度の範囲に収まる発振器が使用される。なお、目標周波数ｆｔｇｔは固有周波数ｆ０であってもよい。　
　ｆｔｇｔ =ｆ０+ｆｓ  （２）　
　二次信号発生部２０は、ＳＡＷ発振器１１の一次信号ＬＳ１に対してフィードフォワード処理を実行し、一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１又はそれに応じた周波数の基準周波数ｆｒｅｆに対する誤差周波数ｆｅｒｒを検出し、その誤差周波数ｆｅｒｒに応じて一次信号ＬＳ１から目標周波数ｆｔｇｔの二次信号ＬＳ２を発生する。
　二次信号発生部２０は、一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１又はそれに応じた周波数の、ＳＡＷ発振器１１の固有周波数ｆ０に対する誤差周波数ｆｅｒｒを検出する誤差周波数検出部１２、誤差周波数ｆｅｒｒに応じた周波数の補正信号LScorを発生する補正信号発生部１４、一次信号ＬＳ１に補正信号LScorを合成する信号合成部１６、及び信号合成部１６の後段に設けられる、目標周波数ｆｔｇｔを中心とした通過帯域を有するＢＰＦ１８を有する。誤差周波数検出部１２と補正信号発生部１４とは、デジタルシグナルプロセッサ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ：ＤＳＰ）等のデジタル信号処理を行うためのマイクロプロセッサに実装される。なお、ＤＳＰに代えてＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）などを用いるような構成としてもよい。ただし、発振装置１０は一次信号ＬＳ１に対するフィードフォワード処理がなされるため、誤差周波数検出部１２と補正信号発生部１４とには高速な処理が求められる。それに対応するためにＤＳＰを用いることが好ましい。
　誤差周波数検出部１２は、アナログーデジタル変換部（ＡＤＣ）１２１、乗算器１２２、ＮＣＯ(Ｎｕｍｅｒｉｃａｌｌｙ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ)１２３、基準周波数出力部１２４、ローパスフィルタ(ＬＰＦ)１２５、及び誤差周波数演算部１２６を有する。誤差周波数検出部１２による誤差周波数ｆｅｒｒの算出には、より具体的には、基準周波数ｆｒｅｆのＮ倍（Ｎは任意の数）が固有周波数ｆ０となる、あるいは、基準周波数ｆｒｅｆの周波数の１／Ｎが固有周波数ｆ０となる、といったように、基準周波数ｆｒｅｆを利用する。
　ＡＤＣ１２１は、ＳＡＷ発振器１１から出力される一次信号ＬＳ１をデジタル一次信号ＬＳ１´に変換する。なお、ＳＡＷ発振器１１の固有周波数ｆ０が後述の基準周波数ｆｒｅｆより高いため、ＡＤＣ１２１はアンダーサンプリングにより一次信号ＬＳ１をデジタル一次信号ＬＳ１´に変換することを想定する。
　基準周波数出力部１２４は、典型的には、基準周波数ｆｒｅｆの波形を示すデジタル基準信号LSrefを発生する。デジタル基準信号ＬＳｒｅｆは、例えば水晶発振器の発振信号等をデジタル変換した信号である。基準周波数出力部１２４により発生されたデジタル基準信号ＬＳｒｅｆはＮＣＯ１２３に入力される。なお、先に述べたように、発振装置１０は、無線送受信回路において用いられるローカル信号を得ることを目的としている。そのため、発振装置１０の二次信号ＬＳ２の目標周波数ｆｔｇｔは、数百メガヘルツから数ギガヘルツといった、高い周波数帯である。一方で、基準周波数ｆｒｅｆは、目標周波数ｆｔｇｔよりも低い、数十メガヘルツ程度でよい。数十メガヘルツ程度であれば、水晶発振器により基準周波数ｆｒｅｆの発振信号を安定して出力することができる。
　ＮＣＯ１２３は乗算器１２２とともに、ＡＤＣ１２１により変換されたデジタル一次信号ＬＳ１´に対してＰＬＬ回路を構成する。乗算器１２２は、デジタル一次信号ＬＳ１´に対してＮＣＯ１２３の出力信号を乗算する。乗算器１２２の出力信号は、ＮＣＯ１２３に帰還されるとともに、ＬＰＦ１２５を介して誤差周波数演算部１２６に入力される。これにより、ＮＣＯ１２３は、基準周波数ｆｒｅｆにより動作し、デジタル一次信号ＬＳ１´の周波数と位相とを表す周波数信号を出力する。ＮＣＯ１２３は基準周波数ｆｒｅｆにより動作し、発振器出力の周波数は基準周波数を元に検出される。
　ＬＰＦ１２５は、乗算器１２２の出力信号に含まれる高い周波数のノイズを除去するか、又は減衰する。一般的に、ＰＬＬ回路のループ帯域はできるだけ広いほうが好ましい。ループ帯域が広いほどＮＣＯ１２３は忠実にＳＡＷ発振器１１の出力に追従するが、その一方で高いオフセット周波数にてノイズを生じる。従来の位相同期回路でも耐衝撃性を高めるためにループ帯域を広くすると高いオフセット周波数でノイズを生じる。ただし、従来の位相同期回路はフィードバック制御係であり、ＬＰＦ挿入により制御が不安定になるため、高いオフセット周波数のノイズを除去するためのＬＰＦを挿入することは難しい。
　誤差周波数演算部１２６は、デジタル基準信号とデジタル一次信号とに基づいて、誤差周波数ｆｅｒｒを演算する。具体的には、誤差周波数演算部１２６は、デジタル基準信号とデジタル一次信号に基づいて、一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１の値を特定し、固有周波数ｆ０の値に対して、特定した周波数の値を減算する。それにより、誤差周波数ｆｅｒｒが演算される。式（３）に示すように、誤差周波数ｆｅｒｒは、ＳＡＷ発振器１１の固有周波数ｆ０とＳＡＷ発振器１１から実際に出力された一次信号の周波数ｆ１との差である。　
　ｆｅｒｒ=ｆ０－ｆ１     (３)
　また、誤差周波数演算部１２６は、誤差周波数ｆｅｒｒとシフト周波数ｆｓとに基づいて、補正周波数ｆｃｏｒを演算する。なお、誤差周波数演算部１２６による補正周波数ｆｃｏｒの演算処理は、後述の補正信号発生部１４にて行われてもよい。シフト周波数ｆｓは、目標周波数ｆｔｇｔに対するＳＡＷ発振器１１の固有周波数ｆ０の周波数差を表す。式（４）に示すように、補正周波数ｆｃｏｒは、誤差周波数ｆｅｒｒとシフト周波数ｆｓとの和で表せる。補正周波数ｆｃｏｒは、目標周波数ｆｔｇｔに対するＳＡＷ発振器１１から実際に出力された一次信号ＬＳ１の周波数の周波数差を表す。誤差周波数ｆｅｒｒは固有周波数ｆ０の０．０１％程度の範囲内であり、シフト周波数ｆｓは周波数ｆ０の５％程度の範囲内である。例えば、固有周波数ｆ０が１ギガヘルツ程度のとき、補正周波数ｆｃｏｒは、数十メガヘルツ程度である。　
　ｆｃｏｒ=ｆｅｒｒ+ｆｓ=(ｆ０－ｆ１)+(ｆｔｇｔ－ｆ０)=ｆｔｇｔ－ｆ１           （４）
　補正信号発生部１４は、基準周波数出力部１４１、デジタル補正信号発生部１４３及びデジタルーアナログ変換部（ＤＡＣ）１４５を有する。典型的には、補正信号発生部１４の基準周波数出力部１４１は、誤差周波数検出部１２の基準周波数出力部１２４と共用される。実際には、図２４に示すように、補正信号発生部１４の基準周波数出力部１４１と誤差周波数検出部１２の基準周波数出力部１２４とを共通化した基準周波数出力部１９が、誤差周波数検出部１２と補正信号発生部１４とが実装されるＤＳＰのクロック端子に接続される。基準周波数出力部１９で発生された基準周波数のデジタル基準信号（クロック）が、ＤＳＰに実装されている各構成要素に供給される。
　デジタル補正信号発生部１４３は、誤差周波数ｆｅｒｒに応じた周波数の波形を示すデジタル補正信号LScorを発生する。ＳＡＷ発振器１１の固有周波数ｆ０が目標周波数ｆｔｇｔに対してシフトしている場合、デジタル補正信号発生部１４３は、誤差周波数ｆｅｒｒとシフト周波数ｆｓとに基づいて計算された補正周波数ｆｃｏｒの波形を示すデジタル補正信号LScorを発生する。ＤＡＣ１４５は、デジタル補正信号LScorをアナログ補正信号LScor´に変換する。
　デジタル補正信号発生部１４３は、典型的にはＮＣＯからなる。デジタル補正信号発生部１４３は、基準周波数ｆｒｅｆにより駆動し、補正周波数ｆｃｏｒに応じたデジタル補正信号LScorを発生する。デジタル補正信号発生部１４３は、２つの出力端子を備える。デジタル補正信号発生部１４３は補正周波数ｆｃｏｒに応じた、位相が９０度異なる２つの正弦波をそれぞれ示すデジタル補正信号LScor1、LScor2を出力する。
　ＤＡＣ１４５は、ここでは２つのＤＡＣ１４６,１４７から構成される。ＤＡＣ１４６は、デジタル補正信号LScor1をアナログ補正信号LScor1´に変換する。ＤＡＣ１４７は、デジタル補正信号LScor2をアナログ補正信号LScor2´に変換する。
　信号合成部１６は、９０度移相器１６１と乗算器１６３、１６５と加算器１６７とを有する。信号合成部１６は、典型的には直交変調器もしくはＩＱ変調器で構成される。９０度移相器１６１は、ＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１の位相を９０度変化させた一次信号ＬＳ１１を発生する。乗算器１６３は一次信号ＬＳ１に対してＤＡＣ１４６から出力されたアナログ補正信号LScor1´を乗算し、乗算信号ＬＳ２１を発生する。乗算器１６５は、位相が９０度変化された一次信号ＬＳ１１に対してＤＡＣ１４７から出力されたアナログ補正信号LScor2´を乗算し、乗算信号ＬＳ２２を発生する。加算器１６７は、乗算器１６３から出力された乗算信号ＬＳ２１と乗算器１６５から出力された乗算信号ＬＳ２２とを加算し、二次信号ＬＳ２を発生する。
　例えば、デジタル補正信号発生部１４３により、位相０度のデジタル補正信号LScor1と、位相90度のデジタル補正信号LScor2とが発生されるよう設定したとき、信号合成部１６から出力された二次信号ＬＳ２は、図４に示すようなスペクトル分布を示す。すなわち信号合成部１６から出力された二次信号ＬＳ２の周波数ｆ２は、ＳＡＷ発振器１１の一次信号の周波数ｆ１よりも、補正周波数ｆｃｏｒ分低い周波数にシフトされる。一方、デジタル補正信号発生部１４３により、位相９０度のデジタル補正信号LScor1と、位相０度のデジタル補正信号LScor2とが発生されるよう設定したとき、信号合成部１６から出力された二次信号ＬＳ２は、図６示すようなスペクトル分布を有する。すなわち信号合成部１６から出力された二次信号ＬＳ２の周波数ｆ２は、ＳＡＷ発振器１１の一次信号の周波数ｆ１よりも、補正周波数ｆｃｏｒ分高い周波数にシフトされる。周波数ｆ２は、目標周波数ｆｔｇｔに等価である。
　二次信号ＬＳ２の周波数を一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１よりも高い周波数にシフトさせるか、又は一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１よりも低い周波数にシフトさせるかは、補正周波数ｆｃｏｒの符号に従って選択される。補正周波数ｆｃｏｒの符号が負のとき、デジタル補正信号発生部１４３から信号合成部１６にかけて実行される処理により、二次信号ＬＳ２の周波数ｆ２は、一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１よりも低い周波数にシフトされる。補正周波数ｆｃｏｒの符号が正のとき、デジタル補正信号発生部１４３から信号合成部１６にかけて実行される処理により、二次信号ＬＳ２の周波数ｆ２は一次信号の周波数ｆ１よりも高い周波数にシフトされる。
　なお、図４、図６に示すように、信号合成部（ＩＱ変調器）１６の製造誤差等により、信号合成部１６から目標周波数ｆｔｇｔ（＝ｆ２）以外の周波数の意図しない信号成分が出力される。周波数ｆ１の信号は、ＳＡＷ発振器１１のローカルリーク信号である。周波数ｆ１を挟んで目標周波数ｆｔｇｔ（＝ｆ２）の反対に洗われる信号は、信号合成部１６から出力されるイメージ信号である。これらはＳＡＷ発振器１１のスペクトル純度を劣化させる要因となる。そのため、これらの信号成分を減衰させるために、信号合成部１６の後段にはＢＰＦ１８が設けられる。ＢＰＦ１８は、目標周波数ｆｔｇｔの信号成分を通過させ、目標周波数ｆｔｇｔ以外の他の周波数の信号成分を減衰させるための性能を備える。これにより、図４に示すような周波数スペクトル分布を有する二次信号ＬＳ２は、ＢＰＦ１８を通過させることで、図５に示すような周波数スペクトル分布を示す。同様に、図６に示すような周波数スペクトル分布を有する二次信号ＬＳ２は、ＢＰＦ１８を通過させることで、図７に示すような周波数スペクトル分布を示す。
　第１実施形態のように、固有周波数ｆ０を目標周波数ｆｔｇｔに対して周波数シフトさせたＳＡＷ発振器１１を用い、補正周波数ｆｃｏｒを数十メガヘルツ程度と大きくすることで、二次信号ＬＳ２の周波数ｆ２（目標周波数ｆｔｇｔ）をローカルリーク信号の周波数とイメージ信号の周波数とに対して離間させ、これにより誘電体共振タイプのバンドパスフィルタで容易にローカルリークとイメージ周波数を除去できる。
　なお、ローカルリーク信号の信号強度とイメージ信号の信号強度とが二次信号ＬＳ２の信号強度に対して十分小さい場合や、ローカルリーク信号の周波数とイメージ信号の周波数とが二次信号ＬＳ２の周波数ｆ２に対して十分離間されているような場合など、信号合成部１６から発生されるローカルリーク信号とイメージ信号とを無視してもよい場合は、ＢＰＦ１８は省略することができる。
　図８は、二次信号発生部２０によるＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１の補正処理を示すフローチャートである。ＡＤＣ１２１により、ＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１がデジタル一次信号ＬＳ１´に変換される（Ｓ１１）。デジタル一次信号ＬＳ１´と基準周波数信号LSrefとに基づいて、誤差周波数ｆｅｒｒが検出される（Ｓ１２）。誤差周波数ｆｅｒｒに応じた、具体的には誤差周波数ｆｅｒｒとシフト周波数ｆｓとに基づいて計算された補正周波数ｆｃｏｒの波形を示すデジタル補正信号LScorがデジタル補正信号発生部１４３により発生される（Ｓ１３）。ＤＡＣ１４５により、デジタル補正信号LScorがアナログ補正信号LScor´に変換される（Ｓ１４）。信号合成部１６により、ＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１に対して、アナログ補正信号LScor´が合成される（Ｓ１５）。Ｓ１５の処理の結果、二次信号発生部２０により、ＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１から二次信号ＬＳ２が発生される。二次信号ＬＳ２は、目標周波数ｆｔｇｔを持つものとなる。
　以上のようにして、第１実施形態に係る発振装置１０は、ＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１に補正周波数ｆｃｏｒの補正信号を合成し、それにより目標周波数ｆｔｇｔを持つ二次信号ＬＳ２を出力することができる。第１実施形態に係る二次信号発生部２０による処理により、ＳＡＷ発振器１１のもつスペクトル純度を活かしながら周波数を安定化させることができる。
　また、第１実施形態係る発振装置１０の二次信号発生部２０は、ＳＡＷ発振器１１のような周波数を意図して可変させることが困難な発振器の発振周波数を、シフト周波数ｆｓを変化させることで、意図して可変することを実現する回路といえる。その周波数可変幅が大きいとき、ＳＡＷ発振器１１の発振信号のスペクトル純度が補正信号発生部１４で発生される補正信号により悪化する。そのため、シフト周波数ｆｓは、発振器の固有周波数の±５％程度の範囲が適用である。しかしながら、シフト周波数ｆｓは、この範囲内でしか可変させてはいけない訳ではなく、ＳＡＷ発振器１１のスペクトル純度を劣化させてもよいのであれば、上記範囲よりも大きく可変させることができる。
　（第２実施形態）　
　第２実施形態は、第１実施形態に係る発振装置１０を組み込んだ無線送受信回路に関する。第２実施形態に係る無線送受信回路は、発振装置１０により発生された二次信号とベースバンド出力信号とを乗算し、送信信号を生成し、発振装置１０により発生された二次信号と受信信号とを乗算しベースバンド入力信号を生成する。
　図９は、第２実施形態に係る無線送受信回路の構成を示すブロック図である。第２実施形態に係る無線送受信回路はアンテナ７０とＲＦフロントエンド回路３０とベースバンド処理部４０とを備える。ＲＦフロントエンド回路３０は、アンテナ７０によって受信した受信信号ＲＳｒｃｖをベースバンド入力信号ＢＳｉｎに変換する。また、ＲＦフロントエンド回路３０は、ベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔをアンテナ７０によって送信する送信信号ＲＳｓｎｄに変換する。ベースバンド処理部４０は、ベースバンド入力信号ＢＳｉｎを復調しシステム７１への入力データＤｉｎを生成する。また、ベースバンド処理部４０は、システム７１から出力された出力データＤｏｕｔを変調し、ベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔを生成する。
　ＲＦフロントエンド回路３０は、一次信号を出力するＳＡＷ発振器１１と、一次信号ＬＳ１から二次信号ＬＳ２を発生する二次信号発生部２０と、アンテナ７０による送受信を切り替える送受信切り替えスイッチ３９と、受信信号ＲＳｒｃｖより必要な周波数帯の信号を抽出するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３１と、ＢＰＦ３１通過後の受信信号ＲＳｒｃｖに対して二次信号ＬＳ２ｎを乗算し、ベースバンド入力信号ＢＳｉｎを生成する乗算器３３と、ベースバンド入力信号ＢＳｉｎをデジタル信号に変換するアナログ－デジタル変換部（ＡＤＣ）３５と、ベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔをアナログ信号に変換するデジタル－アナログ変換部（ＤＡＣ）３４と、二次信号ＬＳ２とアナログ信号に変換されたベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔとを乗算し、送信信号ＲＳｓｎｄを生成する乗算器３２とを有する。なお、第１実施形態で説明したように、二次信号ＬＳ２の周波数ｆ２は目標周波数ｆｔｇｔに等価である。
　ベースバンド処理部４０は、ベースバンド入力信号ＢＳｉｎを復調し、システム７１への入力データＤｉｎを出力する復調部４１と、システム７１からの出力データＤｏｕｔを変調し、ベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔを出力する変調部４２とを有する。システム７１は、無線通信によるデータの送受信を要求する、任意のシステムである。例えば、第２実施形態に係る無線送受信回路を携帯電話やスマートフォン端末などに用いる場合には、システム７１は、ＯＳ（Ｏｐｅｒａｔｉｎｇ　７１ｔｅｍ、基本ソフトウェア）による入出力や、それを介した種々のアプリケーションプログラムであり得る。あるいは、第２実施形態に係る無線送受信回路を携帯電話等の基地局に用いる場合には、それを管理するシステムであり得る。
　図１０は、第２実施形態に係る無線送受信回路によるＲＦ信号の受信処理の手順を示すフローチャートである。図１０では、アンテナ７０により受信した受信信号ＲＳｒｃｖを復調し、入力データＤｉｎを得るまでの処理手順が記されている。受信信号ＲＳｒｃｖにＢＰＦ３１を適用することにより、受信信号ＲＳｒｃｖより必要な周波数帯の信号のみが抽出される（Ｓ２１）。乗算器３３によってＢＰＦ３１通過後の受信信号ＲＳｒｃｖに対して二次信号ＬＳ２が乗算され、ベースバンド入力信号ＢＳｉｎが生成される（Ｓ２２）。ベースバンド入力信号ＢＳｉｎがデジタル信号に変換される（Ｓ２３）。ベースバンド入力信号ＢＳｉｎが復調され、システム７１への入力データＤｉｎが生成される（Ｓ２４）。以上のようにして、第２実施形態に係る無線送受信回路によって、受信信号ＲＳｒｃｖの復調処理が行われ、システム７１への入力データＤｉｎを得ることができる。
　図１１は、第２実施形態に係る無線送受信回路によるＲＦ信号の送信処理の手順を示すフローチャートである。図１１では、システム７１の出力データＤｏｕｔを変調し、送信信号ＲＳｓｎｄを得るまでの処理手順が記されている。システム７１から出力された出力データＤｏｕｔが変調され、ベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔが生成される（Ｓ３１）。ＤＡＣ３４によってベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔがアナログ信号に変換される（Ｓ３２）。アナログ信号へと変換されたベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔと、発振装置１０から出力された二次信号ＬＳ２とが乗算器３２により乗算され、アンテナ７０からの送信信号ＲＳｓｎｄが生成される（Ｓ３３）。以上のようにして、第２実施形態に係る無線送受信回路によって、システム７１からの出力データＤｏｕｔの変調処理が行われ、送信信号ＲＳｓｎｄを得ることができる。なお、図１０の受信処理と、図１１に示す送信処理は、送受信切り替えスイッチ３９を切り替えることによってそれぞれ行うことができる。
　無線送受信回路において、受信信号をベースバンド入力信号にダウンコンバートするために受信信号に対して乗算されるローカル信号のスペクトル純度が低い場合、ダウンコンバートによりビットエラー率が上がってしまう。同様に、ベースバンド出力信号を送信信号にアップコンバートするためにベースバンド出力信号に対して乗算されるローカル信号のスペクトル純度が低い場合、アップコンバートによりビットエラー率が上がってしまう。第２実施形態に係る無線送受信回路のように、第１実施形態に係る発振装置１０をローカル信号の発生源として用いることで、スペクトル純度が高く、周波数が安定したローカル信号によりアップコンバート／ダウンコンバート処理を行うことができるため、アップコンバート／ダウンコンバート処理が要因となるビットエラー率の低下を抑えられる。
　（第３実施形態）　
　第３実施形態に係る無線送受信回路は第２実施形態に係る無線送受信回路の回路構成の規模を縮小したものである。図１２は、第３実施形態に係る無線送受信回路の構成を示すブロック図である。なお、同実施形態において、第２実施形態と基本的に同一の構成要素については、同一符号を付してその説明を簡略化する。第３実施形態に係る無線送受信回路は、アンテナ７０とＲＦフロントエンド回路５０とベースバンド処理部６０とを備える。ＲＦフロントエンド回路５０は、ＳＡＷ発振器１１と、送受信切り替えスイッチ３９と、ＢＰＦ３１と、乗算器３３と、ＡＤＣ３５と、ＤＡＣ３４と、乗算器３２とを有する。ベースバンド処理部６０は復調部４１と変調部４２とを有する。ＲＦフロントエンド回路５０は、第２実施形態のＲＦフロントエンド回路３０と同様に動作する。ベースバンド処理部６０は、第２実施形態のベースバンド処理部４０と同様に動作する。
　第３実施形態に係る無線送受信回路において、第２実施形態に係る無線送受信回路の二次信号発生部２０の機能がベースバンド処理部６０に組み込まれている。ベースバンド処理部６０は、ＳＡＷ発振器１１の固有周波数ｆ０とＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１との誤差である、誤差周波数ｆｅｒｒを検出する誤差周波数検出部４３と、誤差周波数ｆｅｒｒとシフト周波数ｆｓとに基づいて計算された補正周波数ｆｃｏｒに応じたデジタル補正信号ＬＳｃｏｒを生成するデジタル補正信号発生部４５と、ベースバンド入力信号ＢＳｉｎに対してデジタル補正信号ＬＳｃｏｒを合成するデジタル信号合成部４６と、ベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔにデジタル補正信号ＬＳｃｏｒを合成するデジタル信号合成部４７とを備える。デジタル信号合成部４６、４７は、第１実施形態の信号合成部１６をデジタル演算で実現したものであり、乗算器とフィルタとで構成される。
　式（５）、（６）に示すように、デジタル信号合成部４６により、ベースバンド入力信号ＢＳｉｎに対してデジタル補正信号ＬＳｃｏｒが乗算された信号には、ベースバンド入力信号ＢＳｉｎの周波数とデジタル補正信号ＬＳｃｏｒの周波数との差で表される周波数成分と和で表される周波数成分との２つの周波数成分が含まれる。２つの周波数成分のうち一方が、フィルタにより除去されるか、又は信号レベルが低下される。　
　ＢＳｉｎ－ＬＳｃｏｒ                         （５）　
　ＢＳｉｎ＋ＬＳｃｏｒ                         （６）
　デジタル信号合成部４７は、ベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔの周波数を補正周波数ｆｃｏｒだけ低い周波数にシフトさせるか、又は補正周波数ｆｃｏｒだけ高い周波数にシフトさせる。これにより、ＲＦフロントエンド回路５０において、ベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔに対して一次信号ＬＳ１を乗算した際に、誤差周波数ｆｅｒｒが補正され、さらに必要であればシフト周波数が補正された送信信号ＲＳｓｎｄを得ることができる。
　図１３は、第３実施形態に係る無線送受信回路による誤差検出処理の手順を示すフローチャートである。図１３のフローチャートでは、ＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１と固有周波数ｆ０との間に発生する誤差を検出する手順を記している。誤差周波数検出部４３により、ＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１がデジタル変換される（Ｓ４１）。誤差周波数検出部４３により、目標周波数ｆｔｇｔに対するデジタル信号に変換された一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１の周波数差ｆｃｏｒが検出される（Ｓ４２）。周波数差ｆｃｏｒが補正信号の周波数（補正周波数）となる。デジタル補正信号発生部４５により、周波数差ｆｃｏｒに応じた周波数の正弦波を示すデジタル補正信号ＬＳｃｏｒが生成される（Ｓ４３）。なお、第３実施形態に係る無線送受信回路による誤差検出処理は、第１実施形態に係る発振装置１０の二次信号発生部２０により、一次信号からデジタル補正信号を生成するまでの処理と同様である。このようにして生成したデジタル補正信号ＬＳｃｏｒは、後に説明する復調処理及び変調処理における補正処理に利用する。
　図１４は、第３実施形態に係る無線送受信回路によるＲＦ信号の受信処理の手順を示すフローチャートである。図１４では、アンテナ７０により受信した受信信号ＲＳｒｃｖを復調し、入力データＤｉｎを得るまでの処理手順が記されている。受信信号ＲＳｒｃｖにＢＰＦ３１を適用することにより、受信信号ＲＳｒｃｖより必要な周波数帯の信号のみが抽出される（Ｓ５１）。乗算器３３によってＢＰＦ適用後の受信信号ＲＳｒｃｖと一次信号ＬＳ１とが合成され、ベースバンド入力信号ＢＳｉｎが生成される（Ｓ５２）。なお、一次信号ＬＳ１を受信信号ＲＳｒｃｖのダウンコンバートに用いているため、この時点においては、ベースバンド入力信号ＢＳｉｎには、一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１と目標周波数ｆｔｇｔとの間に生じる誤差成分が含まれている。ベースバンド入力信号ＢＳｉｎがデジタル信号に変換される（Ｓ５３）。デジタル信号合成部４６により、デジタル信号に変換されたベースバンド入力信号ＢＳｉｎとデジタル補正信号ＬＳｃｏｒとが合成される（Ｓ５４）。これにより、一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１と目標周波数ｆｔｇｔとの間に生じる誤差成分が補正される。デジタル信号合成部４６から出力されたデジタル信号が復調部４１により復調され、システム７１への入力データＤｉｎが生成される（Ｓ５５）。
　図１５は、第３実施形態に係る無線送受信回路によるＲＦ信号の送信処理の手順を示すフローチャートである。図１５では、システム７１の出力データＤｏｕｔを変調し、送信信号ＲＳｓｎｄを得るまでの処理手順が記されている。システム７１から出力された出力データＤｏｕｔが変調され、ベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔが生成される（Ｓ６１）。なお、この時点においては、ベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔには、一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１と目標周波数ｆｔｇｔとの間の誤差周波数が含まれていない。デジタル信号合成部４７により、ベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔとデジタル補正信号ＬＳｃｏｒとが合成される（Ｓ６２）。これにより、ベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔに誤差周波数に応じた補正信号が含められる。具体的には、一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１が目標周波数ｆｔｇｔよりも小さかった場合（ｆｔｇｔ＞ｆ１）には、デジタル信号合成部４７の乗算処理により、ベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔの周波数は補正周波数ｆｃｏｒだけ高い周波数にシフトされる。一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１が目標周波数ｆｔｇｔよりも大きかった場合（ｆｔｇｔ＜ｆ１）には、デジタル信号合成部４７の乗算処理により、ベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔの周波数は補正周波数ｆｃｏｒだけ低い周波数にシフトされる。
　ＤＡＣ３４によってベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔがアナログ信号に変換される（Ｓ６３）。アナログ信号へと変換されたベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔに対して一次信号ＬＳ１が乗算器３２により乗算され、アンテナ７０からの送信信号ＲＳｓｎｄが生成される（Ｓ６４）。一次信号ＬＳ１に含まれる誤差周波数が、ステップＳ６２においてベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔに含められたデジタル補正信号により補正され、送信信号ＲＳｓｎｄは誤差の影響を受けないものとなる。なお、図１４の受信処理と、図１５に示す送信処理は、送受信切り替えスイッチ３９を切り替えることによってそれぞれ行うことができる。
　第３実施形態に係る無線送受信回路は、二次信号発生部２０の機能をベースバンド処理部６０に組み込んだ構成であっても、第２実施形態に係る無線送受信回路と同様の効果を得られる。第３実施形態に係る無線送受信回路は、第２実施形態に係る無線送受信回路に用いられた発振装置１０のアナログ処理部とデジタル処理部とを分離し、それぞれをＲＦフロントエンド回路５０とベースバンド処理部６０とに組み込んだ。このような構成にすることで、発振装置１０においてデジタル補正信号をアナログ信号に変換するＤＡＣと、ベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔをアナログ信号に変換するためのＤＡＣとを単一のＤＡＣで兼用させることができる。それにより、第３実施形態に係る無線送受信回路は、第２実施形態に比べて、回路の小規模化や省電力化ができる。
　また、ベースバンド処理部６０はＤＳＰによって実現され、デジタル演算を行う。そのため、ベースバンド処理部６０内に誤差補正用のデジタル信号合成部４６、４７などの機能の追加を、ＤＳＰ内の論理的な処理ブロックの追加によって簡単に実現できる。そのため、アナログ素子としての乗算器などを追加する場合と比較して、回路規模や消費電力、生産コストの増加を抑えることができる。さらに、乗算器３２、３３、ＡＤＣ３５、ＤＡＣ３４、復調部４１、変調部４２、誤差周波数検出部４３などを単一のＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ、集積回路）として構成すれば、無線送受信回路を更に小規模化することができる。なお、第３実施形態に係る無線送受信回路は携帯電話やスマートフォン端末などのような端末装置から、携帯電話等の基地局のような設備まで、種々の無線通信機器に用いることができる。
　（第４実施形態）　
　第４実施形態に係る無線送受信回路は、２系統の送受信回路を備え、ＭＩＭＯ技術に対応する。　
　図１６は、第４実施形態に係る無線送受信回路を示すブロック図である。なお第４実施形態において、第２、第３実施形態と基本的に同一の構成要素については、同一符号を付してその説明を簡略化する。図１６に示すように、第４実施形態に係る無線送受信回路は、無線信号の送受信を行う２つのアンテナ４００、５００と、ＲＦフロントエンド回路２００と、ベースバンド処理部３００とを有する。ＲＦフロントエンド回路２００は、アンテナ４００，５００で受信した受信信号ＲＳｒｃｖ１、ＲＳｒｃｖ２をベースバンド入力信号ＢＳｉｎ１、ＢＳｉｎ２にそれぞれ変換する。また、ＲＦフロントエンド回路２００は、ベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔ１、ＢＳｏｕｔ２をアンテナ４００、５００によって送信する送信信号ＲＳｓｎｄ１、ＲＳｓｎｄ２にそれぞれ変換する。ベースバンド処理部３００は、ベースバンド入力信号ＢＳｉｎ１、ＢＳｉｎ２を復調し、それぞれのデータを統合することによりシステム６００への入力データＤｉｎを生成する。ベースバンド処理部３００は、システム６００から出力された出力データＤｏｕｔを分割し、分割したそれぞれのデータを変調することにより、ベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔ１、ＢＳｏｕｔ２を生成する。
　ＲＦフロントエンド回路２００において、ＳＡＷ発振器２１０は第１、第２送受信系統で共用される。ＲＦフロントエンド回路２００の第１送受信系統は、アンテナ４００による送受信を切り替える送受信切り替えスイッチ２０１と、受信信号ＲＳｒｃｖ１より必要な周波数帯の信号を抽出するＢＰＦ２７１と、ＢＰＦ２７１通過後の受信信号ＲＳｒｃｖ１に対してＳＡＷ発振器２１０から出力された一次信号ＬＳ１を乗算し、ベースバンド入力信号ＢＳｉｎ１を出力する乗算器２３１と、ベースバンド入力信号ＢＳｉｎ１をデジタル信号に変換するＡＤＣ２５１と、ベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔ１をアナログ信号に変換するＤＡＣ２６１と、アナログ信号に変換されたベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔ１に対して一次信号ＬＳｏｕｔを乗算する乗算器２４１とを有する。
　同様に、ＲＦフロントエンド回路２００の第２送受信系統は、アンテナ５００による送受信を切り替える送受信切り替えスイッチ２０２と、受信信号ＲＳｒｃｖ２より必要な周波数帯の信号を抽出するＢＰＦ２７２と、ＢＰＦ２７２通過後の受信信号ＲＳｒｃｖ２に対して一次信号ＬＳ１を乗算し、ベースバンド入力信号ＢＳｉｎ２を出力する乗算器２３２と、ベースバンド入力信号ＢＳｉｎ２をデジタル信号に変換するＡＤＣ２５２と、ベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔ２をアナログ信号に変換するＤＡＣ２６２と、アナログ信号に変換されたベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔ２に対して一次信号ＬＳ１を乗算する乗算器２４２とを有する。
　ベースバンド処理部３００において、デジタル補正信号を生成するための誤差周波数検出部３３０とデジタル補正信号発生部３４０とは、第１、第２送受信系統で共用される。誤差周波数検出部３３０は、ＳＡＷ発振器２１０の固有周波数ｆ０に対する一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１の周波数誤差である、誤差周波数ｆｅｒｒを検出し、さらに誤差周波数ｆｅｒｒにシフト周波数を加算して補正周波数ｆｃｏｒを算出する。デジタル補正信号発生部３４０は、補正周波数ｆｃｏｒに応じた周波数の波形を示すデジタル補正信号ＬＳｃｏｒを生成する。生成されたデジタル補正信号ＬＳｃｏｒは、後に説明する復調処理及び変調処理における補正処理に利用される。
　具体的には、ベースバンド処理部３００の第１送受信系統は、ベースバンド入力信号ＢＳｉｎ１を復調し、入力データＤｉｎ１を生成する復調部３１１と、出力データＤｏｕｔ１を変調し、ベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔ１を生成する変調部３２１と、デジタル信号に変換されたベースバンド入力信号ＢＳｉｎ１にデジタル補正信号ＬＳｃｏｒを合成するデジタル信号合成部３６１と、ベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔ１にデジタル補正信号ＬＳｃｏｒを合成するデジタル信号合成部３７１とを有する。
　同様に、ベースバンド処理部３００の第２送受信系統は、ベースバンド入力信号ＢＳｉｎ２を復調し、入力データＤｉｎ２を生成する復調部３１２と、出力データＤｏｕｔ２を変調し、ベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔ２を生成する変調部３２２と、デジタル信号に変換されたベースバンド入力信号ＢＳｉｎ２にデジタル補正信号ＬＳｃｏｒを合成するデジタル信号合成部３６２と、ベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔ２にデジタル補正信号ＬＳｃｏｒを合成するデジタル信号合成部３７２とを有する。
　ベースバンド処理部３００は、アンテナ４００、５００によって発生した混信による影響を取り除くために、復調部３１１、３１２によって復調された入力データＤｉｎ１、Ｄｉｎ２の入力を受け付け、それぞれの入力データから混信データを分離する混信データ分離部３８０と、混信データ分離部３８０から出力された混信による影響を排した入力データＤｉｎ１、Ｄｉｎ２を統合し、システム６００への入力データＤｉｎを生成するデータ統合部３９０と、システム６００からの出力データＤｏｕｔを２つの出力データＤｏｕｔ１、Ｄｏｕｔ２に分割するデータ分割部３１０とを有する。
　第４実施形態では、第３実施形態と同様に、ＲＦフロントエンド回路２００でＳＡＷ発振器２１０から出力される一次信号ＬＳ１の周波数を補正しない。目標周波数ｆｔｇｔに対する一次信号ＬＳ１の周波数の周波数差を補正するデジタル補正信号ＬＳｃｏｒは、ベースバンド処理部３００内において、復調処理前の信号と変調処理後の信号とにそれぞれ合成される。したがって、受信処理においては、一次信号の周波数を補正するための補正信号が、受信信号に対して一次信号が乗算され、ダウンコンバートされた後のベースバンド信号に対して乗算される。一方、送信処理においては、一次信号の周波数を補正するための補正信号が、一次信号が乗算され、アップコンバートされる前のベースバンド出力信号に対して乗算される。
　図１７は、第４実施形態に係る無線送受信回路のＲＦ信号の受信処理の手順を示すフローチャートである。図１７では、アンテナ４００，５００でＲＦ信号を受信し、受信信号ＲＳｒｃｖ１、ＲＳｒｃｖ２を復調し、復調した受信信号ＲＳｒｃｖ１、ＲＳｒｃｖ２を統合し、入力データＤｉｎを得るまでの手順が記されている。
　第１送受信系統により、アンテナ４００によって受信した受信信号ＲＳｒｃｖ１が入力データＤｉｎ１に復調される（Ｓ７１）。ステップＳ７１の受信処理は、第３実施形態の図１６を参照して説明した処理と同様の処理を、ＢＰＦ２７１、乗算器２３１、ＡＤＣ２５１、デジタル信号合成部３６１、復調部３１１を用いて行うものである。なお、ここでの復調処理は、図１４を参照して説明したように、ベースバンド処理部３００に入力されたベースバンド入力信号ＢＳｉｎ１とデジタル補正信号ＬＳｃｏｒとを乗算した後に行われる。これにより、ＳＡＷ発振器２１０から出力された一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１と目標周波数ｆｔｇｔとの誤差に影響されず、入力データＤｉｎ１を生成することができる。
　第２送受信系統により、アンテナ５００によって受信した受信信号ＲＳｒｃｖ２が入力データＤｉｎ２に復調される（Ｓ７２）。この処理は、ステップＳ７１の処理を、ＢＰＦ２７２、乗算器２３２、ＡＤＣ２５２、デジタル信号合成部３６２、復調部３１２を用いて行うものである。　
　入力データＤｉｎ１、入力データＤｉｎ２が混信データ分離部３８０にそれぞれ入力され、アンテナ４００、５００による混信の影響が排される（Ｓ７３）。混信データ分離部３８０から出力された混信の影響が排された入力データＤｉｎ１、入力データＤｉｎ２がデータ統合部３９０により統合され、システム６００への入力データＤｉｎが生成される（Ｓ７４）。生成された入力データＤｉｎはシステム６００に入力される。
　図１８は、第４実施形態に係る無線送受信回路によるＲＦ信号の送信処理の手順を示すフローチャートである。図１８では、システム６００から出力された出力データＤｏｕｔを分割、変調し、送信信号ＲＳｓｎｄ１、ＲＳｓｎｄ２を得るまでの手順が記されている。
　データ分割部３１０により、システム６００から出力された出力データＤｏｕｔが第１送受信系統より出力するための出力データＤｏｕｔ１と、第２送受信系統より出力するための出力データＤｏｕｔ２へと分割される（Ｓ８１）。第１送受信系統により、出力データＤｏｕｔ１が送信信号ＲＳｓｎｄ１に変調される（Ｓ８２）。ステップＳ８２の送信処理は、第３実施形態で図１５を参照して説明した処理と同様の処理を、変調部３２１、デジタル信号合成部３７１、ＤＡＣ２６１、乗算器２４１を用いて行うものである。なお、ここでの変調処理においては、図１５を参照して説明したように、変調部３２２によって出力データＤｏｕｔ２が変調された後に、その変調後の出力データＤｏｕｔ２とデジタル補正信号ＬＳｃｏｒとを乗算することによって、ベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔに予め一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１を補正する補正信号成分を含めておく。これにより、ベースバンド出力信号ＢＳｏｕｔとローカル発振器の出力としての一次信号ＬＳ１とを乗算した際に、誤差周波数を補正した上で、必要であれば周波数をシフトさせることができる。
　第２送受信系統により、出力データＤｏｕｔ２が送信信号ＲＳｏｕｔ２に変調される（Ｓ８３）。ステップＳ８３は、ステップＳ８２の処理が、変調部３２２、デジタル信号合成部３７２、ＤＡＣ２６２、乗算器２４２を用いて行われるものである。図１７の受信処理と図１８の送信処理は、送受信切り替えスイッチ２０１，２０２を切り替えることによってそれぞれ行うことができる。
　以上のように、第４実施形態に係る無線送受信回路を用いることにより、ＳＡＷ発振器の高いスペクトル純度を用いることによる通信の大容量化に加え、複数の送受信系統を用いることによる通信の大容量化を図ることができる。第４実施形態においては２つの送受信系統を有する構成を例示したが、無線送受信回路が更に多くの送受信系統を備える構成としてもよい。これにより、通信容量をより大容量にすることができる。なお、第４実施形態に係る無線送受信回路は携帯電話やスマートフォン端末などのような端末装置から、携帯電話等の基地局のような設備まで、種々の無線通信機器に用いることができる。また、変調部３２１、３２２において位相の制御を行い、アンテナ４００、５００から電波を送信する方向や距離などを制御する、ビームフォーミングが可能な構成としてもよい。このような構成とすれば、第４実施形態に係る無線送受信回路を携帯電話等の基地局設備に適用した場合にも、より効果的に電波を搬送することができる。
　（第５実施形態）　
　第１実施形態に係る発振装置１０では、目標周波数ｆｔｇｔと周波数が異なる固有周波数ｆ０のＳＡＷ発振器１１を用いることができる。目標周波数ｆｔｇｔと周波数が異なる固有周波数ｆ０のＳＡＷ発振器１１を用いることで、目標周波数ｆｔｇｔのＳＡＷ発振器１１を用いる場合に比べて、補正周波数fcorを意図的に大きくし、一次信号ＬＳ１と補正信号LScorとの合成後の二次信号ＬＳ２に含まれるローカルリーク信号の周波数とイメージ信号の周波数とを目標周波数ｆｔｇｔから離間させることができる。それにより、二次信号にローカルリーク信号とイメージ信号とが含まれた状態であっても、二次信号ＬＳ２の周波数スペクトルの純度の劣化を抑制することができる。また、安価なＢＰＦ１８でも、二次信号ＬＳ２からローカルリーク信号とイメージ信号とを除去することが期待できる。このように、あえて目標周波数ｆｔｇｔと周波数が異なる固有周波数ｆ０のＳＡＷ発振器１１を用いることで、安価なＢＰＦ１８を使用でき、又はＢＰＦ１８を省略することができる。
　しかしながら、第１実施形態に係る発振装置１０は、目標周波数ｆｔｇｔを可変可能なローカル発振器として使用することもできる。発振器から出力される信号の周波数と固有周波数との間の誤差を補正しなくてもよい場合、例えばそれほど高いスペクトル純度の発振信号が要求されない場合であれば、第１実施形態に係る発振装置１０の構成は簡略化されてもよい。
　図１９は、第５実施形態に係る発振装置９１０の構成を示すブロック図である。第５実施形態に係る発振装置９１０は、発振周波数が制御不可である発振器９１１と二次信号発生部９２０とを有する。ここでは、発振周波数が制御不可である発振器９１１はＳＡＷ発振器とする。ＳＡＷ発振器９１１は一次信号を出力する。二次信号発生部９２０は、ＳＡＷ発振器９１１から出力された一次信号から二次信号を発生する。二次信号の周波数は、一次信号のそれとは異なる。
　二次信号発生部９２０は、チャンネル信号出力部９１４と信号合成部９１６とを有する。チャンネル信号出力部９１４は、周波数の異なる複数のチャンネル信号を選択的に出力する。チャンネル信号出力部９１４は、第１実施形態の補正信号発生部１４と同様の構成を備える。すなわち、チャンネル信号出力部９１４は、ＣＰＵ等のシステムから指示されたチャンネルに応じた周波数とＳＡＷ発振器９１１の固有周波数との間の周波数差を示すデジタルチャンネル信号を生成し、生成したデジタルチャンネル信号をアナログチャンネル信号に変換する。信号合成部９１６は、ＳＡＷ発振器９１１から出力された一次信号とチャンネル信号出力部９１４から出力されたアナログチャンネル信号とを合成し、二次信号を発生する。信号合成部９１６により発生された二次信号の周波数は、システムから指示されたチャンネルに対応する周波数を有する。
　以上説明した第５実施形態に係る発振装置９１０により、発振周波数が制御不可であった発振器、例えばＳＡＷ発振器から出力される信号の周波数を意図した周波数にシフトすることができる。
　なお、本実施形態において、スペクトル純度の高い信号を出力するＳＡＷ発振器１１の特性を活かすために、シフト周波数ｆｓは固有周波数ｆ０の５％以内が理想的である。目標周波数ｆｔｇｔがＳＡＷ発振器１１の固有周波数ｆ０の２倍、３倍・・であるとき、シフト周波数ｆｓが固有周波数ｆ０の５％よりも大きく、補正信号が支配的になってしまい、発振装置１０から出力された二次信号のスペクトル純度が、発振装置１０内のＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号のスペクトル純度に比べて大きく低下してしまう。しかしながら、目標周波数ｆｔｇｔが固有周波数ｆ０に対して大きく離間している場合であっても、ＳＡＷ発振器１１を含めたＳＡＷ発振ユニットを以下のように構成することで、ＳＡＷ発振器１１の特性を大きく劣化させることなく、かつ安定した周波数の出力信号を出力する発振装置１０を提供することができる。
　図２０、図２１、図２２は、第１実施形態に係る発振装置の構成の他の第１、第２、第３例をそれぞれ示すブロック図である。もちろん、図２０、図２１，図２２の構成は、他の実施形態に対してもそれぞれ適用することができる。
　図２０は、ＳＡＷ発振器１１が逓倍器５１とともにＳＡＷ発振ユニットを構成する例である。逓倍器５１は入力信号の周波数を逓倍率αで逓倍した周波数の出力信号を出力する。図２０に示すように、逓倍器５１は、図１の発振装置１０のＳＡＷ発振器１１の後段に配置され、ＳＡＷ発振器１１の出力信号の周波数を逓倍率αで逓倍して出力する。例えば、目標周波数ｆｔｇｔが１０ＧＨｚ、ＳＡＷ発振器１１の固有周波数ｆ０が１ＧＨｚであれば、１０倍の逓倍器５１を用いることで、ＳＡＷ発振ユニットを固有周波数が１０ＧＨｚの発振器として動作させることができる。もちろん、ＳＡＷ発振ユニットの固有周波数は目標周波数ｆｔｇｔに対してシフトされていても、そのシフト周波数は二次信号発生部２０により補正することができる。そのため、目標周波数ｆｔｇｔが１０．１ＧＨｚであっても、固有周波数ｆ０が１ＧＨｚのＳＡＷ発振器１１と逓倍率αが１０倍の逓倍器５１とを組み合わせて使用することができる。ＳＡＷ発振ユニットの出力信号のスペクトル純度は逓倍器５１の逓倍率の増加に伴って劣化してしまう。しかしながら、逓倍器５１に入力される信号（ＳＡＷ発振器１１の出力信号）のスペクトル純度が高い。そのため、図２０に示す構成によれば、ＳＡＷ発振ユニットの出力信号のスペクトル純度を、ＳＡＷ発振器１１の出力信号のそれに比べて大きく劣化させることなく、例えば水晶発振器を用いたＰＬＬ回路の出力信号のそれに比べて高くすることができる。
　図２１は、ＳＡＷ発振器１１がＳＡＷ発振器１１と注入同期するＶＣＯ５２とともにＳＡＷ発振ユニットを構成する例である。図２１に示すように、ＶＣＯ５２は、図１の発振装置１０のＳＡＷ発振器１１の後段に配置される。具体的には、ＶＣＯ５２はＳＡＷ発振器１１が実装された基板上に実装されるか、その配線の一部がＳＡＷ発振器１１の出力端子に接続されるか、又はＳＡＷ発振器１１と電磁結合する位置に配置される。これにより、ＶＣＯ５２はＳＡＷ発振器１１と注入同期し、ＳＡＷ発振器１１の出力信号につられた周波数の一次信号を発生する。ＳＡＷ発振器１１には、目標周波数ｆｔｇｔをＮ（整数）で除算した固有周波数ｆ０で発振するものが用いられる。ＶＣＯ５２は、目標周波数ｆｔｇｔで共振するように調整されている。例えば、目標周波数ｆｔｇｔが１０ＧＨｚであれば、１ＧＨｚで共振するＳＡＷ発振器１１と１０ＧＨｚで共振するように調整されたＶＣＯ５２とを組み合わせることで、ＳＡＷ発振ユニットを固有周波数が１０ＧＨｚの発振器として動作させることができる。もちろん、固有周波数ｆ０は目標周波数ｆｔｇｔに対してシフトされていても、そのシフト周波数は二次信号発生部２０により補正することができる。そのため、目標周波数ｆｔｇｔが１０．１ＧＨｚであっても、固有周波数ｆ０が１ＧＨｚのＳＡＷ発振器１１と１０ＧＨｚで共振するように調整されたＶＣＯ５２とを組み合わせて使用することができる。ＶＣＯ５２から出力される信号の位相雑音特性は、ＳＡＷ発振器１１の位相雑音特性に依存する。注入同期を積極的に活用することで、ＳＡＷ発振ユニットはＶＣＯ５２とＳＡＷ発振器１１との両方の特性を備える。また、図２１のＳＡＷ発振ユニットはＰＬＬ回路に比べて構成がシンプルであり、位相雑音を劣化させる要因となる位相比較器等が不要となる。そのため、図２１に示す構成によれば、ＳＡＷ発振ユニットの出力信号のスペクトル純度を、ＳＡＷ発振器１１の出力信号のそれに比べて大きく劣化させることなく、例えば水晶発振器を用いたＰＬＬ回路の出力信号のそれに比べて高くすることができる。
　図２２は、ＳＡＷ発振器１１が、位相比較器５３、ループフィルタ５４、ＶＣＯ５５及び分周器５６とともにＳＡＷ発振ユニットを構成する例である。図２２に示すＳＡＷ発振ユニットは、ＳＡＷ発振器１１を基準信号の発生源としたＰＬＬ発振回路である。ＳＡＷ発振器１１の基準信号とＶＣＯ５５から出力され分周器５６で分周された信号とが位相比較器５３に入力され、これらの周波数差に応じたパルス信号がループフィルタ５４に入力される。位相比較器５３から出力されたパルス信号は、ループフィルタ５４で直流電圧に変換され、ＶＣＯ５５に制御電圧として入力される。ＶＣＯ５５は入力された制御電圧に応じた周波数の信号を出力する。例えば、目標周波数ｆｔｇｔが１０ＧＨｚ、ＳＡＷ発振器１１の固有周波数ｆ０が１ＧＨｚであれば、１／１０の分周器５６を用いることで、ＳＡＷ発振ユニットを固有周波数１０ＧＨｚの発振器として動作させることができる。もちろん、ＳＡＷ発振ユニットの固有周波数が目標周波数ｆｔｇｔに対してシフトされていても、そのシフト周波数を二次信号発生部２０により補正することができる。そのため、目標周波数ｆｔｇｔが１０．１ＧＨｚであっても、固有周波数ｆ０が１ＧＨｚのＳＡＷ発振器１１を基準信号の発生源としたＰＬＬ回路を発振器として使用することができる。基準信号の発生源として水晶発振器よりも高い周波数で共振するＳＡＷ発振器１１を用いることで、例えば、分周器５６の分周比を小さくすることができる。また、ループフィルタ５４を省略することができるか、又は低いフィルタ性能のものにすることができる。つまり、図２２に示すＳＡＷ発振ユニットは、水晶発振器を用いたＰＬＬ回路に比べて位相雑音の劣化要因となる位相比較器５３、ループフィルタ５４、分周器５６のそれぞれの影響を抑制し、その結果、そのスペクトル純度を、ＳＡＷ発振器１１の出力信号のそれに比べて大きく劣化させることなく、例えば水晶発振器を用いたＰＬＬ回路の出力信号のそれに比べて高くすることができる。
　また、本実施形態に係る発振装置１０において、ＡＤＣ１２１はアンダーサンプリング方式により一次信号をデジタル信号に変換する。しかしながら、ＡＤＣ１２１がナイキスト・サンプリング方式で一次信号をデジタル信号に変換できるように発振装置１０を構成してもよい。図２３は、本発明の第１実施形態に係る発振装置の構成の他の第４例を示すブロック図である。図２３に示すように、発振装置１０はダウンコンバート用の信号を発生する発振器５７と、一次信号に対してダウンコンバート用信号を乗算する第３乗算器５８とをさらに備える。第３乗算器５８は、ＡＤＣ１２１の前段に配置され、一次信号をダウンコンバートする。第３乗算器５８により低い周波数帯にダウンコンバートされた一次信号はＡＤＣ１２１に入力される。ＡＤＣ１２１以降のデジタル信号処理は、誤差周波数を検出するために行われる。一次信号のスペクトル純度が高いため、誤差周波数検出部１２は直流成分も含めた全帯域を対象にデジタル信号処理を行うわけではなく、ダウンコンバート後の一次信号の中心周波数に近い周波数成分のみに対して処理を行う。したがって、ダウンコンバート用信号は、中心周波数から離れた周波数において雑音が多くても支障がない。すなわち、ダウンコンバート用信号には高いスペクトル純度は要求されない。したがって、発振器５７には、ＰＬＬ回路等の任意の発振器を適用することができる。本実施形態に係る発振装置１０において、一次信号の周波数は数ＧＨｚ～数十ＧＨｚに及ぶことが想定される。例えば、図２の発振装置１０において、周波数１０ＧＨｚの一次信号をナイキスト・サンプリング方式でアナログ－デジタル変換するためには、ＡＤＣ１２１には少なくとも２０ＧＨｚの高い処理性能が求められる。一方、図２３の発振装置１０において、一次信号の周波数が１０ＧＨｚであっても、周波数が９．９ＧＨｚのダウンコンバート用信号で一次信号を周波数が１００ＭＨｚの信号にダウンコンバートすることで、ＡＤＣ１２１は少なくとも２００ＭＨｚ程度の処理性能を備えるものであれば、ナイキスト・サンプリング方式で一次信号をデジタル信号に変換することができる。これにより、図２に示す構成に比べて、発振器と乗算器とが追加部品として必要となるが、アパーチャタイムの優れたＡＤＣを使用する必要がなくなるため、コスト的に優位になるかもしれない。また、アンダーサンプリング方式では処理が困難である信号、例えば、ＳＡＷ発振器と他の信号とを同時に取り込んでＡＤＣを共用したい場合など広い周波数帯域を持っている信号を処理対象とする場合は、図２の構成に比べて図２３の構成は優位である。
　本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。
１０…発振装置、１１…ＳＡＷ発振器、１２…誤差周波数検出部、１４…補正信号発生部、１６…信号合成部、１８…ＢＰＦ、２０…二次信号発生部。

Claims (6)

  1. 　発振周波数が制御不可である発振器と、
    　前記発振器から出力される一次信号の周波数又はそれに応じた周波数の基準周波数に対する誤差周波数を検出し、前記誤差周波数に応じて前記一次信号から目標周波数の二次信号を発生する二次信号発生部とを具備し、
    　前記二次信号発生部は、
    　前記一次信号の周波数又はそれに応じた周波数の前記基準周波数に対する誤差周波数を検出する誤差周波数検出部と、
    　前記誤差周波数に応じた周波数の補正信号を発生する補正信号発生部と、
    　前記一次信号に前記補正信号を合成する信号合成部とを有し、
    　前記誤差周波数検出部は、
    　前記発振器から出力される一次信号をデジタル一次信号に変換するアナログ－デジタル変換部と、
    　前記基準周波数の波形を示すデジタル基準信号を発生する基準信号発生部と、
    　前記デジタル基準信号と前記デジタル一次信号とに基づいて、前記誤差周波数を演算する誤差周波数演算部とを有し、
    　前記補正信号発生部は、
    　前記誤差周波数に応じた周波数の波形を示すデジタル補正信号を発生するデジタル補正信号発生部と、
    　前記デジタル補正信号をアナログ信号に変換するデジタル－アナログ変換部とを有することを特徴とする発振装置。
  2. 　前記デジタル補正信号発生部は、
    　前記誤差周波数と所定周波数とに基づいて、前記デジタル補正信号を発生することを特徴とする請求項１記載の発振装置。
  3. 　前記二次信号発生部は、
    　前記信号合成部の後段に設けられる、前記目標周波数を中心とした通過帯域を有するＢＰＦをさらに有することを特徴とする請求項１記載の発振装置。
  4. 　前記発振周波数が制御不可である発振器はＳＡＷ発振器であることを特徴とする請求項１記載の発振装置。
  5. 　アンテナによって受信した受信信号のベースバンド入力信号への変換及びベースバンドから出力されたベースバンド出力信号の前記アンテナによって送信する送信信号への変換を行うＲＦフロントエンド回路であって、
    　発振周波数が制御不可である発振器と、
    　前記発振器から出力される一次信号の周波数又はそれに応じた周波数の基準周波数に対する誤差周波数を検出し、前記誤差周波数に応じて、前記一次信号から目標周波数の二次信号を発生する二次信号発生部と、
    　前記受信信号に前記二次信号を乗算し、前記ベースバンド入力信号を出力する第１乗算器と、
    　前記ベースバンド出力信号に前記二次信号を乗算し、前記送信信号を出力する第２乗算器とを具備し、
    　前記二次信号発生部は、
    　前記一次信号の周波数又はそれに応じた周波数の前記基準周波数に対する誤差周波数を検出する誤差周波数検出部と、
    　前記誤差周波数に応じた周波数の補正信号を発生する補正信号発生部と、
    　前記一次信号に前記補正信号を合成する信号合成部とを有し、
    　前記誤差周波数検出部は、
    　前記発振器から出力される一次信号をデジタル一次信号に変換するアナログ－デジタル変換部と、
    　前記基準周波数の波形を示すデジタル基準信号を発生する基準信号発生部と、
    　前記デジタル基準信号と前記デジタル一次信号とに基づいて、前記誤差周波数を演算する誤差周波数演算部とを有し、
    　前記補正信号発生部は、
    　前記誤差周波数に応じた周波数の波形を示すデジタル補正信号を発生するデジタル補正信号発生部と、
    　前記デジタル補正信号をアナログ信号に変換するデジタル－アナログ変換部とを有することを特徴とするＲＦフロントエンド回路。
  6. 　請求項５記載のＲＦフロントエンド回路を備えることを特徴とする携帯型無線通信端末装置。
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