JP2020167440A - 発振装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 スペクトル純度の高い発振信号を得ることにある。【解決手段】 本発明の一実施形態に係る発振装置１０は、発振周波数が制御不可である発振器１１と、発振器の出力信号の周波数を逓倍する逓倍器８５と、逓倍器の出力信号を分周する分周器８３と、逓倍器の出力信号に分周器の出力信号を合成する第１信号合成部８２と、発振器の公称周波数に対する発振器の出力信号の周波数の差を検出する誤差周波数検出部１２と、誤差周波数に基づいて補正信号を発生する補正信号発生部１４と、第１信号合成部の出力信号に、補正信号を合成する第２信号合成部１６とを具備する。【選択図】 図２６

Description

本発明の実施形態は発振装置に関する。

携帯電話やスマートフォン、モバイルルータといった、モバイル端末による無線通信による通信量は、端末装置の高機能化や、動画像ファイルや楽曲ファイル等の配信コンテンツの充実などが進み、年々増加し続けている。そういった需要に対応するために、無線通信技術の開発も進んでいる。現在は、第４世代（４Ｇ）の通信規格に対応した種々の端末装置や基地局設備の普及が進み、一般に広く利用されている。

上記のような無線通信端末装置においてアンテナによって送受信する信号は、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号と呼ばれる、高い周波数を持つ信号である。そして、ＲＦ信号を受信した際には、ＲＦフロントエンド回路にて、ローカル発振器の出力信号と乗算することでダウンコンバートを行い、ベースバンドと呼ばれる、通信によってやり取りする情報そのものを含む帯域へと変換する。また、情報の送信を行う場合には、ベースバンド信号をローカル発振器の出力信号と乗算することでアップコンバートし、ＲＦ信号としてアンテナより送信する。

ローカル発振器として一般的にはＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ−Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ、電圧制御発振器）などの発振器が用いられる。ＶＣＯとは、入力する制御電圧によって出力周波数の制御を行う発振回路である。そして、通常は位相同期回路によって制御電圧を生成し、ＶＣＯの出力信号の周波数に種々の要因によって生じる誤差を補正し、ローカル発振器として用いる。

例えば、特許文献１には、ＶＣＯの出力をＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）へと入力し、変換後のデジタルデータによる位相比較を行い、それに基づいたＶＣＯの制御電圧を出力する構成とすることにより、周波数の安定化を行う位相同期回路が記載されている。

第４世代以降の通信においては２５６ＱＡＭ（２５６ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの多値変調を使用するが、そのためにはローカル発振器の周波数を一定に保っておく必要がある。そのために、位相同期回路によるローカル発振器の周波数の安定化を行う。

また、上述した第４世代の通信規格においては、ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ、直交周波数分割多元接続）と呼ばれる、複数のサブキャリアを用いた通信を行うことで、周波数帯域の利用効率を高めている。高いスペクトル純度を持つローカル発振器を用いることで、サブキャリア間の干渉を防ぎ、より効率的に周波数帯域を利用して、通信の大容量化を図ることができる。

より高いスペクトル純度を持つ発振器としては、ＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）発振器が挙げられる。ＳＡＷ発振器についても、位相同期回路と組み合わせ、その出力周波数を安定化して利用される。ＳＡＷ発振器の周波数安定化には、バリキャップ（可変容量ダイオード）への印加電圧の調整による手法が主に用いられている。

また、無線通信の大容量化をするための技術として、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ ａｎｄ Ｍｕｌｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）が知られている。これは、無線通信に用いる送受信機の双方で、アンテナや変調器、復調器などによって構成される送受信系統を複数備え、それらを利用することにより、通信容量を大容量化するものである。

特開２０００−１３８５８１号公報

先に述べたように、現在の無線通信端末装置においては、ローカル発振器としてＶＣＯが一般的に用いられている。先に述べたように、通信の大容量化のための一つの手法として、ローカル発振器のスペクトル純度を高めることが挙げられるが、ＶＣＯのスペクトル純度を高めるには限界がある。ＳＡＷ発振器はＶＣＯよりも高いスペクトル純度を持つ発振器であるため、これをローカル発振器として用いることができるのならば、通信の大容量化を期待できる。しかし、ＳＡＷ発振器は外部衝撃や温度変動によって発振周波数が変動するという課題がある。携帯電話などのような無線通信装置に用いる場合には、先述したバリキャップによる周波数安定化では、周波数補正範囲を温度変動による周波数変動が逸脱してしまう場合には安定した出力周波数を得ることは不可能であるという問題があった。またＳＡＷ発振器は公称周波数が固定されていて、携帯電話端末のローカル発振器のような複数の周波数を発振させる用途には使用できないという問題があった。

そこで、本発明の目的の一つは、発振周波数が制御不可である発振器を用いた発振装置を提供することにある。発振周波数が制御不可である発振器としてＳＡＷ発振器を使用することを想定する。この発振装置は、発振周波数が制御不可である発振器から出力される信号の周波数を安定化し、それによりスペクトル純度の高い発振信号を発生する。

本発明の一実施形態に係る発振装置は、発振周波数が制御不可である発振器と、前記発振器の出力信号の周波数を逓倍する逓倍器と、前記逓倍器の出力信号を分周する分周器と、前記逓倍器の出力信号に前記分周器の出力信号を合成する第１信号合成部と、前記発振器の公称周波数に対する前記発振器の出力信号の周波数の差を検出する誤差周波数検出部と、前記誤差周波数に基づいて補正信号を発生する補正信号発生部と、前記第１信号合成部の出力信号に、前記補正信号を合成する第２信号合成部とを具備する。

本発明の一つの効果として、発振周波数が制御不可であるが、スペクトル純度の高い発振器の出力信号の周波数を安定化することができる。それにより、通信容量を大容量化することのできる無線送受信回路を提供することができる。

本発明の第１実施形態に係る発振装置の構成を示すブロック図である。 図１の誤差周波数検出部の構成を示すブロック図である。 図１の補正信号発生部の構成と信号合成部の構成とを示すブロック図である。 図１のＢＰＦ通過前の二次信号の周波数スペクトルの一例を示す図である。 図１のＢＰＦ通過後の二次信号の周波数スペクトルの一例を示す図である。 図１のＢＰＦ通過前の二次信号の周波数スペクトルの他の例を示す図である。 図１のＢＰＦ通過後の二次信号の周波数スペクトルの他の例を示す図である。 図１の二次信号発生部による誤差周波数補正処理を示すフローチャートである。 本発明の第２実施形態に係る無線送受信回路の構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態に係る無線送受信回路によるデータの受信処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の第２実施形態に係る無線送受信回路によるデータの送信処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の第３実施形態に係る無線送受信回路の構成を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態における誤差周波数の検出処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の第３実施形態に係る無線送受信回路によるデータの受信処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の第３実施形態に係る無線送受信回路によるデータの送信処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の第４実施形態に係る無線送受信回路の構成を示すブロック図である。 本発明の第４実施形態に係る無線送受信回路によるデータの受信処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の第４実施形態に係る無線送受信回路によるデータの送信処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の第５実施形態に係る発振装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態に係る発振装置の他の第１例の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態に係る発振装置の他の第２例の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態に係る発振装置の他の第３例の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態に係る発振装置の他の第４例の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態に係る発振装置の他の第５例の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態に係る発振装置の他の第６例の構成を示すブロック図である。 図２５の周波数シフト回路の構成を示すブロック図である。 図２６の発振装置の分数分周器に入力される信号と分数分周器から出力される信号との一例を示す図である。 図２６の発振装置の分数分周器から出力される信号の周波数スペクトルを示す図である。

（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。図１は、第１実施形態に係る発振装置１０の構成を示すブロック図である。図２は、図１の誤差周波数検出部１２の構成を示すブロック図である。図３は、図１の補正信号発生部１４と信号合成部１６の構成を示すブロック図である。

第１実施形態に係る発振装置１０は、発振周波数が制御不可である発振器１１と、発振器１１の発振信号ＬＳ１（以下、一次信号ともいう）を、一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１の所定周波数に対する差に応じて周波数変換し、二次信号ＬＳ２を発生する二次信号発生部２０とを有する。発振周波数が制御不可である発振器１１とは、電圧に応じて発振周波数を可変可能なＶＣＯ（Voltage-Controlled Oscillator：電圧制御発振器）等ではなく、典型的にはＳＡＷ発振器である。以下、発振周波数が制御不可な発振器１１はＳＡＷ発振器１１と記載する。なお、発振周波数が制御不可である発振器１１は、サファイア、ダイヤモンド等を振動子とする発振器であってもよい。

既に述べたように、ＳＡＷ発振器１１から出力される一次信号の周波数ｆ１は物理的な衝撃等の種々の要因により、予め決められているＳＡＷ発振器１１の固有の周波数ｆ０に対してその周波数ｆ０の０．０１％程度の範囲内で変動する（式（１））。ここでは、ＳＡＷ発振器１１の固有周波数（公称周波数）ｆ０に対する、ＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１の誤差周波数をｆ_ｅｒｒと表記する。理想的には、誤差周波数ｆ_ｅｒｒはゼロである。
ｆ１=ｆ０+ｆ_ｅｒｒ （１）
これに対して、式（２）に示すように、目標周波数ｆ_ｔｇｔは、固有周波数ｆ０に対して周波数ｆｓシフトした周波数である。周波数ｆｓ（以下、シフト周波数ｆｓともいう）は、好適にはＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号の周波数ｆ１の±５％程度の範囲から選択された周波数である。換言すると、ＳＡＷ発振器１１は、目標周波数ｆ_ｔｇｔが固有周波数ｆ０から固有周波数ｆ０の±５％程度の範囲に収まる発振器が使用される。なお、目標周波数ｆ_ｔｇｔは固有周波数ｆ０であってもよい。
ｆ_ｔｇｔ =ｆ０+ｆｓ （２）
二次信号発生部２０は、ＳＡＷ発振器１１の一次信号ＬＳ１に対してフィードフォワード処理を実行し、一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１又はそれに応じた周波数の基準周波数ｆ_ｒｅｆに対する誤差周波数ｆ_ｅｒｒを検出し、その誤差周波数ｆ_ｅｒｒに応じて一次信号ＬＳ１から目標周波数ｆ_ｔｇｔの二次信号ＬＳ２を発生する。

二次信号発生部２０は、一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１又はそれに応じた周波数の、ＳＡＷ発振器１１の固有周波数ｆ０に対する誤差周波数ｆ_ｅｒｒを検出する誤差周波数検出部１２、誤差周波数ｆ_ｅｒｒに応じた周波数の補正信号LScorを発生する補正信号発生部１４、一次信号ＬＳ１に補正信号LScorを合成する信号合成部１６、及び信号合成部１６の後段に設けられる、目標周波数ｆ_ｔｇｔを中心とした通過帯域を有するＢＰＦ１８を有する。誤差周波数検出部１２と補正信号発生部１４とは、デジタルシグナルプロセッサ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ：ＤＳＰ）等のデジタル信号処理を行うためのマイクロプロセッサに実装される。なお、ＤＳＰに代えてＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）などを用いるような構成としてもよい。ただし、発振装置１０は一次信号ＬＳ１に対するフィードフォワード処理がなされるため、誤差周波数検出部１２と補正信号発生部１４とには高速な処理が求められる。それに対応するためにＤＳＰを用いることが好ましい。

誤差周波数検出部１２は、アナログーデジタル変換部（ＡＤＣ）１２１、乗算器１２２、ＮＣＯ(Ｎｕｍｅｒｉｃａｌｌｙ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ)１２３、基準周波数出力部１２４、ローパスフィルタ(ＬＰＦ)１２５、及び誤差周波数演算部１２６を有する。誤差周波数検出部１２による誤差周波数ｆ_ｅｒｒの算出には、より具体的には、基準周波数ｆ_ｒｅｆのＮ倍（Ｎは任意の数）が固有周波数ｆ０となる、あるいは、基準周波数ｆ_ｒｅｆの周波数の１／Ｎが固有周波数ｆ０となる、といったように、基準周波数ｆ_ｒｅｆを利用する。

ＡＤＣ１２１は、ＳＡＷ発振器１１から出力される一次信号ＬＳ１をデジタル一次信号ＬＳ１´に変換する。なお、ＳＡＷ発振器１１の固有周波数ｆ０が後述の基準周波数ｆ_ｒｅｆより高いため、ＡＤＣ１２１はアンダーサンプリングにより一次信号ＬＳ１をデジタル一次信号ＬＳ１´に変換することを想定する。

基準周波数出力部１２４は、典型的には、基準周波数ｆ_ｒｅｆの波形を示すデジタル基準信号LSrefを発生する。デジタル基準信号ＬＳｒｅｆは、例えば水晶発振器の発振信号等をデジタル変換した信号である。基準周波数出力部１２４により発生されたデジタル基準信号ＬＳｒｅｆはＮＣＯ１２３に入力される。なお、先に述べたように、発振装置１０は、無線送受信回路において用いられるローカル信号を得ることを目的としている。そのため、発振装置１０の二次信号ＬＳ２の目標周波数ｆ_ｔｇｔは、数百メガヘルツから数ギガヘルツといった、高い周波数帯である。一方で、基準周波数ｆ_ｒｅｆは、目標周波数ｆ_ｔｇｔよりも低い、数十メガヘルツ程度でよい。数十メガヘルツ程度であれば、水晶発振器により基準周波数ｆ_ｒｅｆの発振信号を安定して出力することができる。

ＮＣＯ１２３は乗算器１２２とともに、ＡＤＣ１２１により変換されたデジタル一次信号ＬＳ１´に対してＰＬＬ回路を構成する。乗算器１２２は、デジタル一次信号ＬＳ１´に対してＮＣＯ１２３の出力信号を乗算する。乗算器１２２の出力信号は、ＮＣＯ１２３に帰還されるとともに、ＬＰＦ１２５を介して誤差周波数演算部１２６に入力される。これにより、ＮＣＯ１２３は、基準周波数ｆ_ｒｅｆにより動作し、デジタル一次信号ＬＳ１´の周波数と位相とを表す周波数信号を出力する。ＮＣＯ１２３は基準周波数ｆ_ｒｅｆにより動作し、発振器出力の周波数は基準周波数を元に検出される。

ＬＰＦ１２５は、乗算器１２２の出力信号に含まれる高い周波数のノイズを除去するか、又は減衰する。一般的に、ＰＬＬ回路のループ帯域はできるだけ広いほうが好ましい。ループ帯域が広いほどＮＣＯ１２３は忠実にＳＡＷ発振器１１の出力に追従するが、その一方で高いオフセット周波数にてノイズを生じる。従来の位相同期回路でも耐衝撃性を高めるためにループ帯域を広くすると高いオフセット周波数でノイズを生じる。ただし、従来の位相同期回路はフィードバック制御係であり、ＬＰＦ挿入により制御が不安定になるため、高いオフセット周波数のノイズを除去するためのＬＰＦを挿入することは難しい。

誤差周波数演算部１２６は、デジタル基準信号とデジタル一次信号とに基づいて、誤差周波数ｆ_ｅｒｒを演算する。具体的には、誤差周波数演算部１２６は、デジタル基準信号とデジタル一次信号に基づいて、一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１の値を特定し、固有周波数ｆ０の値に対して、特定した周波数の値を減算する。それにより、誤差周波数ｆ_ｅｒｒが演算される。式（３）に示すように、誤差周波数ｆ_ｅｒｒは、ＳＡＷ発振器１１の固有周波数ｆ０とＳＡＷ発振器１１から実際に出力された一次信号の周波数ｆ１との差である。
ｆ_ｅｒｒ=ｆ０−ｆ１ (３)
また、誤差周波数演算部１２６は、誤差周波数ｆ_ｅｒｒとシフト周波数ｆｓとに基づいて、補正周波数ｆ_ｃｏｒを演算する。なお、誤差周波数演算部１２６による補正周波数ｆ_ｃｏｒの演算処理は、後述の補正信号発生部１４にて行われてもよい。シフト周波数ｆｓは、目標周波数ｆ_ｔｇｔに対するＳＡＷ発振器１１の固有周波数ｆ０の周波数差を表す。式（４）に示すように、補正周波数ｆ_ｃｏｒは、誤差周波数ｆ_ｅｒｒとシフト周波数ｆｓとの和で表せる。補正周波数ｆ_ｃｏｒは、目標周波数ｆ_ｔｇｔに対するＳＡＷ発振器１１から実際に出力された一次信号ＬＳ１の周波数の周波数差を表す。誤差周波数ｆ_ｅｒｒは固有周波数ｆ０の０．０１％程度の範囲内であり、シフト周波数ｆｓは周波数ｆ０の５％程度の範囲内である。例えば、固有周波数ｆ０が１ギガヘルツ程度のとき、補正周波数ｆ_ｃｏｒは、数十メガヘルツ程度である。
ｆ_ｃｏｒ=ｆ_ｅｒｒ+ｆｓ=(ｆ０−ｆ１)+(ｆ_ｔｇｔ−ｆ０)=ｆ_ｔｇｔ−ｆ１ （４）
補正信号発生部１４は、基準周波数出力部１４１、デジタル補正信号発生部１４３及びデジタルーアナログ変換部（ＤＡＣ）１４５を有する。典型的には、補正信号発生部１４の基準周波数出力部１４１は、誤差周波数検出部１２の基準周波数出力部１２４と共用される。実際には、図２４に示すように、補正信号発生部１４の基準周波数出力部１４１と誤差周波数検出部１２の基準周波数出力部１２４とを共通化した基準周波数出力部１９が、誤差周波数検出部１２と補正信号発生部１４とが実装されるＤＳＰのクロック端子に接続される。基準周波数出力部１９で発生された基準周波数のデジタル基準信号（クロック）が、ＤＳＰに実装されている各構成要素に供給される。

デジタル補正信号発生部１４３は、誤差周波数ｆ_ｅｒｒに応じた周波数の波形を示すデジタル補正信号LScorを発生する。ＳＡＷ発振器１１の固有周波数ｆ０が目標周波数ｆ_ｔｇｔに対してシフトしている場合、デジタル補正信号発生部１４３は、誤差周波数ｆ_ｅｒｒとシフト周波数ｆｓとに基づいて計算された補正周波数ｆ_ｃｏｒの波形を示すデジタル補正信号LScorを発生する。ＤＡＣ１４５は、デジタル補正信号LScorをアナログ補正信号LScor´に変換する。

デジタル補正信号発生部１４３は、典型的にはＮＣＯからなる。デジタル補正信号発生部１４３は、基準周波数ｆ_ｒｅｆにより駆動し、補正周波数ｆ_ｃｏｒに応じたデジタル補正信号LScorを発生する。デジタル補正信号発生部１４３は、２つの出力端子を備える。デジタル補正信号発生部１４３は補正周波数ｆ_ｃｏｒに応じた、位相が９０度異なる２つの正弦波をそれぞれ示すデジタル補正信号LScor1、LScor2を出力する。

ＤＡＣ１４５は、ここでは２つのＤＡＣ１４６,１４７から構成される。ＤＡＣ１４６は、デジタル補正信号LScor1をアナログ補正信号LScor1´に変換する。ＤＡＣ１４７は、デジタル補正信号LScor2をアナログ補正信号LScor2´に変換する。

信号合成部１６は、９０度移相器１６１と乗算器１６３、１６５と加算器１６７とを有する。信号合成部１６は、典型的には直交変調器もしくはＩＱ変調器で構成される。９０度移相器１６１は、ＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１の位相を９０度変化させた一次信号ＬＳ１１を発生する。乗算器１６３は一次信号ＬＳ１に対してＤＡＣ１４６から出力されたアナログ補正信号LScor1´を乗算し、乗算信号ＬＳ２１を発生する。乗算器１６５は、位相が９０度変化された一次信号ＬＳ１１に対してＤＡＣ１４７から出力されたアナログ補正信号LScor2´を乗算し、乗算信号ＬＳ２２を発生する。加算器１６７は、乗算器１６３から出力された乗算信号ＬＳ２１と乗算器１６５から出力された乗算信号ＬＳ２２とを加算し、二次信号ＬＳ２を発生する。

例えば、デジタル補正信号発生部１４３により、位相０度のデジタル補正信号LScor1と、位相90度のデジタル補正信号LScor2とが発生されるよう設定したとき、信号合成部１６から出力された二次信号ＬＳ２は、図４に示すようなスペクトル分布を示す。すなわち信号合成部１６から出力された二次信号ＬＳ２の周波数ｆ２は、ＳＡＷ発振器１１の一次信号の周波数ｆ１よりも、補正周波数ｆ_ｃｏｒ分低い周波数にシフトされる。一方、デジタル補正信号発生部１４３により、位相９０度のデジタル補正信号LScor1と、位相０度のデジタル補正信号LScor2とが発生されるよう設定したとき、信号合成部１６から出力された二次信号ＬＳ２は、図６示すようなスペクトル分布を有する。すなわち信号合成部１６から出力された二次信号ＬＳ２の周波数ｆ２は、ＳＡＷ発振器１１の一次信号の周波数ｆ１よりも、補正周波数ｆ_ｃｏｒ分高い周波数にシフトされる。周波数ｆ２は、目標周波数ｆ_ｔｇｔに等価である。

二次信号ＬＳ２の周波数を一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１よりも高い周波数にシフトさせるか、又は一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１よりも低い周波数にシフトさせるかは、補正周波数ｆ_ｃｏｒの符号に従って選択される。補正周波数ｆ_ｃｏｒの符号が負のとき、デジタル補正信号発生部１４３から信号合成部１６にかけて実行される処理により、二次信号ＬＳ２の周波数ｆ２は、一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１よりも低い周波数にシフトされる。補正周波数ｆ_ｃｏｒの符号が正のとき、デジタル補正信号発生部１４３から信号合成部１６にかけて実行される処理により、二次信号ＬＳ２の周波数ｆ２は一次信号の周波数ｆ１よりも高い周波数にシフトされる。

なお、図４、図６に示すように、信号合成部（ＩＱ変調器）１６の製造誤差等により、信号合成部１６から目標周波数ｆ_ｔｇｔ（＝ｆ２）以外の周波数の意図しない信号成分が出力される。周波数ｆ１の信号は、ＳＡＷ発振器１１のローカルリーク信号である。周波数ｆ１を挟んで目標周波数ｆ_ｔｇｔ（＝ｆ２）の反対に洗われる信号は、信号合成部１６から出力されるイメージ信号である。これらはＳＡＷ発振器１１のスペクトル純度を劣化させる要因となる。そのため、これらの信号成分を減衰させるために、信号合成部１６の後段にはＢＰＦ１８が設けられる。ＢＰＦ１８は、目標周波数ｆ_ｔｇｔの信号成分を通過させ、目標周波数ｆ_ｔｇｔ以外の他の周波数の信号成分を減衰させるための性能を備える。これにより、図４に示すような周波数スペクトル分布を有する二次信号ＬＳ２は、ＢＰＦ１８を通過させることで、図５に示すような周波数スペクトル分布を示す。同様に、図６に示すような周波数スペクトル分布を有する二次信号ＬＳ２は、ＢＰＦ１８を通過させることで、図７に示すような周波数スペクトル分布を示す。

第１実施形態のように、固有周波数ｆ０を目標周波数ｆ_ｔｇｔに対して周波数シフトさせたＳＡＷ発振器１１を用い、補正周波数ｆ_ｃｏｒを数十メガヘルツ程度と大きくすることで、二次信号ＬＳ２の周波数ｆ２（目標周波数ｆ_ｔｇｔ）をローカルリーク信号の周波数とイメージ信号の周波数とに対して離間させ、これにより誘電体共振タイプのバンドパスフィルタで容易にローカルリークとイメージ周波数を除去できる。

なお、ローカルリーク信号の信号強度とイメージ信号の信号強度とが二次信号ＬＳ２の信号強度に対して十分小さい場合や、ローカルリーク信号の周波数とイメージ信号の周波数とが二次信号ＬＳ２の周波数ｆ２に対して十分離間されているような場合など、信号合成部１６から発生されるローカルリーク信号とイメージ信号とを無視してもよい場合は、ＢＰＦ１８は省略することができる。

図８は、二次信号発生部２０によるＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１の補正処理を示すフローチャートである。ＡＤＣ１２１により、ＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１がデジタル一次信号ＬＳ１´に変換される（Ｓ１１）。デジタル一次信号ＬＳ１´と基準周波数信号LSrefとに基づいて、誤差周波数ｆ_ｅｒｒが検出される（Ｓ１２）。誤差周波数ｆ_ｅｒｒに応じた、具体的には誤差周波数ｆ_ｅｒｒとシフト周波数ｆｓとに基づいて計算された補正周波数ｆ_ｃｏｒの波形を示すデジタル補正信号LScorがデジタル補正信号発生部１４３により発生される（Ｓ１３）。ＤＡＣ１４５により、デジタル補正信号LScorがアナログ補正信号LScor´に変換される（Ｓ１４）。信号合成部１６により、ＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１に対して、アナログ補正信号LScor´が合成される（Ｓ１５）。Ｓ１５の処理の結果、二次信号発生部２０により、ＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１から二次信号ＬＳ２が発生される。二次信号ＬＳ２は、目標周波数ｆ_ｔｇｔを持つものとなる。

以上のようにして、第１実施形態に係る発振装置１０は、ＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１に補正周波数ｆ_ｃｏｒの補正信号を合成し、それにより目標周波数ｆ_ｔｇｔを持つ二次信号ＬＳ２を出力することができる。第１実施形態に係る二次信号発生部２０による処理により、ＳＡＷ発振器１１のもつスペクトル純度を活かしながら周波数を安定化させることができる。

また、第１実施形態係る発振装置１０の二次信号発生部２０は、ＳＡＷ発振器１１のような周波数を意図して可変させることが困難な発振器の発振周波数を、シフト周波数ｆｓを変化させることで、意図して可変することを実現する回路といえる。その周波数可変幅が大きいとき、ＳＡＷ発振器１１の発振信号のスペクトル純度が補正信号発生部１４で発生される補正信号により悪化する。そのため、シフト周波数ｆｓは、発振器の固有周波数の±５％程度の範囲が適用である。しかしながら、シフト周波数ｆｓは、この範囲内でしか可変させてはいけない訳ではなく、ＳＡＷ発振器１１のスペクトル純度を劣化させてもよいのであれば、上記範囲よりも大きく可変させることができる。

（第２実施形態）
第２実施形態は、第１実施形態に係る発振装置１０を組み込んだ無線送受信回路に関する。第２実施形態に係る無線送受信回路は、発振装置１０により発生された二次信号とベースバンド出力信号とを乗算し、送信信号を生成し、発振装置１０により発生された二次信号と受信信号とを乗算しベースバンド入力信号を生成する。

図９は、第２実施形態に係る無線送受信回路の構成を示すブロック図である。第２実施形態に係る無線送受信回路はアンテナ７０とＲＦフロントエンド回路３０とベースバンド処理部４０とを備える。ＲＦフロントエンド回路３０は、アンテナ７０によって受信した受信信号ＲＳ_ｒｃｖをベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎに変換する。また、ＲＦフロントエンド回路３０は、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔをアンテナ７０によって送信する送信信号ＲＳ_ｓｎｄに変換する。ベースバンド処理部４０は、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎを復調しシステム７１への入力データＤ_ｉｎを生成する。また、ベースバンド処理部４０は、システム７１から出力された出力データＤ_ｏｕｔを変調し、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔを生成する。

ＲＦフロントエンド回路３０は、一次信号を出力するＳＡＷ発振器１１と、一次信号ＬＳ１から二次信号ＬＳ２を発生する二次信号発生部２０と、アンテナ７０による送受信を切り替える送受信切り替えスイッチ３９と、受信信号ＲＳ_ｒｃｖより必要な周波数帯の信号を抽出するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３１と、ＢＰＦ３１通過後の受信信号ＲＳ_ｒｃｖに対して二次信号ＬＳ２ｎを乗算し、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎを生成する乗算器３３と、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎをデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換部（ＡＤＣ）３５と、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔをアナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換部（ＤＡＣ）３４と、二次信号ＬＳ２とアナログ信号に変換されたベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔとを乗算し、送信信号ＲＳ_ｓｎｄを生成する乗算器３２とを有する。なお、第１実施形態で説明したように、二次信号ＬＳ２の周波数ｆ２は目標周波数ｆ_ｔｇｔに等価である。

ベースバンド処理部４０は、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎを復調し、システム７１への入力データＤ_ｉｎを出力する復調部４１と、システム７１からの出力データＤ_ｏｕｔを変調し、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔを出力する変調部４２とを有する。システム７１は、無線通信によるデータの送受信を要求する、任意のシステムである。例えば、第２実施形態に係る無線送受信回路を携帯電話やスマートフォン端末などに用いる場合には、システム７１は、ＯＳ（Ｏｐｅｒａｔｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ、基本ソフトウェア）による入出力や、それを介した種々のアプリケーションプログラムであり得る。あるいは、第２実施形態に係る無線送受信回路を携帯電話等の基地局に用いる場合には、それを管理するシステムであり得る。

図１０は、第２実施形態に係る無線送受信回路によるＲＦ信号の受信処理の手順を示すフローチャートである。図１０では、アンテナ７０により受信した受信信号ＲＳ_ｒｃｖを復調し、入力データＤ_ｉｎを得るまでの処理手順が記されている。受信信号ＲＳ_ｒｃｖにＢＰＦ３１を適用することにより、受信信号ＲＳ_ｒｃｖより必要な周波数帯の信号のみが抽出される（Ｓ２１）。乗算器３３によってＢＰＦ３１通過後の受信信号ＲＳ_ｒｃｖに対して二次信号ＬＳ２が乗算され、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎが生成される（Ｓ２２）。ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎがデジタル信号に変換される（Ｓ２３）。ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎが復調され、システム７１への入力データＤ_ｉｎが生成される（Ｓ２４）。以上のようにして、第２実施形態に係る無線送受信回路によって、受信信号ＲＳ_ｒｃｖの復調処理が行われ、システム７１への入力データＤ_ｉｎを得ることができる。

図１１は、第２実施形態に係る無線送受信回路によるＲＦ信号の送信処理の手順を示すフローチャートである。図１１では、システム７１の出力データＤ_ｏｕｔを変調し、送信信号ＲＳ_ｓｎｄを得るまでの処理手順が記されている。システム７１から出力された出力データＤ_ｏｕｔが変調され、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔが生成される（Ｓ３１）。ＤＡＣ３４によってベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔがアナログ信号に変換される（Ｓ３２）。アナログ信号へと変換されたベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔと、発振装置１０から出力された二次信号ＬＳ２とが乗算器３２により乗算され、アンテナ７０からの送信信号ＲＳ_ｓｎｄが生成される（Ｓ３３）。以上のようにして、第２実施形態に係る無線送受信回路によって、システム７１からの出力データＤ_ｏｕｔの変調処理が行われ、送信信号ＲＳ_ｓｎｄを得ることができる。なお、図１０の受信処理と、図１１に示す送信処理は、送受信切り替えスイッチ３９を切り替えることによってそれぞれ行うことができる。

無線送受信回路において、受信信号をベースバンド入力信号にダウンコンバートするために受信信号に対して乗算されるローカル信号のスペクトル純度が低い場合、ダウンコンバートによりビットエラー率が上がってしまう。同様に、ベースバンド出力信号を送信信号にアップコンバートするためにベースバンド出力信号に対して乗算されるローカル信号のスペクトル純度が低い場合、アップコンバートによりビットエラー率が上がってしまう。第２実施形態に係る無線送受信回路のように、第１実施形態に係る発振装置１０をローカル信号の発生源として用いることで、スペクトル純度が高く、周波数が安定したローカル信号によりアップコンバート／ダウンコンバート処理を行うことができるため、アップコンバート／ダウンコンバート処理が要因となるビットエラー率の低下を抑えられる。

（第３実施形態）
第３実施形態に係る無線送受信回路は第２実施形態に係る無線送受信回路の回路構成の規模を縮小したものである。図１２は、第３実施形態に係る無線送受信回路の構成を示すブロック図である。なお、同実施形態において、第２実施形態と基本的に同一の構成要素については、同一符号を付してその説明を簡略化する。第３実施形態に係る無線送受信回路は、アンテナ７０とＲＦフロントエンド回路５０とベースバンド処理部６０とを備える。ＲＦフロントエンド回路５０は、ＳＡＷ発振器１１と、送受信切り替えスイッチ３９と、ＢＰＦ３１と、乗算器３３と、ＡＤＣ３５と、ＤＡＣ３４と、乗算器３２とを有する。ベースバンド処理部６０は復調部４１と変調部４２とを有する。ＲＦフロントエンド回路５０は、第２実施形態のＲＦフロントエンド回路３０と同様に動作する。ベースバンド処理部６０は、第２実施形態のベースバンド処理部４０と同様に動作する。

第３実施形態に係る無線送受信回路において、第２実施形態に係る無線送受信回路の二次信号発生部２０の機能がベースバンド処理部６０に組み込まれている。ベースバンド処理部６０は、ＳＡＷ発振器１１の固有周波数ｆ０とＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１との誤差である、誤差周波数ｆ_ｅｒｒを検出する誤差周波数検出部４３と、誤差周波数ｆ_ｅｒｒとシフト周波数ｆｓとに基づいて計算された補正周波数ｆ_ｃｏｒに応じたデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒを生成するデジタル補正信号発生部４５と、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎに対してデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒを合成するデジタル信号合成部４６と、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔにデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒを合成するデジタル信号合成部４７とを備える。デジタル信号合成部４６、４７は、第１実施形態の信号合成部１６をデジタル演算で実現したものであり、乗算器とフィルタとで構成される。

式（５）、（６）に示すように、デジタル信号合成部４６により、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎに対してデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒが乗算された信号には、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎの周波数とデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒの周波数との差で表される周波数成分と和で表される周波数成分との２つの周波数成分が含まれる。２つの周波数成分のうち一方が、フィルタにより除去されるか、又は信号レベルが低下される。
ＢＳ_ｉｎ−ＬＳ_ｃｏｒ （５）
ＢＳ_ｉｎ＋ＬＳ_ｃｏｒ （６）
デジタル信号合成部４７は、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔの周波数を補正周波数ｆ_ｃｏｒだけ低い周波数にシフトさせるか、又は補正周波数ｆ_ｃｏｒだけ高い周波数にシフトさせる。これにより、ＲＦフロントエンド回路５０において、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔに対して一次信号ＬＳ１を乗算した際に、誤差周波数ｆ_ｅｒｒが補正され、さらに必要であればシフト周波数が補正された送信信号ＲＳ_ｓｎｄを得ることができる。

図１３は、第３実施形態に係る無線送受信回路による誤差検出処理の手順を示すフローチャートである。図１３のフローチャートでは、ＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１と固有周波数ｆ０との間に発生する誤差を検出する手順を記している。誤差周波数検出部４３により、ＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号ＬＳ１がデジタル変換される（Ｓ４１）。誤差周波数検出部４３により、目標周波数ｆ_ｔｇｔに対するデジタル信号に変換された一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１の周波数差ｆ_ｃｏｒが検出される（Ｓ４２）。周波数差ｆ_ｃｏｒが補正信号の周波数（補正周波数）となる。デジタル補正信号発生部４５により、周波数差ｆ_ｃｏｒに応じた周波数の正弦波を示すデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒが生成される（Ｓ４３）。なお、第３実施形態に係る無線送受信回路による誤差検出処理は、第１実施形態に係る発振装置１０の二次信号発生部２０により、一次信号からデジタル補正信号を生成するまでの処理と同様である。このようにして生成したデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒは、後に説明する復調処理及び変調処理における補正処理に利用する。

図１４は、第３実施形態に係る無線送受信回路によるＲＦ信号の受信処理の手順を示すフローチャートである。図１４では、アンテナ７０により受信した受信信号ＲＳ_ｒｃｖを復調し、入力データＤ_ｉｎを得るまでの処理手順が記されている。受信信号ＲＳ_ｒｃｖにＢＰＦ３１を適用することにより、受信信号ＲＳ_ｒｃｖより必要な周波数帯の信号のみが抽出される（Ｓ５１）。乗算器３３によってＢＰＦ適用後の受信信号ＲＳ_ｒｃｖと一次信号ＬＳ１とが合成され、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎが生成される（Ｓ５２）。なお、一次信号ＬＳ１を受信信号ＲＳ_ｒｃｖのダウンコンバートに用いているため、この時点においては、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎには、一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１と目標周波数ｆ_ｔｇｔとの間に生じる誤差成分が含まれている。ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎがデジタル信号に変換される（Ｓ５３）。デジタル信号合成部４６により、デジタル信号に変換されたベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎとデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒとが合成される（Ｓ５４）。これにより、一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１と目標周波数ｆ_ｔｇｔとの間に生じる誤差成分が補正される。デジタル信号合成部４６から出力されたデジタル信号が復調部４１により復調され、システム７１への入力データＤ_ｉｎが生成される（Ｓ５５）。

図１５は、第３実施形態に係る無線送受信回路によるＲＦ信号の送信処理の手順を示すフローチャートである。図１５では、システム７１の出力データＤ_ｏｕｔを変調し、送信信号ＲＳ_ｓｎｄを得るまでの処理手順が記されている。システム７１から出力された出力データＤ_ｏｕｔが変調され、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔが生成される（Ｓ６１）。なお、この時点においては、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔには、一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１と目標周波数ｆ_ｔｇｔとの間の誤差周波数が含まれていない。デジタル信号合成部４７により、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔとデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒとが合成される（Ｓ６２）。これにより、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔに誤差周波数に応じた補正信号が含められる。具体的には、一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１が目標周波数ｆ_ｔｇｔよりも小さかった場合（ｆ_ｔｇｔ＞ｆ１）には、デジタル信号合成部４７の乗算処理により、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔの周波数は補正周波数ｆ_ｃｏｒだけ高い周波数にシフトされる。一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１が目標周波数ｆ_ｔｇｔよりも大きかった場合（ｆ_ｔｇｔ＜ｆ１）には、デジタル信号合成部４７の乗算処理により、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔの周波数は補正周波数ｆ_ｃｏｒだけ低い周波数にシフトされる。

ＤＡＣ３４によってベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔがアナログ信号に変換される（Ｓ６３）。アナログ信号へと変換されたベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔに対して一次信号ＬＳ１が乗算器３２により乗算され、アンテナ７０からの送信信号ＲＳ_ｓｎｄが生成される（Ｓ６４）。一次信号ＬＳ１に含まれる誤差周波数が、ステップＳ６２においてベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔに含められたデジタル補正信号により補正され、送信信号ＲＳ_ｓｎｄは誤差の影響を受けないものとなる。なお、図１４の受信処理と、図１５に示す送信処理は、送受信切り替えスイッチ３９を切り替えることによってそれぞれ行うことができる。

第３実施形態に係る無線送受信回路は、二次信号発生部２０の機能をベースバンド処理部６０に組み込んだ構成であっても、第２実施形態に係る無線送受信回路と同様の効果を得られる。第３実施形態に係る無線送受信回路は、第２実施形態に係る無線送受信回路に用いられた発振装置１０のアナログ処理部とデジタル処理部とを分離し、それぞれをＲＦフロントエンド回路５０とベースバンド処理部６０とに組み込んだ。このような構成にすることで、発振装置１０においてデジタル補正信号をアナログ信号に変換するＤＡＣと、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔをアナログ信号に変換するためのＤＡＣとを単一のＤＡＣで兼用させることができる。それにより、第３実施形態に係る無線送受信回路は、第２実施形態に比べて、回路の小規模化や省電力化ができる。

また、ベースバンド処理部６０はＤＳＰによって実現され、デジタル演算を行う。そのため、ベースバンド処理部６０内に誤差補正用のデジタル信号合成部４６、４７などの機能の追加を、ＤＳＰ内の論理的な処理ブロックの追加によって簡単に実現できる。そのため、アナログ素子としての乗算器などを追加する場合と比較して、回路規模や消費電力、生産コストの増加を抑えることができる。さらに、乗算器３２、３３、ＡＤＣ３５、ＤＡＣ３４、復調部４１、変調部４２、誤差周波数検出部４３などを単一のＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ、集積回路）として構成すれば、無線送受信回路を更に小規模化することができる。なお、第３実施形態に係る無線送受信回路は携帯電話やスマートフォン端末などのような端末装置から、携帯電話等の基地局のような設備まで、種々の無線通信機器に用いることができる。

（第４実施形態）
第４実施形態に係る無線送受信回路は、２系統の送受信回路を備え、ＭＩＭＯ技術に対応する。
図１６は、第４実施形態に係る無線送受信回路を示すブロック図である。なお第４実施形態において、第２、第３実施形態と基本的に同一の構成要素については、同一符号を付してその説明を簡略化する。図１６に示すように、第４実施形態に係る無線送受信回路は、無線信号の送受信を行う２つのアンテナ４００、５００と、ＲＦフロントエンド回路２００と、ベースバンド処理部３００とを有する。ＲＦフロントエンド回路２００は、アンテナ４００，５００で受信した受信信号ＲＳ_ｒｃｖ１、ＲＳ_ｒｃｖ２をベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎ１、ＢＳ_ｉｎ２にそれぞれ変換する。また、ＲＦフロントエンド回路２００は、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔ１、ＢＳ_ｏｕｔ２をアンテナ４００、５００によって送信する送信信号ＲＳ_ｓｎｄ１、ＲＳ_ｓｎｄ２にそれぞれ変換する。ベースバンド処理部３００は、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎ１、ＢＳ_ｉｎ２を復調し、それぞれのデータを統合することによりシステム６００への入力データＤ_ｉｎを生成する。ベースバンド処理部３００は、システム６００から出力された出力データＤ_ｏｕｔを分割し、分割したそれぞれのデータを変調することにより、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔ１、ＢＳ_ｏｕｔ２を生成する。

ＲＦフロントエンド回路２００において、ＳＡＷ発振器２１０は第１、第２送受信系統で共用される。ＲＦフロントエンド回路２００の第１送受信系統は、アンテナ４００による送受信を切り替える送受信切り替えスイッチ２０１と、受信信号ＲＳ_ｒｃｖ１より必要な周波数帯の信号を抽出するＢＰＦ２７１と、ＢＰＦ２７１通過後の受信信号ＲＳ_ｒｃｖ１に対してＳＡＷ発振器２１０から出力された一次信号ＬＳ１を乗算し、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎ１を出力する乗算器２３１と、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎ１をデジタル信号に変換するＡＤＣ２５１と、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔ１をアナログ信号に変換するＤＡＣ２６１と、アナログ信号に変換されたベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔ１に対して一次信号ＬＳ_ｏｕｔを乗算する乗算器２４１とを有する。

同様に、ＲＦフロントエンド回路２００の第２送受信系統は、アンテナ５００による送受信を切り替える送受信切り替えスイッチ２０２と、受信信号ＲＳ_ｒｃｖ２より必要な周波数帯の信号を抽出するＢＰＦ２７２と、ＢＰＦ２７２通過後の受信信号ＲＳ_ｒｃｖ２に対して一次信号ＬＳ１を乗算し、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎ２を出力する乗算器２３２と、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎ２をデジタル信号に変換するＡＤＣ２５２と、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔ２をアナログ信号に変換するＤＡＣ２６２と、アナログ信号に変換されたベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔ２に対して一次信号ＬＳ１を乗算する乗算器２４２とを有する。

ベースバンド処理部３００において、デジタル補正信号を生成するための誤差周波数検出部３３０とデジタル補正信号発生部３４０とは、第１、第２送受信系統で共用される。誤差周波数検出部３３０は、ＳＡＷ発振器２１０の固有周波数ｆ０に対する一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１の周波数誤差である、誤差周波数ｆ_ｅｒｒを検出し、さらに誤差周波数ｆ_ｅｒｒにシフト周波数を加算して補正周波数ｆ_ｃｏｒを算出する。デジタル補正信号発生部３４０は、補正周波数ｆ_ｃｏｒに応じた周波数の波形を示すデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒを生成する。生成されたデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒは、後に説明する復調処理及び変調処理における補正処理に利用される。

具体的には、ベースバンド処理部３００の第１送受信系統は、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎ１を復調し、入力データＤ_ｉｎ１を生成する復調部３１１と、出力データＤ_ｏｕｔ１を変調し、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔ１を生成する変調部３２１と、デジタル信号に変換されたベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎ１にデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒを合成するデジタル信号合成部３６１と、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔ１にデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒを合成するデジタル信号合成部３７１とを有する。

同様に、ベースバンド処理部３００の第２送受信系統は、ベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎ２を復調し、入力データＤ_ｉｎ２を生成する復調部３１２と、出力データＤ_ｏｕｔ２を変調し、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔ２を生成する変調部３２２と、デジタル信号に変換されたベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎ２にデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒを合成するデジタル信号合成部３６２と、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔ２にデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒを合成するデジタル信号合成部３７２とを有する。

ベースバンド処理部３００は、アンテナ４００、５００によって発生した混信による影響を取り除くために、復調部３１１、３１２によって復調された入力データＤ_ｉｎ１、Ｄ_ｉｎ２の入力を受け付け、それぞれの入力データから混信データを分離する混信データ分離部３８０と、混信データ分離部３８０から出力された混信による影響を排した入力データＤ_ｉｎ１、Ｄ_ｉｎ２を統合し、システム６００への入力データＤ_ｉｎを生成するデータ統合部３９０と、システム６００からの出力データＤ_ｏｕｔを２つの出力データＤ_ｏｕｔ１、Ｄ_ｏｕｔ２に分割するデータ分割部３１０とを有する。

第４実施形態では、第３実施形態と同様に、ＲＦフロントエンド回路２００でＳＡＷ発振器２１０から出力される一次信号ＬＳ１の周波数を補正しない。目標周波数ｆ_ｔｇｔに対する一次信号ＬＳ１の周波数の周波数差を補正するデジタル補正信号ＬＳｃｏｒは、ベースバンド処理部３００内において、復調処理前の信号と変調処理後の信号とにそれぞれ合成される。したがって、受信処理においては、一次信号の周波数を補正するための補正信号が、受信信号に対して一次信号が乗算され、ダウンコンバートされた後のベースバンド信号に対して乗算される。一方、送信処理においては、一次信号の周波数を補正するための補正信号が、一次信号が乗算され、アップコンバートされる前のベースバンド出力信号に対して乗算される。

図１７は、第４実施形態に係る無線送受信回路のＲＦ信号の受信処理の手順を示すフローチャートである。図１７では、アンテナ４００，５００でＲＦ信号を受信し、受信信号ＲＳ_ｒｃｖ１、ＲＳ_ｒｃｖ２を復調し、復調した受信信号ＲＳ_ｒｃｖ１、ＲＳ_ｒｃｖ２を統合し、入力データＤ_ｉｎを得るまでの手順が記されている。

第１送受信系統により、アンテナ４００によって受信した受信信号ＲＳ_ｒｃｖ１が入力データＤ_ｉｎ１に復調される（Ｓ７１）。ステップＳ７１の受信処理は、第３実施形態の図１６を参照して説明した処理と同様の処理を、ＢＰＦ２７１、乗算器２３１、ＡＤＣ２５１、デジタル信号合成部３６１、復調部３１１を用いて行うものである。なお、ここでの復調処理は、図１４を参照して説明したように、ベースバンド処理部３００に入力されたベースバンド入力信号ＢＳ_ｉｎ１とデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒとを乗算した後に行われる。これにより、ＳＡＷ発振器２１０から出力された一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１と目標周波数ｆ_ｔｇｔとの誤差に影響されず、入力データＤ_ｉｎ１を生成することができる。

第２送受信系統により、アンテナ５００によって受信した受信信号ＲＳ_ｒｃｖ２が入力データＤ_ｉｎ２に復調される（Ｓ７２）。この処理は、ステップＳ７１の処理を、ＢＰＦ２７２、乗算器２３２、ＡＤＣ２５２、デジタル信号合成部３６２、復調部３１２を用いて行うものである。
入力データＤ_ｉｎ１、入力データＤ_ｉｎ２が混信データ分離部３８０にそれぞれ入力され、アンテナ４００、５００による混信の影響が排される（Ｓ７３）。混信データ分離部３８０から出力された混信の影響が排された入力データＤ_ｉｎ１、入力データＤ_ｉｎ２がデータ統合部３９０により統合され、システム６００への入力データＤ_ｉｎが生成される（Ｓ７４）。生成された入力データＤ_ｉｎはシステム６００に入力される。

図１８は、第４実施形態に係る無線送受信回路によるＲＦ信号の送信処理の手順を示すフローチャートである。図１８では、システム６００から出力された出力データＤ_ｏｕｔを分割、変調し、送信信号ＲＳ_ｓｎｄ１、ＲＳ_ｓｎｄ２を得るまでの手順が記されている。

データ分割部３１０により、システム６００から出力された出力データＤ_ｏｕｔが第１送受信系統より出力するための出力データＤ_ｏｕｔ１と、第２送受信系統より出力するための出力データＤ_ｏｕｔ２へと分割される（Ｓ８１）。第１送受信系統により、出力データＤ_ｏｕｔ１が送信信号ＲＳ_ｓｎｄ１に変調される（Ｓ８２）。ステップＳ８２の送信処理は、第３実施形態で図１５を参照して説明した処理と同様の処理を、変調部３２１、デジタル信号合成部３７１、ＤＡＣ２６１、乗算器２４１を用いて行うものである。なお、ここでの変調処理においては、図１５を参照して説明したように、変調部３２２によって出力データＤ_ｏｕｔ２が変調された後に、その変調後の出力データＤ_ｏｕｔ２とデジタル補正信号ＬＳ_ｃｏｒとを乗算することによって、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔに予め一次信号ＬＳ１の周波数ｆ１を補正する補正信号成分を含めておく。これにより、ベースバンド出力信号ＢＳ_ｏｕｔとローカル発振器の出力としての一次信号ＬＳ１とを乗算した際に、誤差周波数を補正した上で、必要であれば周波数をシフトさせることができる。

第２送受信系統により、出力データＤ_ｏｕｔ２が送信信号ＲＳ_ｏｕｔ２に変調される（Ｓ８３）。ステップＳ８３は、ステップＳ８２の処理が、変調部３２２、デジタル信号合成部３７２、ＤＡＣ２６２、乗算器２４２を用いて行われるものである。図１７の受信処理と図１８の送信処理は、送受信切り替えスイッチ２０１，２０２を切り替えることによってそれぞれ行うことができる。

以上のように、第４実施形態に係る無線送受信回路を用いることにより、ＳＡＷ発振器の高いスペクトル純度を用いることによる通信の大容量化に加え、複数の送受信系統を用いることによる通信の大容量化を図ることができる。第４実施形態においては２つの送受信系統を有する構成を例示したが、無線送受信回路が更に多くの送受信系統を備える構成としてもよい。これにより、通信容量をより大容量にすることができる。なお、第４実施形態に係る無線送受信回路は携帯電話やスマートフォン端末などのような端末装置から、携帯電話等の基地局のような設備まで、種々の無線通信機器に用いることができる。また、変調部３２１、３２２において位相の制御を行い、アンテナ４００、５００から電波を送信する方向や距離などを制御する、ビームフォーミングが可能な構成としてもよい。このような構成とすれば、第４実施形態に係る無線送受信回路を携帯電話等の基地局設備に適用した場合にも、より効果的に電波を搬送することができる。

（第５実施形態）
第１実施形態に係る発振装置１０では、目標周波数ｆ_ｔｇｔと周波数が異なる固有周波数ｆ０のＳＡＷ発振器１１を用いることができる。目標周波数ｆ_ｔｇｔと周波数が異なる固有周波数ｆ０のＳＡＷ発振器１１を用いることで、目標周波数ｆ_ｔｇｔのＳＡＷ発振器１１を用いる場合に比べて、補正周波数fcorを意図的に大きくし、一次信号ＬＳ１と補正信号LScorとの合成後の二次信号ＬＳ２に含まれるローカルリーク信号の周波数とイメージ信号の周波数とを目標周波数ｆ_ｔｇｔから離間させることができる。それにより、二次信号にローカルリーク信号とイメージ信号とが含まれた状態であっても、二次信号ＬＳ２の周波数スペクトルの純度の劣化を抑制することができる。また、安価なＢＰＦ１８でも、二次信号ＬＳ２からローカルリーク信号とイメージ信号とを除去することが期待できる。このように、あえて目標周波数ｆ_ｔｇｔと周波数が異なる固有周波数ｆ０のＳＡＷ発振器１１を用いることで、安価なＢＰＦ１８を使用でき、又はＢＰＦ１８を省略することができる。

しかしながら、第１実施形態に係る発振装置１０は、目標周波数ｆ_ｔｇｔを可変可能なローカル発振器として使用することもできる。発振器から出力される信号の周波数と固有周波数との間の誤差を補正しなくてもよい場合、例えばそれほど高いスペクトル純度の発振信号が要求されない場合であれば、第１実施形態に係る発振装置１０の構成は簡略化されてもよい。

図１９は、第５実施形態に係る発振装置９１０の構成を示すブロック図である。第５実施形態に係る発振装置９１０は、発振周波数が制御不可である発振器９１１と二次信号発生部９２０とを有する。ここでは、発振周波数が制御不可である発振器９１１はＳＡＷ発振器とする。ＳＡＷ発振器９１１は一次信号を出力する。二次信号発生部９２０は、ＳＡＷ発振器９１１から出力された一次信号から二次信号を発生する。二次信号の周波数は、一次信号のそれとは異なる。

二次信号発生部９２０は、チャンネル信号出力部９１４と信号合成部９１６とを有する。チャンネル信号出力部９１４は、周波数の異なる複数のチャンネル信号を選択的に出力する。チャンネル信号出力部９１４は、第１実施形態の補正信号発生部１４と同様の構成を備える。すなわち、チャンネル信号出力部９１４は、ＣＰＵ等のシステムから指示されたチャンネルに応じた周波数とＳＡＷ発振器９１１の固有周波数との間の周波数差を示すデジタルチャンネル信号を生成し、生成したデジタルチャンネル信号をアナログチャンネル信号に変換する。信号合成部９１６は、ＳＡＷ発振器９１１から出力された一次信号とチャンネル信号出力部９１４から出力されたアナログチャンネル信号とを合成し、二次信号を発生する。信号合成部９１６により発生された二次信号の周波数は、システムから指示されたチャンネルに対応する周波数を有する。

以上説明した第５実施形態に係る発振装置９１０により、発振周波数が制御不可であった発振器、例えばＳＡＷ発振器から出力される信号の周波数を意図した周波数にシフトすることができる。

なお、本実施形態において、スペクトル純度の高い信号を出力するＳＡＷ発振器１１の特性を活かすために、シフト周波数ｆｓは固有周波数ｆ０の５％以内が理想的である。目標周波数ｆ_ｔｇｔがＳＡＷ発振器１１の固有周波数ｆ０の２倍、３倍・・であるとき、シフト周波数ｆｓが固有周波数ｆ０の５％よりも大きく、補正信号が支配的になってしまい、発振装置１０から出力された二次信号のスペクトル純度が、発振装置１０内のＳＡＷ発振器１１から出力された一次信号のスペクトル純度に比べて大きく低下してしまう。しかしながら、目標周波数ｆ_ｔｇｔが固有周波数ｆ０に対して大きく離間している場合であっても、ＳＡＷ発振器１１を含めたＳＡＷ発振ユニットを以下のように構成することで、ＳＡＷ発振器１１の特性を大きく劣化させることなく、かつ安定した周波数の出力信号を出力する発振装置１０を提供することができる。

図２０、図２１、図２２は、第１実施形態に係る発振装置の構成の他の第１、第２、第３例をそれぞれ示すブロック図である。もちろん、図２０、図２１，図２２の構成は、他の実施形態に対してもそれぞれ適用することができる。

図２０は、ＳＡＷ発振器１１が逓倍器５１とともにＳＡＷ発振ユニットを構成する例である。逓倍器５１は入力信号の周波数を逓倍率αで逓倍した周波数の出力信号を出力する。図２０に示すように、逓倍器５１は、図１の発振装置１０のＳＡＷ発振器１１の後段に配置され、ＳＡＷ発振器１１の出力信号の周波数を逓倍率αで逓倍して出力する。例えば、目標周波数ｆ_ｔｇｔが１０ＧＨｚ、ＳＡＷ発振器１１の固有周波数ｆ０が１ＧＨｚであれば、１０倍の逓倍器５１を用いることで、ＳＡＷ発振ユニットを固有周波数が１０ＧＨｚの発振器として動作させることができる。もちろん、ＳＡＷ発振ユニットの固有周波数は目標周波数ｆ_ｔｇｔに対してシフトされていても、そのシフト周波数は二次信号発生部２０により補正することができる。そのため、目標周波数ｆ_ｔｇｔが１０．１ＧＨｚであっても、固有周波数ｆ０が１ＧＨｚのＳＡＷ発振器１１と逓倍率αが１０倍の逓倍器５１とを組み合わせて使用することができる。ＳＡＷ発振ユニットの出力信号のスペクトル純度は逓倍器５１の逓倍率の増加に伴って劣化してしまう。しかしながら、逓倍器５１に入力される信号（ＳＡＷ発振器１１の出力信号）のスペクトル純度が高い。そのため、図２０に示す構成によれば、ＳＡＷ発振ユニットの出力信号のスペクトル純度を、ＳＡＷ発振器１１の出力信号のそれに比べて大きく劣化させることなく、例えば水晶発振器を用いたＰＬＬ回路の出力信号のそれに比べて高くすることができる。

図２１は、ＳＡＷ発振器１１がＳＡＷ発振器１１と注入同期するＶＣＯ５２とともにＳＡＷ発振ユニットを構成する例である。図２１に示すように、ＶＣＯ５２は、図１の発振装置１０のＳＡＷ発振器１１の後段に配置される。具体的には、ＶＣＯ５２はＳＡＷ発振器１１が実装された基板上に実装されるか、その配線の一部がＳＡＷ発振器１１の出力端子に接続されるか、又はＳＡＷ発振器１１と電磁結合する位置に配置される。これにより、ＶＣＯ５２はＳＡＷ発振器１１と注入同期し、ＳＡＷ発振器１１の出力信号につられた周波数の一次信号を発生する。ＳＡＷ発振器１１には、目標周波数ｆ_ｔｇｔをＮ（整数）で除算した固有周波数ｆ０で発振するものが用いられる。ＶＣＯ５２は、目標周波数ｆ_ｔｇｔで共振するように調整されている。例えば、目標周波数ｆ_ｔｇｔが１０ＧＨｚであれば、１ＧＨｚで共振するＳＡＷ発振器１１と１０ＧＨｚで共振するように調整されたＶＣＯ５２とを組み合わせることで、ＳＡＷ発振ユニットを固有周波数が１０ＧＨｚの発振器として動作させることができる。もちろん、固有周波数ｆ０は目標周波数ｆ_ｔｇｔに対してシフトされていても、そのシフト周波数は二次信号発生部２０により補正することができる。そのため、目標周波数ｆ_ｔｇｔが１０．１ＧＨｚであっても、固有周波数ｆ０が１ＧＨｚのＳＡＷ発振器１１と１０ＧＨｚで共振するように調整されたＶＣＯ５２とを組み合わせて使用することができる。ＶＣＯ５２から出力される信号の位相雑音特性は、ＳＡＷ発振器１１の位相雑音特性に依存する。注入同期を積極的に活用することで、ＳＡＷ発振ユニットはＶＣＯ５２とＳＡＷ発振器１１との両方の特性を備える。また、図２１のＳＡＷ発振ユニットはＰＬＬ回路に比べて構成がシンプルであり、位相雑音を劣化させる要因となる位相比較器等が不要となる。そのため、図２１に示す構成によれば、ＳＡＷ発振ユニットの出力信号のスペクトル純度を、ＳＡＷ発振器１１の出力信号のそれに比べて大きく劣化させることなく、例えば水晶発振器を用いたＰＬＬ回路の出力信号のそれに比べて高くすることができる。

図２２は、ＳＡＷ発振器１１が、位相比較器５３、ループフィルタ５４、ＶＣＯ５５及び分周器５６とともにＳＡＷ発振ユニットを構成する例である。図２２に示すＳＡＷ発振ユニットは、ＳＡＷ発振器１１を基準信号の発生源としたＰＬＬ発振回路である。ＳＡＷ発振器１１の基準信号とＶＣＯ５５から出力され分周器５６で分周された信号とが位相比較器５３に入力され、これらの周波数差に応じたパルス信号がループフィルタ５４に入力される。位相比較器５３から出力されたパルス信号は、ループフィルタ５４で直流電圧に変換され、ＶＣＯ５５に制御電圧として入力される。ＶＣＯ５５は入力された制御電圧に応じた周波数の信号を出力する。例えば、目標周波数ｆ_ｔｇｔが１０ＧＨｚ、ＳＡＷ発振器１１の固有周波数ｆ０が１ＧＨｚであれば、１／１０の分周器５６を用いることで、ＳＡＷ発振ユニットを固有周波数１０ＧＨｚの発振器として動作させることができる。もちろん、ＳＡＷ発振ユニットの固有周波数が目標周波数ｆ_ｔｇｔに対してシフトされていても、そのシフト周波数を二次信号発生部２０により補正することができる。そのため、目標周波数ｆ_ｔｇｔが１０．１ＧＨｚであっても、固有周波数ｆ０が１ＧＨｚのＳＡＷ発振器１１を基準信号の発生源としたＰＬＬ回路を発振器として使用することができる。基準信号の発生源として水晶発振器よりも高い周波数で共振するＳＡＷ発振器１１を用いることで、例えば、分周器５６の分周比を小さくすることができる。また、ループフィルタ５４を省略することができるか、又は低いフィルタ性能のものにすることができる。つまり、図２２に示すＳＡＷ発振ユニットは、水晶発振器を用いたＰＬＬ回路に比べて位相雑音の劣化要因となる位相比較器５３、ループフィルタ５４、分周器５６のそれぞれの影響を抑制し、その結果、そのスペクトル純度を、ＳＡＷ発振器１１の出力信号のそれに比べて大きく劣化させることなく、例えば水晶発振器を用いたＰＬＬ回路の出力信号のそれに比べて高くすることができる。

また、本実施形態に係る発振装置１０において、ＡＤＣ１２１はアンダーサンプリング方式により一次信号をデジタル信号に変換する。しかしながら、ＡＤＣ１２１がナイキスト・サンプリング方式で一次信号をデジタル信号に変換できるように発振装置１０を構成してもよい。図２３は、本発明の第１実施形態に係る発振装置の構成の他の第４例を示すブロック図である。図２３に示すように、発振装置１０はダウンコンバート用の信号を発生する発振器５７と、一次信号に対してダウンコンバート用信号を乗算する第３乗算器５８とをさらに備える。第３乗算器５８は、ＡＤＣ１２１の前段に配置され、一次信号をダウンコンバートする。第３乗算器５８により低い周波数帯にダウンコンバートされた一次信号はＡＤＣ１２１に入力される。ＡＤＣ１２１以降のデジタル信号処理は、誤差周波数を検出するために行われる。一次信号のスペクトル純度が高いため、誤差周波数検出部１２は直流成分も含めた全帯域を対象にデジタル信号処理を行うわけではなく、ダウンコンバート後の一次信号の中心周波数に近い周波数成分のみに対して処理を行う。したがって、ダウンコンバート用信号は、中心周波数から離れた周波数において雑音が多くても支障がない。すなわち、ダウンコンバート用信号には高いスペクトル純度は要求されない。したがって、発振器５７には、ＰＬＬ回路等の任意の発振器を適用することができる。本実施形態に係る発振装置１０において、一次信号の周波数は数ＧＨｚ〜数十ＧＨｚに及ぶことが想定される。例えば、図２の発振装置１０において、周波数１０ＧＨｚの一次信号をナイキスト・サンプリング方式でアナログ−デジタル変換するためには、ＡＤＣ１２１には少なくとも２０ＧＨｚの高い処理性能が求められる。一方、図２３の発振装置１０において、一次信号の周波数が１０ＧＨｚであっても、周波数が９．９ＧＨｚのダウンコンバート用信号で一次信号を周波数が１００ＭＨｚの信号にダウンコンバートすることで、ＡＤＣ１２１は少なくとも２００ＭＨｚ程度の処理性能を備えるものであれば、ナイキスト・サンプリング方式で一次信号をデジタル信号に変換することができる。これにより、図２に示す構成に比べて、発振器と乗算器とが追加部品として必要となるが、アパーチャタイムの優れたＡＤＣを使用する必要がなくなるため、コスト的に優位になるかもしれない。また、アンダーサンプリング方式では処理が困難である信号、例えば、ＳＡＷ発振器と他の信号とを同時に取り込んでＡＤＣを共用したい場合など広い周波数帯域を持っている信号を処理対象とする場合は、図２の構成に比べて図２３の構成は優位である。

なお、発振装置１０により発生される信号の周波数の周波数シフトの範囲を広げ、且つそのシフト範囲における周波数分解能を向上させるために、図２５に示すように発振装置１０を構成することができる。図２５は、第１実施形態に係る発振装置１０の他の第６例の構成を示すブロック図である。図２６は、図２５の発振装置１０の周波数シフト部８０を示すブロック図である。図２７は、第１、第２分数分周器８３１，８３２に入力される信号と第１、第２分数分周器８３１，８３２各々から出力される信号との一例を示す図である。図２８は、第１、第２分数分周器８３１，８３２各々から出力される信号の周波数スペクトルを示す図である。

図２５に示すように、第６変形例に係る発振装置１０は、図２に示す発振装置１０における、ＳＡＷ発振器１１の後段の分岐ノードと信号合成部１６との間に、周波数シフト部８０を介在して構成される。既に説明したように、図２に示す発振装置１０は、ＳＡＷ発振器１１の出力信号に含まれる誤差周波数を誤差周波数検出部１２で検出し、検出した誤差周波数に応じた補正信号を補正信号発生部１４により発生され、これにより、ＳＡＷ発振器１１の出力信号に含まれる誤差周波数を補正することができる。補正信号発生部１４により発生される補正信号に、ＳＡＷ発振器１１の出力周波数をＳＡＷ発振器１１の公称周波数の５％の範囲で周波数をシフトさせる信号を含めることができる。図２に示す発振装置１０の出力信号の周波数シフト範囲は、例えば、公称周波数が１ＧＨｚであれば、１ＧＨｚ±５０ＭＨｚ程度であり、決して広いとは言えない。しかしながら、補正信号はＮＣＯにより発生されるため、その周波数分解能は高い。

一方、後述の周波数シフト部８０は、ＳＡＷ発振器１１の出力信号の周波数を（Ｎ±２×Ｆ／Ｍ）倍した周波数の信号を出力することができる。変数Ｎ，変数Ｆ及び変数Ｍは、いずれも整数である。そのため、周波数シフト部８０の出力信号の周波数をシフト可能な範囲は広い。しかしながら、周波数シフト部８０の出力信号の周波数分解能は変数Ｍに依存し、例えば、ＳＡＷ発振器１１の出力信号の周波数が１ＧＨｚ、変数Ｍが１００であれば、周波数シフト部８０の出力信号の周波数分解能は１０ＭＨｚであり、決して高くない。このように、図２に示す、周波数シフト範囲は広くはないが、周波数分解能の高い発振装置１０に、周波数シフト範囲は広いが、周波数分解能の低い周波数シフト部８０を組み込むことにより、周波数シフトの範囲を広くし、且つその範囲内における周波数分解能を高くすることができる。

周波数シフト部８０は、複数の逓倍器８５（２逓倍器８５−２、・・・・、ｎ逓倍器８５−ｎ）と、選択部８１と、信号合成部８２と、分周器８３とを有する。
複数の逓倍器８５は、ＳＡＷ発振器１１の出力信号の周波数を逓倍する。
分周器８３は、複数の逓倍器８５のうち一、典型的には逓倍率が２の２逓倍器８５−２の出力信号を所定の分周比（Ｆ／Ｍ）で分周する。具体的には、分周器８３は、第１、第２分数分周器８３１，８３２からなる。第１、第２分数分周器８３１，８３２は、入力したＳＡＷ発振器１１の出力信号の周波数ｆ１を２逓倍した周波数ｆ１×２を分周比（Ｆ／Ｍ）で分周した周波数（ｆ１×２×Ｆ／Ｍ）の信号をそれぞれ発生する。第１、第２分数分周器８３１、８３２は、第２分数分周器８３２の出力信号の位相が、第１分数分周器８３１の出力信号の位相に対して略９０度シフトするように設定される。

例えば、分周比が２／９に設定されているとする。図２７（ａ）に示すように、第１、第２分数分周器８３１，８３２に入力される信号の９クロック分の時間長が第１、第２分数分周器８３１、８３２の出力信号の周波数の２周期の時間長に対応する。したがって、入力信号の１クロックが位相８０度に対応する。分周比が２／９であるため、第１、第２分数分周器８３１，８３２は図２７の（ｂ）、（ｃ）に示す信号をそれぞれ出力する。第１、第２分数分周器８３１、８３２の出力信号は、図２８に示すように、周波数ｆ１×４／９を有する。図２７（ｂ）、（ｃ）に示すように、第２分数分周器８３２の出力信号は、第１分数分周器８３１の出力信号に対して、入力信号の１クロック分、つまり位相が８０度遅延される。

なお、分周比Ｆ／Ｍは、所定の条件の範囲内において、任意に設定することができる。具体的には、変数Ｆは、変数Ｍより小さい。また、分周比Ｆ／Ｍが１／４より小さい範囲で、変数Ｆ、Ｍは設定される。これは、第１、第２分数分周器８３１，８３２のそれぞれの出力信号の位相差を９０度確保する必要であるためである。変数Ｍが大きいほど、周波数シフト部８０の出力信号の周波数分解能を向上させることができる。一方で、分周器８３は、その入力信号の周波数を変数Ｍで除算した周波数の間隔でスプリアスを発生する。したがって、変数Ｍが大きいほど、分周器８３により発生されるスプリアスの周波数が中心周波数に接近する。このスプリアスは、後段のＢＰＦ１８で除去することができる。しかしながら、中心周波数にスプリアスが接近しすぎていると、スプリアスの除去が困難となるか、又はＢＰＦ１８の性能を向上せざるを得ない。そのため、変数Ｍは、分周器８３に入力される信号の周波数に応じて、その上限値が決められる。例えば、スプリアスが発生する周波数間隔が数１０ＭＨｚ以上となるように、分周器８３に入力される信号の周波数が２ＧＨｚであれば、変数Ｍの上限値は１００程度まで許容する。

選択部８１は、複数の逓倍器８５のうち一の逓倍器を選択的に信号合成部８２に接続する。
信号合成部８２は、逓倍器８５の出力信号に分周器８３の出力信号を合成する。信号合成部８２の出力信号は後段の信号合成部１６に入力される。信号合成部８２は、乗算器８２３，８２５と、加算器８２７とを有する。信号合成部８２は、既に説明した信号合成部１６と同様に構成され、動作する。

例えば、図２６に示すように、信号合成部８２は、逓倍率がｎのｎ逓倍器８５−ｎに接続され、分周器８３は逓倍率が２の２逓倍器８５−２に接続され、分周器８３の分周比が（２／９）であるとき、信号合成部８２には、ｎ逓倍器８５−ｎにより発生された周波数ｆ１×ｎの信号と、分周器８３により発生された周波数ｆ１×４／９の信号とが入力される。これにより、信号合成部８２は、周波数がｆ１×ｎ±ｆ１×４／９の信号を発生する。信号合成部８２の出力信号は、信号合成部１６に入力される。なお、信号合成部８２の出力信号には、ＳＡＷ発振器１１の公称周波数に対するＳＡＷ発振器１１の出力信号の周波数の差の影響が含まれる。信号合成部１６は、信号合成部８２の出力信号に対して補正信号を合成する。これにより、信号合成部８２の出力信号に含まれる誤差周波数の影響が除去される。

以上説明した周波数シフト部８０は、ＳＡＷ発振器１１の出力信号の周波数ｆ１を（Ｎ±２×Ｆ／Ｍ）倍した周波数の信号を出力することができる。変数Ｎは、信号合成部８２に接続される逓倍器の逓倍率に対応する。したがって、逓倍率の異なる複数の逓倍器を用意することで、周波数のシフト範囲を拡大することができる。また、分周比Ｆ／Ｍは少なくとも１／４未満にする必要がある。そのため、ＳＡＷ発振器１１の出力信号の周波数ｆ１を２逓倍する２逓倍器８５−２を分周器８３に接続することで、分周器８３による周波数のシフト範囲を最大で±ｆ１×１／２にすることができる。これにより、周波数シフト部８０の出力信号の周波数を、その周波数シフト範囲において、周波数分解能で連続的に変化させることができる。しかしながら、周波数シフト範囲でシフト可能な周波数の抜けを許容するのであれば、逓倍器を介さずに、分周器８３をＳＡＷ発振器１１に接続してもよい。この周波数シフト部８０を、図２に示す発振装置１０に組み込むことで、周波数シフト範囲が広く、且つ周波数分解能が高い発振装置を提供することができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

１０…発振装置、１１…ＳＡＷ発振器、１２…誤差周波数検出部、１４…補正信号発生部、１４３…デジタル補正信号発生部、１４６，１４７…ＤＡＣ、１６…信号合成部、１６１…９０度移相器、１６３，１６５…乗算器、１６７…加算器、１８…ＢＰＦ、８０…周波数シフト部、８１…選択部、８２…信号合成部、８２１…９０度移相器、８２３，８２５…乗算器、８２７…加算器、８３…分周器、８３１，８３２…分数分周器、８５…逓倍器。

Claims (5)

1. 発振周波数が制御不可である発振器と、 前記発振器の出力信号の周波数を逓倍する逓倍器と、 前記逓倍器の出力信号を分周する分周器と、 前記逓倍器の出力信号に前記分周器の出力信号を合成する第１信号合成部と、 前記発振器の公称周波数に対する前記発振器の出力信号の周波数の誤差周波数を検出する誤差周波数検出部と、 前記誤差周波数に基づいて補正信号を発生する補正信号発生部と、 前記第１信号合成部の出力信号に、前記補正信号を合成する第２信号合成部とを具備することを特徴とする発振装置。
2. 前記逓倍器と逓倍率の異なる他の逓倍器と、 前記逓倍器と前記他の逓倍器とのいずれか一方を選択的に前記第１信号合成部に接続する選択部とをさらに備えることを特徴とする請求項１記載の発振装置。
3. 前記逓倍器の逓倍率が２であることを特徴とする請求項２記載の発振装置。
4. 発振周波数が制御不可である発振器と、 前記発振器の出力信号の周波数を逓倍する複数の逓倍器と、 前記複数の逓倍器のうち一の逓倍器の出力信号を分周する分周器と、 前記逓倍器の出力信号に前記分周器の出力信号を合成する第１信号合成部と、 前記複数の逓倍器のうち他の逓倍器を選択的に前記第１信号合成部に接続する選択部と、 前記発振器の公称周波数に対する前記発振器の出力信号の周波数の誤差周波数を検出する誤差周波数検出部と、 前記誤差周波数に基づいて補正信号を発生する補正信号発生部と、 前記第１信号合成部の出力信号に、前記補正信号を合成する第２信号合成部とを具備することを特徴とする発振装置。
5. 前記分周器は分数分周器であることを特徴とする請求項１又は請求項４に記載の発振装置。
   

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