JP2018191133A - 無線受信回路、受信用ｒｆフロントエンド回路及び携帯型無線通信端末装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ビットエラー率を低下することができる無線受信回路、受信用フロントエンド回路を提供する。
【解決手段】無線受信回路は、発振器１１と、アンテナ５０で受信した受信信号に対して発振器から出力されたアナログローカル信号を乗算する第１乗算器２１と、アナログローカル信号をデジタルローカル信号に変換する第１ＡＤＣと、デジタルローカル信号に基づいて、アナログローカル信号の周波数又はそれに応じた周波数の、基準周波数に対する誤差周波数を検出する誤差周波数検出部と、誤差周波数に応じた周波数の波形を示すデジタル補正信号を発生するデジタル補正信号発生部と、デジタル補正信号をアナログ補正信号に変換するＤＡＣと、第１乗算器の出力信号にアナログ補正信号を乗算する第２乗算器２２と、第２乗算器の出力信号をデジタル信号に変換する第２ＡＤＣ３１と、デジタル信号に変換された第２乗算器の出力信号を復調する復調部３２とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、無線受信回路、受信用ＲＦフロントエンド回路及び携帯型無線通信端末装置に関する。

携帯電話やスマートフォン、モバイルルータといった、モバイル端末による無線通信による通信量は、端末装置の高機能化や、動画像ファイルや楽曲ファイル等の配信コンテンツの充実などが進み、年々増加し続けている。そういった需要に対応するために、無線通信技術の開発も進んでいる。現在は、第４世代の通信規格に対応した種々の端末装置や基地局設備の普及が進み、一般に広く利用されている。

無線通信端末装置のアンテナを介して送受信される信号は、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号と呼ばれる、高い周波数を持つ信号である。無線通信端末装置で受信したＲＦ信号は、ＲＦ受信回路でローカル発振器の出力信号と乗算され、これによりベースバンド信号と呼ばれる、通信によってやり取りする情報そのものを含む帯域の信号へとダウンコンバートされる。第４世代の通信規格では、ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ、直行周波数分割多元接続）と呼ばれる、複数のサブキャリアを用いることで、周波数帯域の利用効率を高めている。隣接するサブキャリア間の干渉を防ぎ、より効率的に周波数帯域を利用して、通信の大容量化を図るためには、ＲＦ信号をダウンコンバートするときに用いるローカル信号のスペクトル純度を高める必要がある。スペクトル純度の低いローカル信号でＲＦ信号をダウンコンバートした場合、ビットエラーが発生し、通信品質が低下する。現在の無線通信端末装置で一般的に使用されているＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ−Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ、電圧制御発振器）に比べて、スペクトル純度が高い発振器としてＳＡＷ発振器が知られている。ＳＡＷ発振器の周波数を安定化する手法として、バリキャップ（可変容量ダイオード）への印加電圧を調整する手法等が用いられる。しかしながら、携帯電話端末装置内のＳＡＷ発振器、外部衝撃や内部回路の温度変動が大きいため、上記手法ではＳＡＷ発振器の出力信号の周波数を補正しきれない場合があり、安定して適切な出力周波数を得ることが困難である。

特開２０００−１３８５８１号公報

本発明の目的の一つは、ビットエラー率を低下することができる無線受信回路、受信用ＲＦフロントエンド回路、及び携帯型無線通信端末装置を提供することにある。

本実施形態に係る無線受信回路は、アンテナによって受信した受信信号をシステムの入力データに変換する無線受信回路である。無線受信回路は、発振周波数が制御不可である発振器と、前記受信信号に対して前記発振器から出力されたアナログローカル信号を乗算する第１乗算器と、前記アナログローカル信号をデジタルローカル信号に変換する第１アナログ−デジタル変換部と、前記デジタルローカル信号に基づいて、前記ローカル信号の周波数又はそれに応じた周波数の、基準周波数に対する誤差周波数を検出する誤差周波数検出部と、前記誤差周波数に応じた周波数の波形を示すデジタル補正信号を発生するデジタル補正信号発生部と、前記デジタル補正信号をアナログ補正信号に変換するデジタル−アナログ変換部と、前記第１乗算器の出力信号に前記アナログ補正信号を乗算する第２乗算器と、前記第２乗算器の出力信号をデジタル信号に変換する第２アナログ−デジタル変換部と、前記デジタル信号に変換された前記第２乗算器の出力信号を復調し前記入力データを発生する復調部とを具備する。

図１は、本実施形態に係る無線受信回路の構成の一例を示すブロック図である。 図２は、図１の補正部の構成を示すブロック図である。 図３は、図２の誤差周波数検出部の構成を示すブロック図である。 図４は、本実施形態に係る無線受信回路の構成の他の第１例を示すブロック図である。 図５は、本実施形態に係る無線受信回路の構成の他の第２例を示すブロック図である。 図６は、本実施形態に係る無線受信回路の構成の他の第３例を示すブロック図である。 図７は、本実施形態に係る無線受信回路の構成の他の第４例を示すブロック図である。

以下、本発明の一実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。本実施形態に係る無線受信回路は、スマートフォン等に代表される携帯型無線通信端末装置や基地局等の高周波を扱う装置の無線通信回路に組み込まれて使用される。図１は、本実施形態に係る無線受信回路の構成の一例を示すブロック図である。無線受信回路は、アンテナ５０で受信された受信信号をシステムが処理可能なシステム入力データに変換する。本実施形態に係る無線受信回路は、アンテナ５０で受信した受信信号をベースバンド信号にダウンコンバートするときに、受信信号に乗算されるローカル信号の周波数の、キャリア周波数に対する周波数差を補正する機能を備えることを特徴としている。

無線受信回路は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）６０と、ＳＡＷ発振器１１と、ＲＦ受信部２０と、ベースバンド処理部３０と、ＳＡＷ発振器１１と、補正部４０とを有する。
ＢＰＦ６０は、アンテナ５０で受信した受信信号の所望周波数を中心とした所定帯域幅の信号成分を通過させ、所望周波数を中心とした所定帯域幅以外の信号成分を減衰させる性能を備える。ＳＡＷ発振器１１は公称周波数のローカル信号を発生する。ＳＡＷ発振器１１には、典型的には、目標周波数（キャリア周波数）に対して公称周波数がシフトされている発振器が用いられる。この目標周波数に対する公称周波数の周波数差をシフト周波数と呼ぶ。好ましくは、シフト周波数が公称周波数の５％以内になるようなＳＡＷ発振器１１が選択される。本実施形態に係る無線受信回路は、ローカル信号の周波数の目標周波数に対する周波数差を補正する機能を備える。そのため、ローカル発振器として発振周波数が制御不可な発振器を用いても、実際に出力された信号の周波数が公称周波数に対してズレても、その周波数ズレを補正することができる。本実施形態では、発振周波数が制御不可であるが、スペクトル純度の高いローカル信号を発生するＳＡＷ発振器をローカル発振器として用いるが、ローカル発振器として用いる発振器はＳＡＷ発振器に限定されない。制御不可である発振器は、例えばサファイア、ダイヤモンド等を振動子とする発振器であってもよい。

ＲＦ受信部２０は、受信信号をベースバンド入力信号にダウンコンバートする。ＲＦ受信部２０は、第１乗算器２１と第２乗算器２２とを有する。第１乗算器２１はＢＰＦ６０通過後の受信信号に対してＳＡＷ発振器１１から出力されたローカル信号を乗算する。第２乗算器２２は、第１乗算器２１の出力信号に対して後述の補正部４０から出力されたアナログ補正信号を乗算し、ベースバンド入力信号を発生する。

ベースバンド処理部３０は、ＲＦ受信部２０から出力されたベースバンド入力信号を復調し、システムの入力データを発生する。ベースバンド処理部３０は、第２アナログ−デジタル変換部（第２ＡＤＣ）３１と復調部３２とを有する。第２ＡＤＣ３１はベースバンド入力信号をデジタル信号に変換する。復調部３２は、デジタル信号に変換されたベースバンド入力信号を復調し、システムの入力データを発生する。システムは、無線通信によるデータの送受信を要求する、任意のシステムであり、例えば、ＯＳ（Ｏｐｅｒａｔｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）による入出力や、それを介した種々のアプリケーションプログラムである。

図２は、図１の補正部４０の構成を示すブロック図である。補正部４０は、ＳＡＷ発振器１１から出力されたローカル信号を受け、そのローカル信号の周波数の目標周波数に対する周波数差を検出し、検出した周波数差に応じた補正信号を出力する。補正部４０は、第１アナログ−デジタル変換部（第１ＡＤＣ）４１と、誤差周波数検出部４２と、補正周波数計算部４３と、ドップラー周波数検出部４４と、シフト周波数計算部４５と、デジタル補正信号発生部４７と、デジタル−アナログ変換部（ＤＡＣ）４８とを備える。
第１ＡＤＣ４１はＳＡＷ発振器１１から出力されたローカル信号をデジタル信号に変換する。第１ＡＤＣ４１によるＡＤ変換は、例えばアンダーサンプリング方式により行われる。デジタル信号に変換されたローカル信号（デジタルローカル信号）の周波数は、ＡＤ変換前のローカル信号の周波数に対応する。誤差周波数検出部４２は、デジタル信号に変換されたローカル信号（デジタルローカル信号）に基づいて、ローカル信号の周波数又はそれに応じた周波数の、基準周波数に対する誤差周波数を検出する。基準周波数は、誤差周波数検出部４２による誤差周波数の検出基準となる周波数である。基準周波数は、ＳＡＷ発振器１１の公称周波数のＮ倍、又は公称周波数の１／Ｍなど、任意の値に設定されている。ここでは、誤差周波数検出部４２は、デジタルローカル信号に基づいて、ローカル信号の周波数の、公称周波数に対する誤差周波数を検出する。

図３は、図２の誤差周波数検出部４２の構成を示すブロック図である。誤差周波数検出部４２は、第３乗算器４２１、基準周波数出力部４２２、ＮＣＯ(Ｎｕｍｅｒｉｃａｌｌｙ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：数値制御発振器)４２３、ローパスフィルタ(ＬＰＦ)４２４、及び誤差周波数計算部４２５を有する。第３乗算器４２１、基準周波数出力部４２２及びＮＣＯ４２３はデジタルＰＬＬ回路を構成する。

基準周波数出力部４２２は、例えば水晶発振器とアナログ−デジタル変換器とを有する。基準周波数出力部４２２は、典型的には基準周波数と同一の周波数の波形を示すデジタル基準信号（クロック）を発生する。ＮＣＯ４２３は、基準周波数出力部４２２により発生されるクロックにより動作し、後述の第３乗算器４２１の出力信号に応じた任意周波数の正弦波のデジタル波形データを出力する。第３乗算器４２１はデジタルローカル信号に対してＮＣＯ４２３から出力されたデジタル信号を乗算する。第３乗算器４２１の出力信号はＮＣＯ４２３に帰還されると共に、ＬＰＦ４２４を介して誤差周波数計算部４２５に入力される。第３乗算器４２１の出力信号は、ＮＣＯから出力されたデジタル信号のデジタルローカル信号に対する位相差、周波数差に関するデータを示す。第３乗算器４２１の出力信号をＮＣＯ４２３に帰還させることで、ＮＣＯ４２３は第１ＡＤＣ４１（ＳＡＷ発振器１１）の出力信号に追従する。その結果、ＮＣＯ４２３は、デジタルローカル信号と略一致する波形のデジタル信号を発生する。ＬＰＦ４２４は、第３乗算器４２１の出力信号に含まれる高い周波数のノイズ成分を減衰するか、又は除去する。これにより、第３乗算器４２１から出力されＬＰＦ４２４を通過した信号はデジタルローカル信号の周波数を示す。ＬＰＦ４２４を通過した信号は、公称周波数（基準周波数）を基準に細かく振動している。公称周波数に対する振動成分が誤差周波数に対応する。誤差周波数計算部４２５は、ＬＰＦ４２４の出力信号に基づいてデジタルローカル信号の周波数を特定し、特定した周波数と公称周波数（基準周波数）とに基づいて、誤差周波数を計算する。誤差周波数の計算結果は、補正周波数計算部４３に出力される。

ドップラー周波数検出部４４は、受信信号に含まれるパイロットシンボルを検出し、基準パイロット周波数に対する検出したパイロットシンボルの周波数の周波数差を示すドップラー周波数を計算する。シフト周波数計算部４５は、目標周波数に対するＳＡＷ発振器１１の公称周波数の周波数差を示すシフト周波数を計算する。補正周波数計算部４３は、誤差周波数とシフト周波数とドップラー周波数とに基づいて、具体的には、誤差周波数に対してシフト周波数とドップラー周波数とを加算することにより補正周波数を計算する。

基準周波数出力部４６は、例えば水晶発振器とアナログ−デジタル変換器とを有する。基準周波数出力部４６はクロックを発生する。この基準周波数出力部４６により発生されるクロックの周波数は、典型的には基準周波数に一致する。なお、ここでは、ＮＣＯ４２３にクロックを供給する基準周波数出力部４２２とデジタル補正信号発生部４７にクロックを供給する基準周波数出力部４６とに対して個別の符号を与え、別体として記載しているが、これらは同一のものであってもよい。実際には、無線通信回路においてデジタル演算処理を行う、少なくとも誤差周波数検出部４２、補正周波数計算部４３及びデジタル補正信号発生部４７はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ：デジタルシグナルプロセッサ）等のデジタル信号処理を専門としたマイクロプロセッサに実装され、基準周波数出力部はＤＳＰのクロック端子に接続される。基準周波数出力部で発生された基準周波数のクロックが、ＤＳＰに実装されている各構成要素に供給される。なお、ＤＳＰに代えてＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）などを用いてもよい。無線受信回路において、第１乗算器２１の出力信号に対するフィードフォワード処理がなされるため、補正部４０によるアナログ補正信号の発生処理には高速な処理が求められる。したがって、高速演算処理に対応するＤＳＰを用いることが好ましい。

デジタル補正信号発生部４７は、基準周波数出力部４６から出力されたクロックにより動作し、補正周波数計算部４３により計算された補正周波数の波形を示すデジタル補正信号を発生する。デジタル補正信号発生部４７で発生されたデジタル補正信号はＤＡＣ４８に供給され、ＤＡＣ４８はデジタル補正信号をアナログ補正信号に変換する。ＤＡＣ４８から出力されたアナログ補正信号は第２乗算器２２に入力される。

第１乗算器２１は、受信信号に対して未補正のローカル信号を乗算する。第１乗算器２１の出力信号は、シフト周波数、誤差周波数、及びドップラー周波数が補正されていない信号である。第２乗算器２２は、第１乗算器２１の出力信号に対して補正部４０から出力されたアナログ補正信号を乗算し、上記の周波数を補正したベースバンド信号を発生する。

一般的に、受信信号のダウンコンバートに用いるローカル信号のスペクトル純度が高いほど、つまりローカル信号の波形が綺麗な正弦波であるほど、ダウンコンバート処理を起因とするビットエラー率を下げることができる。スペクトル純度が高い発振器としてＳＡＷ発振器１１が知られている。ＳＡＷ発振器１１は圧電基板上に圧電基板上の電極形状、基板材料等に応じた周波数（公称周波数）の出力信号を出力する。ＳＡＷ発振器１１は、周波数帯が高くなっても、出力信号のスペクトル純度が劣化しない特性を有する。しかしながら、温度変化、衝撃等によりＳＡＷ発振器１１から実際に出力された信号の周波数は、公称周波数から公称周波数の±０．０１％程度の範囲内で変動してしまい、安定していない。

本実施形態に係る無線受信回路の一つの特徴は、スペクトル純度の高いローカル信号で受信信号をダウンコンバートするためにローカル発振器としてＳＡＷ発振器１１を用い、ＳＡＷ発振器１１の出力信号の周波数変動を安定化するための補正部４０を備える点にある。これにより、ダウンコンバート起因のビットエラー率の増加を抑えることができる。

また、他の特徴は、受信信号をベースバンド入力信号にダウンコンバートするために必要な乗算処理を２段階で行う点にある。１段階目で、受信信号に対してＳＡＷ発振器１１から出力された補正されていないローカル信号を乗算し、２段階目で、１段階目で得られた信号に対して補正信号を乗算する。１段階目で、受信信号をベースバンド信号にダウンコンバートする必要がない。上記構成によれば、２段階目の乗算処理において、ＳＡＷ発振器１１の出力信号の周波数変動の補正と同時に、他の周波数補正を行うことができる。例えば、本実施形態のように、公称周波数を目標周波数（キャリア周波数）からシフトさせたＳＡＷ発振器１１を用いた場合であっても、目標周波数に対する公称周波数の周波数差を示すシフト周波数は、２段階目の乗算処理で補正することができる。このようなＳＡＷ発振器１１を使用できることで、アンテナ５０後段のＢＰＦ６０に性能の低い安価なＢＰＦ６０を使用することができるか、又はアンテナ５０後段のＢＰＦ６０を省略することができる。

例えば、周波数５．０ＧＨｚの受信信号を、１０ＭＨｚにダウンコンバートする場合を想定する。周波数５．０ＧＨｚの受信信号を４．９９ＧＨｚのローカル信号を用いて１０ＭＨｚに直接ダウンコンバートする場合、ＢＰＦ６０には、受信信号に含まれる５．０ＧＨｚの信号成分を通過させ、４．９８ＧＨｚの信号成分を減衰させる、高いフィルタ性能が要求される。一方、周波数５．０ＧＨｚの受信信号に対して２段階の乗算処理を経て１０ＭＨｚにダウンコンバートする場合、例えば、１段階目において、５．０ＧＨｚの受信信号を４．５ＧＨｚのローカル信号を用いて５００ＭＨｚにダウンコンバートし、２段階目において、１段階目で得られた５００ＭＨｚの受信信号を４９０ＭＨｚの補正信号を用いて１０ＭＨｚにダウンコンバートすればよい。この場合、アンテナ５０後段のＢＰＦ６０には、受信信号に含まれる５．０ＧＨｚの信号成分を通過させ、４ＧＨｚの信号成分を減衰できればよく、高い性能が要求されない。このように、ローカル信号の周波数が受信信号の所望周波数に近接しているほど、ＢＰＦ６０に高い性能が要求される。ＳＡＷ発振器１１の公称周波数を目標周波数（キャリア周波数）からシフトさせたＳＡＷ発振器１１を用いることで、１段階目で用いるローカル信号の周波数を受信信号の所望周波数から離間させることができる。これにより、アンテナ５０後段のＢＰＦ６０を省略することができるか、又はフィルタ性能の低いＢＰＦ６０を使用することができ、部品コストを抑制することができる。

また、本実施形態に係る無線受信回路において、第２乗算器２２から出力されたアナログのベースバンド信号は、誤差周波数、シフト周波数、ドップラー周波数が既に補正されている。補正処理がベースバンド処理部３０に及ばないため、第１乗算器２１、第２乗算器２２及び補正部４０からなる受信用ＲＦフロントエンド回路をワンパッケージの受信用ＲＦフロントエンドＩＣとして構成することができる。この受信用ＲＦフロントエンドＩＣは、補正済みのベースバンド信号を出力するため、既に商品として売られているベースバンドＩＣと組み合わせることができ、汎用性が高い。もちろん、受信用ＲＦフロントエンドＩＣは、補正部４０の機能のうちいくつかの機能、例えば、ドップラー周波数検出部４４の機能が省略して構成してもよい。

なお、スペクトル純度の高い信号を出力するＳＡＷ発振器１１の特性を活かすために、シフト周波数は公称周波数の５％以内が理想的である。目標周波数がＳＡＷ発振器１１の公称周波数の２倍、３倍・・であるとき、シフト周波数が公称周波数の５％よりも大きく、補正信号が支配的になってしまい、第２乗算器から出力されたベースバンド信号のスペクトル純度が、第１乗算器から出力された未補正のベースバンド信号のスペクトル純度に比べて大きく低下してしまう。したがって、高いスペクトル純度が要求される場合、例えば、周波数が１０ＧＨｚのローカル信号で受信信号をダウンコンバートする必要がある場合、１０ＧＨｚに近い周波数で発振するＳＡＷ発振器１１を用いる必要がある。しかしながら、周波数１０ＧＨｚで共振するＳＡＷ発振器１１を用意できなくても、ＳＡＷ発振器１１を含めたＳＡＷ発振ユニットを以下のように構成することで、ＳＡＷ発振器１１の出力信号のスペクトル純度を大きく劣化させることなく、公称周波数１０ＧＨｚのＳＡＷ発振ユニットを提供することができる。

図４、図５、図６は、本実施形態に係る無線受信回路の構成の他の第１、第２、第３例をそれぞれ示すブロック図である。
図４は、ＳＡＷ発振器１１が逓倍器１２とともにＳＡＷ発振ユニット１０を構成する例である。逓倍器１２は入力信号の周波数を逓倍率αで逓倍した周波数の出力信号を出力する。図４に示すように、逓倍器１２は、図１の無線受信回路のＳＡＷ発振器１１の後段に配置され、ＳＡＷ発振器１１の出力信号の周波数を逓倍率αで逓倍して出力する。例えば、目標周波数が１０ＧＨｚ、ＳＡＷ発振器１１の公称周波数が１ＧＨｚであれば、逓倍率が１０倍の逓倍器１２を用いることで、ＳＡＷ発振ユニット１０を公称周波数１０ＧＨｚの発振器として動作させることができる。もちろん、ＳＡＷ発振ユニット１０の公称周波数は目標周波数に対してシフトされていても、そのシフト周波数は補正部４０により補正することができる。そのため、目標周波数が１０．１ＧＨｚであっても、公称周波数１ＧＨｚのＳＡＷ発振器１１と逓倍率が１０倍の逓倍器１２とを組み合わせて使用することができる。ＳＡＷ発振ユニット１０の出力信号のスペクトル純度は逓倍器１２の逓倍率の増加に伴って劣化してしまう。しかしながら、逓倍器１２に入力される信号（ＳＡＷ発振器１１の出力信号）のスペクトル純度が高い。そのため、図４に示す構成によれば、ＳＡＷ発振ユニット１０の出力信号のスペクトル純度を、ＳＡＷ発振器１１の単体の出力信号のそれに比べて大きく劣化させることなく、例えば水晶発振器を用いたＰＬＬ回路の出力信号のそれに比べて高くすることができる。

図５は、ＳＡＷ発振器１１がＳＡＷ発振器１１と注入同期する発振器１３とともにＳＡＷ発振ユニット１０を構成する例である。発振器１３は、例えば、基準信号に水晶発振器を用いたＰＬＬ回路からなる。図５に示すように、発振器１３は、図１の無線受信回路のＳＡＷ発振器１１の後段に配置される。具体的には、発振器１３はＳＡＷ発振器１１が実装された基板上に実装されるか、その配線の一部がＳＡＷ発振器１１の出力端子に接続されるか、又はＳＡＷ発振器１１と電磁結合する位置に配置される。これにより、発振器１３はＳＡＷ発振器１１と注入同期し、ＳＡＷ発振器１１の出力信号につられた周波数のローカル信号を発生する。ＳＡＷ発振器１１には、目標周波数を整数で除算した公称周波数で発振するものが用いられる。発振器１３は、目標周波数で共振するように調整されている。例えば、目標周波数が１０ＧＨｚであれば、公称周波数１ＧＨｚで共振するＳＡＷ発振器１１と１０ＧＨｚで共振するように調整された発振器１３とを組み合わせることで、ＳＡＷ発振ユニット１０を公称周波数１０ＧＨｚの発振器として動作させることができる。もちろん、公称周波数は目標周波数に対してシフトされていても、そのシフト周波数は補正部により補正することができる。そのため、目標周波数が１０．１ＧＨｚであっても、公称周波数１ＧＨｚのＳＡＷ発振器１１と１０ＧＨｚで共振するように調整された発振器１３とを組み合わせて使用することができる。発振器１３から出力される信号の位相雑音特性は、発振器１３に注入同期するＳＡＷ発振器１１の位相雑音特性に依存する。注入同期を積極的に活用することで、ＳＡＷ発振ユニット１０は発振器１３とＳＡＷ発振器１１との両方の特性を備える。また、図５のＳＡＷ発振ユニット１０は発振器１３に比べて構成がシンプルであり、位相雑音を劣化させる要因となる位相比較器等が不要となる。そのため、図５に示す構成によれば、ＳＡＷ発振ユニット１０の出力信号のスペクトル純度を、ＳＡＷ発振器１１の単体の出力信号のそれに比べて大きく劣化させることなく、例えば水晶発振器を用いたＰＬＬ回路の出力信号のそれに比べて高くすることができる。

図６は、ＳＡＷ発振器１１が、位相比較器１４、ループフィルタ１５、ＶＣＯ１６及び分周器１７とともにＳＡＷ発振ユニット１０を構成する例である。図６に示すＳＡＷ発振ユニット１０は、ＳＡＷ発振器１１を基準信号の発生源としたＰＬＬ回路である。ＳＡＷ発振器１１の基準信号とＶＣＯ１６から出力され分周器１７で分周された信号とが位相比較器１４に入力される。位相比較器１４は、これらの周波数差に応じたパルス信号を出力する。位相比較器１４から出力されたパルス信号は、ループフィルタ１５で直流電圧に変換され、ＶＣＯ１６に制御電圧として入力される。ＶＣＯ１６は入力された制御電圧に応じた周波数の信号を出力する。例えば、目標周波数が１０ＧＨｚ、ＳＡＷ発振器１１の公称周波数が１ＧＨｚであれば、１／１０の分周器１７を用いることで、ＳＡＷ発振ユニット１０を公称周波数１０ＧＨｚの発振器として動作させることができる。もちろん、ＳＡＷ発振ユニット１０の公称周波数が目標周波数に対してシフトされていても、そのシフト周波数を補正部により補正することができる。そのため、目標周波数が１０．１ＧＨｚであっても、公称周波数１ＧＨｚのＳＡＷ発振器１１を基準信号の発生源としたＰＬＬ回路を発振器として使用することができる。基準信号の発生源として水晶発振器よりも高い周波数で共振するＳＡＷ発振器１１を用いることで、例えば、分周器１７の分周比を小さくすることができる。また、ループフィルタ１５を省略することができるか、又は低いフィルタ性能のものにすることができる。つまり、図６に示すＳＡＷ発振ユニットは１０、水晶発振器を用いたＰＬＬ回路に比べて位相雑音の劣化要因となる位相比較器１４、ループフィルタ１５、分周器１７のそれぞれの影響を抑制し、その結果、そのスペクトル純度を、ＳＡＷ発振器１１の単体の出力信号のそれに比べて大きく劣化させることなく、例えば水晶発振器を用いたＰＬＬ回路の出力信号のそれに比べて高くすることができる。

また、本実施形態に係る無線受信回路において、第１ＡＤＣ４１はアンダーサンプリング方式によりローカル信号をデジタル信号に変換する。しかしながら、第１ＡＤＣ４１がナイキスト・サンプリング方式でローカル信号をデジタル信号に変換できるように無線受信回路を構成してもよい。図７は、本実施形態に係る無線受信回路の構成の他の第４例を示すブロック図である。図７に示すように、本実施形態に係る無線受信回路は、ダウンコンバート用の信号を発生する発振器１８と、ローカル信号に対してダウンコンバート用信号を乗算する第４乗算器１９とをさらに備える。第４乗算器１９は、第１ＡＤＣ４１の前段に配置され、ダウンコンバート用信号によりローカル信号をダウンコンバートする。第４乗算器１９により低い周波数帯にダウンコンバートされたローカル信号は第１ＡＤＣ４１に入力される。第１ＡＤＣ４１以降のデジタル信号処理は、誤差周波数を検出するために行われる。ローカル信号のスペクトル純度が高いため、誤差周波数検出部４２は直流成分も含めた全帯域を対象にデジタル信号処理を行うわけではなく、ダウンコンバート後のローカル信号の中心周波数に近い周波数成分のみに対して処理を行う。したがって、ダウンコンバート用信号は、中心周波数から離れた周波数において雑音が多くても支障がなく、ダウンコンバート用信号には高いスペクトル純度は要求されない。したがって、発振器１８には、ＰＬＬ回路等の任意の発振器を適用することができる。本実施形態に係る無線受信回路において、ローカル信号の周波数は数ＧＨｚ〜数十ＧＨｚに及ぶことが想定される。例えば、図３の無線受信回路において、周波数１０ＧＨｚのローカル信号をナイキスト・サンプリング方式でアナログ−デジタル変換するためには、第１ＡＤＣ４１には少なくとも２０ＧＨｚの高い処理性能が求められる。一方、図７の無線受信回路において、ローカル信号の周波数が１０ＧＨｚであっても、周波数が９．９ＧＨｚのダウンコンバート用信号でローカル信号を周波数が１００ＭＨｚの信号にダウンコンバートすることで、第１ＡＤＣ４１は少なくとも２００ＭＨｚ程度の処理性能を備えるものであれば、ナイキスト・サンプリング方式でローカル信号をデジタル信号に変換することができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

１１…ＳＡＷ発振器、２０…ＲＦ受信部、２１、２２…第１、第２乗算器、３０…ベースバンド処理部、３１…第２アナログーデジタル変換部、３２…復調部、４０…補正部、５０…アンテナ、６０…ＢＰＦ。

Claims (7)

1. アンテナによって受信した受信信号をシステムの入力データに変換する無線受信回路であって、
   発振周波数が制御不可である発振器と、
   前記受信信号に対して前記発振器から出力されたアナログローカル信号を乗算する第１乗算器と、
   前記アナログローカル信号をデジタルローカル信号に変換する第１アナログ−デジタル変換部と、
   前記デジタルローカル信号に基づいて、前記アナログローカル信号の周波数又はそれに応じた周波数の、基準周波数に対する誤差周波数を検出する誤差周波数検出部と、
   前記誤差周波数に応じた周波数の波形を示すデジタル補正信号を発生するデジタル補正信号発生部と、
   前記デジタル補正信号をアナログ補正信号に変換するデジタル−アナログ変換部と、
   前記第１乗算器の出力信号に前記アナログ補正信号を乗算する第２乗算器と、
   前記第２乗算器の出力信号をデジタル信号に変換する第２アナログ−デジタル変換部と、
   前記デジタル信号に変換された前記第２乗算器の出力信号を復調し前記入力データを発生する復調部と、
   を具備することを特徴とする無線受信回路。
2. 前記誤差周波数検出部は、
   前記基準周波数の波形を示すデジタル信号を発生するデジタル基準信号発生部と、
   前記デジタルローカル信号と前記デジタル基準信号発生部から出力されたデジタル信号とに基づいて、前記誤差周波数を計算する誤差周波数計算部とを有することを特徴とする請求項１記載の無線受信回路。
3. 前記受信信号を前記システムの入力データにダウンコンバートするために必要な目標周波数に対する前記発振器の発振周波数のシフト周波数を計算するシフト周波数計算部をさらに具備し、
   前記デジタル補正信号発生部は、前記誤差周波数と前記シフト周波数とに基づいて前記デジタル補正信号を発生することを特徴とする請求項１記載の無線受信回路。
4. 前記受信信号のドップラー周波数を検出するドップラー周波数検出部をさらに具備し、
   前記デジタル補正信号発生部は、前記誤差周波数と前記ドップラー周波数とに基づいて前記デジタル補正信号を発生することを特徴とする請求項１記載の無線受信回路。
5. 前記発振周波数が制御不可である発振器はＳＡＷ発振器であることを特徴とする請求項１記載の無線受信回路。
6. 請求項１記載の無線受信回路を備えることを特徴とする携帯型無線通信端末装置。
7. アンテナによって受信した受信信号をベースバンド処理部が処理可能なベースバンド信号に変換する受信用ＲＦフロントエンド回路であって、
   前記受信信号に対して発信周波数が制御不可である発振器から出力されたアナログローカル信号を乗算する第１乗算器と、
   前記アナログローカル信号をデジタルローカル信号に変換するアナログ−デジタル変換部と、
   前記デジタルローカル信号に基づいて、前記アナログローカル信号の周波数又はそれに応じた周波数の、基準周波数に対する誤差周波数を検出する誤差周波数検出部と、
   前記誤差周波数に応じた周波数の波形を示すデジタル補正信号を発生するデジタル補正信号発生部と、
   前記デジタル補正信号をアナログ補正信号に変換するデジタル−アナログ変換部と、
   前記第１乗算器の出力信号に前記アナログ補正信号を乗算し、前記ベースバンド信号を発生する第２乗算器と、を具備することを特徴とする受信用ＲＦフロントエンド回路。
   
   

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