JP2003179513A - 復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＩＳＤＢ−Ｔ変調信号の部分受信を行う復調
装置において、ＶＨＦからＵＨＦまでの広帯域な受信を
可能とし、かつ、受信セグメント位置によらずイメージ
除去性能を劣化させない選択度の高い復調装置を実現す
る。 【解決手段】 ミキサ６３とＰＬＬ６４を用いて、受信
信号に対して受信周波数帯域よりも高い第１の中間周波
数に周波数変換する。次にミキサ６７，６８及び移相器
７０で構成される直交ミキサを用いて、ミキサ６３の出
力をベースバンド帯の第２の中間周波数に周波数変換す
る。このとき、受信セグメント位置に応じて直交ミキサ
に供給するＰＬＬ６４の局部発振信号の周波数を、第１
の中間周波数の上側か下側かに切換制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、地上ディジタル放
送における復調装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の復調装置として、特許文献１に記
載されたものがある。以下、図面を参照してこの発明に
関連する従来技術を説明する。図１４は特許文献１に記
載された第１の従来例の復調装置の構成図である。この
復調装置はＩＳＤＢ−Ｔ受信機として用いられ、アンテ
ナ１、ＲＦアンプ２、ミキサ７，８、ＰＬＬ９、分周器
１０、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１１，１２、移相器
１３，１４、加算器１５、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）
１６、ベースバンドアンプ（ＢＢアンプ）１７、ＬＰＦ
１８、ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）１９、ＯＦＤＭ復調器
２０、トランスポートストリーム出力端子（ＴＳ出力端
子）２１を含んで構成される。

【０００３】アンテナ１にはＩＳＤＢ−Ｔ信号が入力さ
れる。ＩＳＤＢ−Ｔは２００３年から日本国内で放送が
開始される予定の地上デジタル放送の規格である。ＵＨ
Ｆ帯では、帯域幅４２９ｋＨｚのセグメントを１３個連
結してＯＦＤＭ変調し、このＯＦＤＭ信号を６ＭＨｚの
帯域で伝送するＴＶ放送が予定されている。従来の家庭
のＴＶに置き換わる据置型の受信機では、この１３セグ
メント全体を受信し、ハイビジョンの放送サービス等を
享受できる。またこの１３セグメントの中心１セグメン
トのみを部分受信することも可能な伝送方式となってい
る。この場合、簡易な構成の携帯受信機向けのサービス
が可能となる。

【０００４】一方、ＶＨＦ帯では、同様に帯域幅４２９
ｋＨｚのセグメントを８個又は１２個連結してＯＦＤＭ
変調し、この信号をそれぞれ４ＭＨｚ又は６ＭＨｚの帯
域で伝送する音声放送が予定されている。音声放送は各
セグメントが独立のサービスとなっている。この場合の
仕様では、任意のセグメントを１個切り出して部分受信
するようになっている。ＴＶと同様に簡易な構成の携帯
受信機向けのサービスが可能となる。

【０００５】図１４の構成を有する復調装置は、上記の
ＴＶ放送や音声放送の１セグメントの部分受信を行うも
のである。アンテナ１で受信したＩＳＤＢ−Ｔ信号は、
ＲＦアンプ２で増幅されて、ミキサ７，８で構成される
直交ミキサに入力される。ＰＬＬ９では所定の周波数の
発振信号が生成され、この発振信号が分周器１０に供給
される。分周器１０は、部分受信したいセグメントの中
心周波数よりも例えば５００ｋＨｚだけ高く、かつ位相
が互いに90°異なる２つの信号に分周する。この分周信
号はミキサ７、８に局部発振信号として供給される。

【０００６】分周器１０では、分周動作により90°の位
相差を高精度に得るために、４分周方式が用いられる。
中心周波数ｆRFのセグメントを受信する場合、ＰＬＬ９
の発振周波数は、４×（ｆRF＋５００ｋＨｚ）となる。
ＰＬＬ９の発振周波数範囲は２分周を利用すると狭くで
きる。この分周方法は、必要な周波数の２倍の周波数の
平衡信号を生成し、この正相，逆相の信号を２分周する
ことにより、90°の位相差を有する信号を生成するもの
である。この分周方法は４分周に比べると直交精度は劣
る。この場合、ＰＬＬ９の発振周波数は、２×（ｆRF＋
５００ｋＨｚ）となる。こうして、ミキサ回路７、８は
受信信号を位相が互いに90°異なる２つの中間周波信号
に変換する。こうして互いに直交するＩ軸及びＱ軸の５
００ｋＨｚの中間周波信号が生成される。

【０００７】そして、ミキサ７、８からの中間周波信号
がＬＰＦ１１，１２を通じて移相器１３、１４に供給さ
れる。移相器１３はミキサ７の出力であるＩ軸の中間周
波信号をφだけ移相する。移相器１４はミキサ８の出力
であるＱ軸の中間周波信号を（φ＋90°）だけ移相す
る。この移相後の中間周波信号は加算器１５に供給され
る。加算器１５は移相器１３の出力と移相器１４の出力
とを加算することにより、イメージ信号成分を相殺し、
希望波信号成分だけを有する中間周波信号を出力する。

【０００８】ここで復調装置で重要な機能を発揮する直
交ミキサ及びイメージ除去ミキサについて説明をしてお
く。図１５及び図１６はイメージ除去ミキサの構成を示
す機能ブロック図である。図１５は下側波キャンセルを
行う場合の機能ブロック図であり、図１６は上側波キャ
ンセルを行う場合の機能ブロック図である。

【０００９】図１５に示すイメージ除去ミキサ３０Ａ
は、第１のミキサ３１ａ、第２のミキサ３１ｂ、局部発
振器３２、第１の移相器３３、第１のローパスフィルタ
（ＬＰＦ）３４ａ、第２のＬＰＦ３４ｂ、第２の移相器
３５Ａ、加算器３６を含んで構成される。角周波数ｐの
入力信号で、角周波数ωの信号を振幅変調すると、変調
信号として cos（ω−ｐ）ｔの成分と、cos ωｔの成分
と、cos （ω＋ｐ）ｔの成分とが得られる。cos （ω＋
ｐ）ｔを上側波と呼び、cos （ω−ｐ）ｔを下側波と呼
ぶ。但しω＞ｐとする。

【００１０】局部発振器３２はcos ωｔの基準信号を発
振する。移相器３３はcos ωｔを入力し、cos ωｔを出
力すると共に、位相が90°異なるsin ωｔを出力する。
イメージ除去ミキサ３０ＡにＶin＝cos （ω−ｐ）ｔ＋
cos ωｔ＋cos （ω＋ｐ）ｔが入力されると、ミキサ３
１ａはＶinにcos ωｔを乗算する。ＬＰＦ３４ａは乗算
信号の高域成分を除去し、周波数ｐ以下の成分を通過さ
せる。この結果、下側波cos （ω−ｐ）ｔに対し、cos
ｐｔが抽出され、上側波cos （ω＋ｐ）ｔに対し、cos
ｐｔが抽出される。

【００１１】ミキサ３１ｂはＶinにsin ωｔを乗算す
る。ＬＰＦ３４ｂは乗算信号の高域成分を除去し、周波
数ｐ以下の成分を通過させる。この結果、下側波cos
（ω−ｐ）ｔに対し、sin ｐｔが抽出され、上側波cos
（ω＋ｐ）ｔに対し、−sin ｐｔが抽出される。移相器
３５ＡはＬＰＦ３４ｂの出力sin ｐｔ、−sin ｐｔに対
して位相を夫々90°進め、−cos ｐｔ、＋cos ｐｔに変
換する。加算器３６は下側波の変換成分が入力される
と、＋cos ｐｔと−cos ｐｔとを加算し、ＤＣ成分のみ
を出力する。また加算器３６は上側波の変換成分が入力
されると、＋cos ｐｔと＋cos ｐｔとを加算し、２cos
ｐｔの信号を出力する。こうして下側波がキャンセルさ
れ、上側波の成分のみが残留する。従って図１５の回路
は下側波キャンセルのイメージ除去ミキサとなる。

【００１２】図１６に示すイメージ除去ミキサ３０Ｂ
は、図１５の移相器３５Ａを移相器３５Ｂに置き換え、
90°位相を遅らせるようにしたものであり、その他の構
成要素は図１５と同一である。この場合、上側波キャン
セルのイメージ除去ミキサが得られる。図１５又は図１
６において、第１のミキサ３１ａ、第２のミキサ３１
ｂ、局部発振器３２、第１の移相器３３で構成される回
路を直交ミキサと呼ぶ。

【００１３】図１７は在来のＶＨＦ帯において、アナロ
グＴＶ信号が放送されているチャンネルと、アナログＴ
Ｖ信号が放送されていない空きチャンネルとを示すスペ
クトル図である。タブーチャンネル等の空きチャンネル
に、ＯＦＤＭ変調や他の変調方式からなる地上波デジタ
ル放送を提供する場合、デジタル放送のチャンネルの上
隣接周波数帯又は下隣接周波数帯に、在来のアナログＴ
Ｖ信号が位置することになる。図１７（ａ）は地上デジ
タル音声放送の上側セグメントを受信する場合を示し、
図１７（ｂ）は下側セグメントを受信する場合を示す。

【００１４】上記したＰＬＬ９の周波数設定の例は、図
１７（ｂ）に相当し、分周器１０の出力が周波数変換の
局部発振周波数ｆLOである。この場合のイメージ除去動
作は局部発振周波数の上側の周波数成分を抑圧するとし
ている。イメージ除去型でない通常のミキサでの周波数
変換では、局部発振周波数の上側５００ｋＨｚの値（ｆ
LO＋５００ｋＨｚ）と、下側５００ｋＨｚの値（ｆLO−
５００ｋＨｚ）に位置する周波数成分は、共に５００ｋ
Ｈｚの中間周波数に変換される。このような周波数変換
では互いに妨害が生じるため、周波数変換前にフィルタ
で不要な側の周波数成分を除去しておく必要がある。イ
メージ除去型ミキサは、このような周波数変換前のフィ
ルタを不要とする長所がある。しかし、分周器１０で生
成する２つの局部発振信号の直交誤差や、移相器１３，
１４の間の直交誤差や、加算器１５に入力されるＩ軸及
びＱ軸の中間周波信号間の振幅差によってイメージ抑圧
度が劣化する。このため、３０ｄＢを超える高いイメー
ジ抑圧度を確保することは一般に困難となる。

【００１５】図１４において加算器１５から出力された
中間周波信号はＢＰＦ１６に与えられる。ＢＰＦ１６は
その中心周波数が５００ｋＨｚであり、その通過帯域幅
は１セグメント帯域幅以上である。ＢＰＦ１６は隣接す
る他のセグメントや隣接チャンネルのアナログ放送信号
などの妨害信号成分を除去し、希望受信セグメントを選
択する。

【００１６】ＢＰＦ１６の出力はベースバンドアンプ
（以下、ＢＢアンプという）１７に入力される。ＢＢア
ンプ１７はＡＧＣ制御機能を有する増幅器であり、入力
信号を設定された振幅まで増幅し、ＬＰＦ１８に与え
る。ＬＰＦ１８は不要な周波数成分を除去し、ＡＤＣ１
９に与える。ＡＤＣ１９はＬＰＦ１８の出力を中心周波
数５００ｋＨｚに保持した状態でデジタル信号に変換す
る。

【００１７】ＡＤＣ１９の出力はＯＦＤＭ復調器２０に
供給される。ＯＦＤＭ復調器２０は、ＩＳＤＢ−Ｔの送
信時の変調処理に対応して、複素フーリエ変換、周波数
デインターリーブ、時間デインターリーブ、誤り訂正な
どの復調処理を行う。復調結果はトランスポートストリ
ーム（ＴＳ）としてＴＳ出力端子２１に出力される。後
段のバックエンド（図示せず）は、ＴＳをデコードする
ことにより映像や音声を再生する。

【００１８】ＩＳＤＢ−ＴのＵＨＦ帯のＴＶ放送、及び
ＶＨＦ帯の音声放送を受信する場合、受信機は９０ＭＨ
ｚ〜７７０ＭＨｚの広帯域の信号を受信する必要があ
る。従来例の構成では、直交検波の直交精度を確保する
ために受信周波数の２倍又は４倍の周波数で局部発振器
を発振させる。このために、局部発振器の発振周波数は
非常に広帯域となる。発振器の共振回路を内蔵するよう
にＩＣ化を行う場合、複数のバンドに分割する必要があ
る。この場合、バンド数だけ共振回路が並列に必要にな
るため、回路規模が増加してチューナ部分をＩＣ化する
ことが困難となる。また、分周器を用いずに移相器によ
り直交信号を生成する場合は、直交精度を広帯域に確保
するのが困難となる。以上の事情により、ＶＨＦからＵ
ＨＦまでを広帯域に受信する復調装置を実現することが
要求されている。

【００１９】この課題を解決するものとして、第２の従
来例としての特許文献２に記載された復調装置がある。
特許文献２に記載された復調装置の構成を図１８に示
す。この復調装置は、ＲＦ入力端子４１、ＲＦ−ＡＧＣ
アンプ４２、ミキサ４３、第１のＰＬＬ４４、第１のバ
ンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４５、第１のミキサ４６、
第２のミキサ４７、第１のポリフェーズフィルタ（ＰＯ
ＬＹ ＰＨＡＳＥ）４８、第２のＰＬＬ４９、第２のポ
リフェーズフィルタ５０、第２のバンドパスフィルタ
（ＢＰＦ）５１、ＩＦ−ＡＧＣ５２、出力端子５３を含
んで構成される。

【００２０】ＲＦ入力端子４１から入力されたＶＨＦ，
ＵＨＦのＲＦ信号は、その周波数帯が５０〜８６０ＭＨ
ｚであり、ＲＦ−ＡＧＣアンプ４２に入力されて増幅さ
れる。このＲＦ−ＡＧＣアンプ４２は、可変減衰回路と
低雑音増幅器（ＬＮＡ）で構成される。ＲＦ−ＡＧＣア
ンプ４２の出力はミキサ４３に入力される。ＰＬＬ４４
は１２７０〜２０８０ＭＨｚの帯域の任意の周波数で発
振する局部発振器である。ミキサ４３はＲＦ−ＡＧＣア
ンプ４２の出力と、ＰＬＬ４４の出力とを混合し、第１
の中間周波数ｆIF１に周波数変換する。第１の中間周波
数ｆIF１は１２２０ＭＨｚである。

【００２１】ＢＰＦ４５は、周波数ｆIF１の信号成分を
通過させ、隣接信号を除去する。ＢＰＦ４５の出力はミ
キサ４６，４７に入力される。ＰＬＬ４９は１１７６Ｍ
Ｈｚの基準信号を発振している。ポリフェーズフィルタ
４８はＰＬＬ４９の基準信号を90°位相差を有する２つ
の信号に変換し、夫々ミキサ４６，４７に与える。ミキ
サ４６，４７は、ＢＰＦ４５の周波数ｆIF１の信号を、
互いに直交するポリフェーズフィルタ４８の出力信号を
用いて周波数変換を行う。

【００２２】ポリフェーズフィルタ５０は再び90°位相
差を設けてミキサ４６、４７の出力信号を合成すること
により、イメージ帯域の成分を除去する。ここで言うイ
メージ帯域とは、第２の中間周波信号の周波数をｆIF２
とすると、（ｆIF１−２×ｆIF２）の周波数成分を指
す。イメージ除去型ミキサを用いない場合は、周波数ｆ
IF１の場合と同様に周波数ｆIF２に変換される。ｆIF２
＜＜ｆIF１の場合、イメージ帯域にてＢＰＦ４５の減衰
量が充分に確保できないため、減衰量を補完する目的で
イメージ除去ミキサが使用される。ＢＰＦ５１では、周
波数ｆIF２の第２の中間周波信号を通過させ、隣接信号
成分を除去する。この後、ＩＦ−ＡＧＣアンプ５２は後
段の復調回路（図示せず）の最適入力レベルになるよう
に振幅を調整して、ＩＦ出力端子５３に出力する。

【００２３】以上より第２の従来例の復調装置では、固
定の周波数ｆIF１でイメージ除去を行う形式のため、イ
メージ除去の精度を確保しながら、ＶＨＦ，ＵＨＦの広
帯域での受信が可能となる。

【００２４】

【特許文献１】特開２００１−７７６４８号公報（図
５）

【特許文献２】米国特許第6,377,315 号

【００２５】

【発明が解決しようとする課題】次に地上デジタル音声
放送（ＩＳＤＢ−ＴＳＢ）を受信する場合を想定する。
地上デジタル音声放送は、１セグメントで独立したサー
ビスとなっているので、所望の１セグメントのみを受信
して復調処理をすることで、音声放送の受信が可能とな
る。前述した図１７は、アナログＴＶ放送の変則的な帯
域幅４ＭＨｚの特定チャンネルにおける地上デジタル音
声放送の周波数スペクトルを示す。この特定チャンネル
は７チャンネルを指し、東京や大阪では２００３年の年
末から地上デジタル音声放送の実用化試験放送が実施さ
れる予定である。

【００２６】このチャンネルでは８個のセグメントが連
結されて放送されており、図１７（ａ）は、８セグメン
ト中の一番上のセグメントを受信する場合を示してい
る。このとき、上隣接のアナログＴＶ放送の映像キャリ
ヤからの妨害を抑えるために、検波用の局部発振器（Ｌ
Ｏ）は受信セグメントの中心周波数ｆRFよりもｆIFだけ
低い周波数に設定する。そして、イメージ除去ミキサは
ｆLOよりも下側の信号成分を抑圧するように動作させ
る。逆にＬＯを受信セグメントよりも中間周波数ｆIFだ
け高い周波数に設定し、イメージ除去ミキサでｆLOより
も上側の信号成分を抑圧すると仮定すると、上隣接ＮＴ
ＳＣ信号の映像キャリヤを抑圧する必要が生じる。この
場合、妨害波の電力が相対的に大きい場合は十分な抑圧
ができない。従って、中間周波数ｆIFを５００ｋＨｚ程
度に設定し、少なくとも上端から１番目と２番目のセグ
メントを受信する場合は、図１７（ａ）の形式の設定が
必要となる。

【００２７】一方、図１７（ｂ）は、８セグメント中の
一番下のセグメントを受信する場合を示す。ここでは下
隣接のアナログＴＶ放送の音声キャリヤからの妨害を抑
えるために、検波用のＬＯは受信セグメントの中心周波
数ｆRFよりもｆIFだけ高い周波数に設定する。そして、
イメージ除去ミキサはｆLOよりも上側の信号成分を抑圧
するように動作させる。逆にＬＯを受信セグメントより
も中間周波数ｆIFだけ低い周波数に設定し、イメージ除
去ミキサでｆLOよりも下側の信号成分を抑圧すると仮定
すると、下隣接ＮＴＳＣ信号の音声キャリヤを抑圧する
必要が生じる。この場合、妨害波の電力が相対的に大き
い場合は十分な抑圧ができない。従って、中間周波数ｆ
IFを５００ｋＨｚ程度に設定し、少なくとも下端から１
番目と２番目のセグメントを受信する場合は、図１７
（ｂ）の形式の設定が必要となる。

【００２８】次に、地上デジタルＴＶ放送のＩＳＤＢ−
Ｔの１３セグメント全体や、ＤＶＢ−Ｔ等のＯＦＤＭ信
号を受信する場合を想定する。図１９（ａ）は、下隣接
ＮＴＳＣが存在する場合の周波数スペクトル図である。
イメージ除去ミキサの局部発振周波数ｆLOを、ｆLO＝ｆ
RF＋ｆIFの関係に設定する。この場合、隣接ＮＴＳＣ信
号はイメージ帯域外となり、イメージ妨害が軽減され
る。同様に、図１９（ｂ）は上隣接ＮＴＳＣが存在する
場合を示す。イメージ除去ミキサの局部発振周波数ｆLO
を、ｆLO＝ｆRF−ｆIFの関係に設定する。この場合、隣
接ＮＴＳＣ信号はイメージ帯域外となり、イメージ妨害
が軽減される。

【００２９】以上説明したように、イメージ除去ミキサ
ではイメージ妨害を軽減するために、地上デジタル音声
放送の場合は受信するセグメント位置に応じて、イメー
ジ除去ミキサで除去するイメージ帯域を上側か下側かに
切換える必要がある。また地上デジタルＴＶ放送の場合
は隣接妨害信号の位置に応じて、イメージ除去ミキサで
除去するイメージ帯域を上側か下側かに切換える必要が
ある。これを実現するためには、図１４の移相器１３，
１４を入れ替えるか、または、移相器１３，１４の移相
量を切換える必要がある。ただし、この操作によりＩ軸
とＱ軸の利得差が発生しやすくなり、結果的に十分なイ
メージ除去性能が得られなくなるという問題点が生じ
る。また図１８の構成においても、ＢＰＦ４５での隣接
ＮＴＳＣ信号の減衰はほとんど得られないので、イメー
ジ除去の帯域の上下切替が必要となる。また同様に移相
器又は移相量の切替によるイメージ除去性能劣化の問題
が発生する。

【００３０】本発明は、このような従来の問題点に鑑み
てなされたものであって、ＶＨＦからＵＨＦまでの広帯
域な受信を実現しつつ、イメージ除去性能に優れた高い
選択度を有する復調装置を提供することを目的とする。

【００３１】

【課題を解決するための手段】本願の請求項１の発明
は、複数のセグメントを連結してＯＦＤＭ変調された受
信信号を受信周波数帯域よりも高い周波数に設定した第
１の中間周波数に周波数変換する第１のミキサと、前記
第１のミキサの出力を前記第１の中間周波数よりも低い
第２の中間周波数に周波数変換するイメージ除去用の第
２のミキサと、受信信号の一部のセグメントを選択して
受信するとき、前記セグメントの位置に応じて、前記第
１のミキサに供給する局部発振信号の周波数を、前記第
１の中間周波数の上側又は下側に切換える指示を出す制
御部と、を具備することを特徴とする。

【００３２】本願の請求項２の発明は、請求項１記載の
第１のミキサ及び第２のミキサを２系列設け、各系列間
で局部発振器を共有し、受信信号の一部のセグメントを
選択して受信するとき、夫々の系列の第２のミキサの出
力を用いてデジタル復調を行い、各復調結果に基づいて
データを再生するようにしたことを特徴とする。

【００３３】本願の請求項３の発明は、複数のセグメン
トを連結してＯＦＤＭ変調された受信信号を受信周波数
帯域よりも高い周波数に設定した第１の中間周波数に周
波数変換する第１のミキサと、前記第１のミキサの出力
を、周波数オフセットを設定した局部発振信号を用いて
直交検波する第２のミキサと、受信信号の一部のセグメ
ントを選択して受信するとき、前記セグメントの位置に
応じて、前記周波数オフセットの符号を切り換える指示
を出す制御部と、を具備することを特徴とする。

【００３４】本願の請求項４の発明は、請求項３記載の
第１のミキサ及び第２のミキサを２系列設け、各系列間
で局部発振器を共有し、受信信号の一部のセグメントを
選択して受信するとき、夫々の系列の第２のミキサの出
力を用いてデジタル復調を行い、各復調結果に基づいて
データを再生するようにしたことを特徴とする。

【００３５】本願の請求項５の発明は、デジタル変調さ
れた受信信号を受信周波数帯域よりも高い周波数に設定
した第１の中間周波数に周波数変換する第１のミキサ
と、前記第１のミキサの出力を前記第１の中間周波数よ
りも低い第２の中間周波数に周波数変換するイメージ除
去用の第２のミキサと、隣接信号が存在する環境下でデ
ジタル変調された信号を受信するとき、前記隣接信号と
前記受信信号の相対位置に応じて、前記第１のミキサに
供給する局部発振信号の周波数を、前記第１の中間周波
数の上側又は下側に切り換える指示を出す制御部と、を
具備することを特徴とする。

【００３６】本願の請求項６の発明は、請求項５記載の
第１のミキサ及び第２のミキサを２系列設け、各系列間
で局部発振器を共有し、隣接信号が存在する環境下でデ
ジタル変調された信号を受信するとき、夫々の系列の第
２のミキサの出力を用いてデジタル復調を行い、各復調
結果に基づいてデータを再生するようにしたことを特徴
とする。

【００３７】本願の請求項７の発明は、デジタル変調さ
れた受信信号を受信周波数帯域よりも高い周波数に設定
した第１の中間周波数に周波数変換する第１のミキサ
と、前記第１のミキサの出力を、周波数オフセットを設
定した局部発振信号を用いて直交検波する第２のミキサ
と、隣接信号が存在する環境下でデジタル変調された信
号を受信するとき、前記隣接信号と前記受信信号の相対
位置に応じて、前記周波数オフセットの符号を切り換え
る指示を出す制御部と、を具備することを特徴とする。

【００３８】本願の請求項８の発明は、請求項７記載の
第１のミキサ及び第２のミキサを２系列設け、各系列間
で局部発振器を共有し、隣接信号が存在する環境下でデ
ジタル変調された信号を受信するとき、夫々の系列の第
２のミキサの出力を用いてデジタル復調を行い、各復調
結果に基づいてデータを再生するようにしたことを特徴
とする。

【００３９】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態におけ
る復調装置について、図面を参照しつつ説明する。

【００４０】（実施の形態１）図１は本発明の実施の形
態１における復調装置６０のブロック図である。この復
調装置６０は１セグメントの部分受信を行う復調装置で
あり、アンテナ６１、ＲＦアンプ６２、ミキサ６３、Ｐ
ＬＬ６４、ＢＰＦ６５、ＩＦアンプ６６、ミキサ６７，
６８、ＰＬＬ６９、移相器７０、低域通過フィルタ（Ｌ
ＰＦ）７１，７２、移相器７３，７４、加算器７５、帯
域通過フィルタ（ＢＰＦ）７６、ベースバンドアンプ
（ＢＢアンプ）７７、ＬＰＦ７８、ＡＤコンバータ（Ａ
ＤＣ）７９、ＯＦＤＭ復調器８０、トランスポートスト
リーム出力端子（ＴＳ出力端子）８１、制御部８２を含
んで構成される。

【００４１】ＲＦアンプ６２はアンテナ６１で受信した
ＩＳＤＢ−Ｔ信号を含むＲＦ信号を増幅するアンプであ
る。ミキサ６３（第１のミキサ）はＰＬＬ６４から出力
された発振信号（局部発振周波数ｆLO１）を用いて第１
の中間周波数ｆIF１に周波数変換する回路である。ＢＰ
Ｆ６５は、ミキサ６３の出力信号を入力して、受信希望
セグメントの帯域部分のみを選択して通過させ、他のセ
グメントや隣接チャンネルの信号を減衰させるフィルタ
である。

【００４２】ＩＦアンプ６６はＢＰＦ６５のＩＦ信号を
入力して増幅するアンプである。ミキサ６７、６８、Ｐ
ＬＬ６９、移相器７０は、前述した直交ミキサの機能を
有し、第２の局部発振周波数ｆLO２でＩＦアンプ６６の
出力信号を周波数変換する回路である。ＬＰＦ７１、７
２はミキサ６７、６８から出力されるベースバンド周波
数帯域において、受信セグメント以上の帯域成分を除去
するアナログのローパスフィルタである。ＰＬＬ６４、
６９における局部発振周波数は制御部８２によって制御
される。

【００４３】移相器７３、７４は夫々ＬＰＦ７１、７２
の出力信号の位相を制御する回路であり、移相器７３は
φ、移相器７４は（φ＋90°）だけ入力信号を移相す
る。加算器７５は移相器７３、７４の出力信号を加算
し、上側波又は下側波の周波数成分を除去する回路であ
る。ＢＰＦ７６はベースバンド段の第２の中間周波数ｆ
IF２のみを通過させるフィルタである。ＢＢアンプ７７
はベースバンド信号を増幅するアンプである。ＬＰＦ７
８はＡＤＣ７９における折返歪みを事前に除去するため
のローパスフィルタである。ＡＤＣ７９はアナログの入
力信号をサンプリングクロックを用いてデジタル信号に
変換する回路である。ＯＦＤＭ復調器８０は、ＩＳＤＢ
−Ｔの送信時の変調処理に対応して、複素フーリエ変
換、周波数デインターリーブ、時間デインターリーブ、
誤り訂正などの復調処理を行う回路である。

【００４４】このように構成された復調装置６０の動作
について説明する。アンテナ６１で受信されたＩＳＤＢ
−Ｔ信号は、ＲＦアンプ６２で増幅されて、ミキサ６３
に入力される。ＰＬＬ６４は制御部８２の指示により所
定の周波数の局部発振信号を発生し、この局部発振信号
をミキサ６３に供給する。ミキサ６３は、ＲＦアンプ６
２の出力信号とＰＬＬ６４の局部発振信号とを混合する
ことにより、第１の中間周波数ｆIF１に周波数変換す
る。ここで周波数ｆIF１は固定の周波数とする。

【００４５】ＰＬＬ６４の周波数設定について解説す
る。前述したように地上デジタル音声放送では任意の１
セグメントを選択して受信復調を行う。図２は８セグメ
ントが連結送信されており、その内最も低い周波数位置
のセグメントを受信する場合の周波数スペクトル図であ
る。ここではハッチングで示した部分が当該セグメント
とする。

【００４６】図２（ａ）に示すように、ｆLO１＝ｆIF１
−ｆRFの周波数関係を満足するよう、制御部８２は受信
周波数に応じてＰＬＬ６４の局部発振周波数ｆLO１を設
定する。ここでは局部発振周波数ｆLO１が第１の中間周
波数ｆIF１よりも低い周波数となる。ｆRFは受信するセ
グメントの中心周波数である。

【００４７】地上デジタル音声放送は、ＶＨＦ帯に限定
されるので、ｆRF＝９０ＭＨｚ〜２２２ＭＨｚの範囲と
なる。中間周波数ｆIF１としては、受信帯域を避ける方
法が一般的である。この復調装置６０ではＶＨＦ，ＵＨ
Ｆの全体が受信帯域となり、その周波数帯が９０ＭＨｚ
〜７７０ＭＨｚである。ここでは一例として、第１の中
間周波数をｆIF１＝１４００ＭＨｚとする。従って、ｆ
RF＝９０ＭＨｚ〜２２２ＭＨｚの信号を受信する場合
は、局部発振周波数はｆLO１＝１１７８ＭＨｚ〜１３１
０ＭＨｚとなる。

【００４８】ミキサ６３の出力側では、ミキサ６３の入
力の周波数スペクトルの上下関係が保持されるので、ミ
キサ６３のＩＦ出力は図２（ｂ）のようになる。受信セ
グメントは図中のハッチングで示すように、最も低い周
波数の位置のままである。なお、８セグメント、１２セ
グメント連結送信のいずれにおいても、受信信号中の周
波数の低い方から１番目と２番目のセグメントを受信す
る場合は、ｆLO１＝ｆIF１−ｆRFの周波数関係を用いて
周波数変換を行う。

【００４９】一方、図３は８セグメントが連結送信され
ており、そのうち最も高い周波数の位置のセグメントを
受信する場合を示している。図３のハッチングで示した
部分が当該セグメントである。図３（ａ）に示すよう
に、ｆLO１＝ｆIF１＋ｆRFの周波数関係を満足するよう
に、受信周波数に応じてＰＬＬ６４の局部発振周波数ｆ
LO１を設定する。ここでは図２の場合と異なり、局部発
振周波数ｆLO１が中間周波数ｆIF１よりも高い周波数と
なる。図２と同様にｆIF１＝１４００ＭＨｚに設定する
と、ｆRF＝９０ＭＨｚ〜２２２ＭＨｚの信号を受信する
場合は、局部発振周波数はｆLO１＝１４９０ＭＨｚ〜１
６２２ＭＨｚとなる。

【００５０】ミキサ６３の出力側では、ミキサ６３の入
力の周波数スペクトルの上下関係が反転するので、ミキ
サ６３の出力は図３（ｂ）のようになる。受信セグメン
トは図中のハッチングで示すように、最も低い周波数の
位置に逆転する。なお、８セグメント、１２セグメント
連結送信のいずれにおいても、周波数の高い方から１番
目と２番目のセグメントを受信する場合は、ｆLO１＝ｆ
IF１＋ｆRFの周波数関係を用いて周波数変換を行うもの
とする。なお、周波数の低い方から３番目以降、又は周
波数の高い方から３番目以降は、図２のｆLO１＝ｆIF１
−ｆRFの周波数関係でもよく、図３のｆLO１＝ｆIF１＋
ｆRFの周波数関係でも良い。ＵＨＦの地上デジタルＴＶ
放送の部分受信は、１３セグメントの中心１セグメント
の受信であるので、この条件に対応し、どちらの関係式
を用いて局部発振周波数ｆLO１を設定しても良い。

【００５１】なお、図２（ａ）、（ｂ）は、受信信号の
上下隣接チャンネルにアナログＴＶのＮＴＳＣ信号が存
在する場合のスペクトル図である。同様に、図２と図３
では、中間周波数ｆIF１に変換された場合の上下隣接チ
ャンネルのアナログＴＶのＮＴＳＣ信号も記載してい
る。

【００５２】図１のＢＰＦ６５は、ミキサ６３の出力信
号を入力して、受信希望セグメントのみを選択して通過
させ、他のセグメントや隣接チャンネルの信号を減衰さ
せる。ＢＰＦ６５の中心周波数は１４００ＭＨｚであ
り、通過帯域幅は１セグメントの帯域幅以上とする。Ｉ
Ｆアンプ６６はＢＰＦ６５の出力信号を増幅する。ＩＦ
アンプ６６の出力信号は、ＰＬＬ６９とミキサ６７，６
８と移相器７０とで構成される直交ミキサ（第２のミキ
サ）に入力される。

【００５３】ミキサ６８は、ＰＬＬ６９の発振信号ＬＯ
２（周波数：ｆLO２）により周波数変換を行う。ミキサ
６７は、ＰＬＬ６９の発振信号ＬＯ２を移相器７０で90
°移相した信号を用いて周波数変換を行う。移相器７０
は、単一周波数において直交精度を確保すれば良いの
で、90°移相器で実現できる。従来例で示したように、
分周器により90°を得る方法もある。しかしこの方法で
は、ＰＬＬ６９の発振周波数を１４００ＭＨｚの４倍や
２倍に設定しなければならず、周波数が高くなる。この
ため発振器や分周器の実現が難しくなったり、消費電力
面で不利になったりする課題がある。

【００５４】ミキサ６７，６８の出力は第２の中間周波
数ｆIF２の信号になる。この第２の中間周波数ｆIF２を
例えば従来例と同様に５００ｋＨｚに設定すれば、制御
部８２はＰＬＬ６９の発振周波数ｆLO２を、ｆLO２＝ｆ
IF１＋ｆIF２＝１４００．５ＭＨｚとし、その周波数は
固定の値にする。局部発振周波数ｆLO２の設定値は、図
２、図３とも同一であり、受信セグメント位置に依存し
ない。図１のミキサ６７，６８と、移相器７０と、ＬＰ
Ｆ７１，７２と、移相器７３，７４と、加算器７５で構
成される回路をイメージ除去ミキサと呼ぶ。このイメー
ジ除去ミキサを用いると、受信セグメント位置に応じ
て、除去すべきイメージ帯域を局部発振信号ＬＯ２の上
下に切り換える必要がなくなる。このため、移相器７０
や、移相器７３，７４の位置を切り換えたり、移相量を
切り換える必要がなく、高精度なイメージ抑圧の機能を
実現できる。

【００５５】図２（ｃ）と図３（ｃ）はＢＰＦ７６の出
力、又はＢＢアンプ７７の入力を示し、ベースバンド段
の第２の中間周波数ｆIF２におけるスペクトル図であ
る。これらの図に示されるように、受信セグメントと発
振信号ＬＯ２との間の周波数成分の内、ＢＰＦ７６で除
去しきれない分がＤＣとの間に残留する。また、受信セ
グメントの高域側は同じくＢＰＦ７６で除去しきれない
隣接のＮＴＳＣの信号成分が残留する。受信信号の下端
や上端のセグメントを受信する場合は、ＢＰＦ７６で隣
接ＮＴＳＣ信号の抑圧が十分にできないことが想定され
る。この場合、ＡＤＣ７９でのサンプリングの際に折り
返し雑音となって帯域内に入り込むことがある。これを
回避するために、受信セグメント位置に応じてＡＤＣ７
９のサンプリング周波数を最適値に変更することも有効
である。通常は、Ａ／Ｄコンバータの消費電力の低減の
観点から、サンプリング周波数はできるだけ低く設定す
るのが有利であるが、折り返し雑音による妨害が発生す
る場合は、その妨害が帯域内に入らないようにサンプリ
ング周波数を設定する。

【００５６】また、受信セグメントのスペクトル極性が
図２（ｃ）と図３（ｃ）では反転する。ＯＦＤＭ復調器
８０の内部のデジタル信号処理において、直交検波後の
実数軸の信号Ｉと虚数軸の信号Ｑの内、一方の符号を反
転したり、ＩとＱを交換したり、ＦＦＴ処理後のスペク
トルの上下関係を並べ替えたりする方法によって補正が
可能である。

【００５７】ＡＤＣ７９の出力はＯＦＤＭ復調器８０に
供給される。ＯＦＤＭ復調器８０は、ＩＳＤＢ−Ｔの送
信時の変調処理に対応して、複素フーリエ変換、周波数
デインターリーブ、時間デインターリーブ、誤り訂正な
どの復調処理を行う。復調結果はトランスポートストリ
ーム（ＴＳ）としてＴＳ出力端子８１に出力される。後
段のバックエンド（図示せず）は、ＴＳをデコードする
ことにより映像や音声を再生する。

【００５８】以上の説明のように、本実施の形態におけ
る復調装置では、ミキサ６３による周波数変換で受信信
号を第１中間周波数ｆIF１に変換するために、ミキサ６
７，６８を含んで構成されるイメージ除去ミキサを単一
の周波数で動作させることが可能となる。このため、Ｖ
ＨＦ，ＵＨＦの広帯域な受信が可能となる。また、受信
セグメント位置により、ミキサ６３に入力される局部発
振周波数ｆLO１を第１中間周波数の上側と下側に切換え
ることにより、イメージ除去ミキサで除去するイメージ
帯域を一方に固定できる。このため、移相器の切換え等
が不要となり、高精度なイメージ除去性能を確保でき
る。

【００５９】なお、ＲＦアンプ６２をＡＧＣアンプで構
成し、ミキサ６３の出力で受信電力を測定してＡＧＣ制
御を行うこともできる。この場合、隣接信号込みの電力
でＡＧＣ制御ができるため、受信信号に比べて電力の大
きな隣接妨害波が存在する場合も、ＲＦアンプ６２、ミ
キサ６３の非線形歪の発生を防止することができる。同
様にＩＦアンプ６６をＡＧＣアンプで構成し、加算器７
５の出力で電力を測定してＡＧＣ制御を行うこともでき
る。この場合、ＢＰＦ６５で除去しきれなかった隣接信
号込みの電力でＡＧＣ制御ができるため、ＩＦアンプ６
６、ミキサ６７，６８の非線形歪の発生を防止できる。
またＢＢアンプ７７をＯＦＤＭ復調器８０から制御する
こともできる。

【００６０】ＢＰＦ７６の出力では、隣接信号成分が充
分に抑圧されてほぼ希望信号のみになっている。このた
め、ＢＢアンプ７７は、隣接妨害信号が大きい場合に希
望受信信号の電力がＲＦアンプ６２やＩＦアンプ６６で
抑圧された分を、ＡＤＣ７９に入力するのに適切なレベ
ルまで補正するよう動作してもよい。また、アンテナ６
１を制御電圧により同調周波数を制御できる形式とした
場合、ＲＦ初段のＡＧＣとしてアンテナ６１を使用する
こともできる。例えば、ＲＦアンプ６２の制御電圧をモ
ニタすることにより、ＲＦアンプ６２の入力レベルが規
定レベルを上回った場合は、アンテナ６１の同調をずら
すことにより、ＲＦアンプ６２の入力レベルを規定値に
収めることもできる。

【００６１】また、ＢＰＦ６５の帯域幅は最低で１セグ
メント程度の狭帯域とした。しかし、狭帯域フィルタの
実現が困難な場合は、例えば６ＭＨｚ程度の広帯域と
し、受信したＲＦ信号の１チャンネル分をそのまま図２
のｆLO１＝ｆIF１−ｆRFの周波数関係、又は図３のｆLO
１＝ｆIF１＋ｆRFの周波数関係を用いて、第１中間周波
数に群変換してもよい。この場合、局部発振信号ＬＯ２
の周波数を受信セグメント毎に切換えることにより、各
セグメントの選択を行うことができる。また、発振信号
ＬＯ１の周波数ｆLO１を受信セグメント毎に変更して、
隣接妨害信号がＢＰＦ６５のカットオフ周波数にかかる
ように中間周波数ｆIF１を調整してもよい。この場合、
ＢＰＦ６５が広帯域の場合にも隣接信号の排除性能を確
保することができる。

【００６２】また前述した中間周波数の値、ｆIF１＝１
４００ＭＨｚ、ｆIF２＝５００ｋＨｚは一例であり、こ
の周波数に限定する必要はない。また、イメージ除去ミ
キサの動作は、発振信号ＬＯ２の上側の帯域を常に除去
するとして説明した。しかし、ミキサ６３での周波数関
係式を図２と図３とで交換してもよい。この場合は、発
振信号ＬＯ２の下側の帯域を常に除去する動作となる。

【００６３】次に実施の形態１の復調装置における応用
例について説明する。図４及び図５は、実施の形態１の
復調装置の機能を地上デジタルＴＶ放送のＩＳＤＢ−Ｔ
の１３セグメント全体や、ＤＶＢ−Ｔ等のＯＦＤＭ信号
の受信に適用した場合のスペクトル図である。受信信号
の周波数変換前後のスペクトル極性を把握し易くするた
めに、周波数特性に故意にテーパを持たせて図示してい
る。尚、復調装置の構成は図１と同様である。ここで
は、ＬＰＦ７１，７２、移相器７３，７４、ＢＰＦ７
６、ＬＰＦ７８を広帯域化し、ＡＤＣ７９のサンプリン
グ周波数を高く設定する点のみが異なる。

【００６４】図４は下隣接ＮＴＳＣ信号が存在する場合
のスペクトル図である。一例として、第１の中間周波数
をｆIF１＝１４００ＭＨｚとし、受信信号の中心周波数
がｆRF＝４７０〜７７０ＭＨｚの範囲で変化する。図４
（ａ）に示すように、下隣接妨害波が存在する場合は、
局部発振周波数ｆLO１はLower LOとして、ｆLO１＝ｆIF
１−ｆRFより、ｆLO１＝６３０〜９３０ＭＨｚとなる。
図５（ａ）に示すように、上隣接妨害波が存在する場合
は、局部発振周波数ｆLO１はUpper LOとして、ｆLO１＝
ｆIF１＋ｆRFより、ｆLO１＝１８７０〜２１７０ＭＨｚ
となる。

【００６５】このような制御部８２による局部発振周波
数ｆLO１の切替指示により、第１の中間周波数ｆIF１に
おけるイメージ除去ミキサの動作は、上下隣接妨害いず
れの場合も常にｆLO２＝１４０４ＭＨｚとして機能させ
ればよい。この状態を図４（ｂ）及び図５（ｂ）のスペ
クトル図に示す。この場合、ミキサ６７、６８を含むイ
メージ除去ミキサの出力としては、第２の中間周波数ｆ
IF２＝４ＭＨｚのベースバンド出力が得られる。この状
態を図４（ｃ）及び図５（ｃ）に示す。尚、ｆIF２＝４
ＭＨｚは一例である。

【００６６】図４（ｃ）と図５（ｃ）の比較で判るよう
に、両者で受信信号のスペクトル極性が反転する。この
ため、ＯＦＤＭ復調器８０の内部のデジタル信号処理に
おいて、直交検波後の実数軸の信号Ｉと虚数軸の信号Ｑ
の内一方の符号を反転したり、ＩとＱを交換したり、Ｆ
ＦＴ処理後のスペクトルの上下関係を並べ替えたりする
方法によって補正を行う。尚、上下隣接妨害と局部発振
周波数ｆLO１の極性の関係が上記の説明と反転する場合
には、局部発振周波数ｆLO２＝１３９６ＭＨｚとして第
１の中間周波数ｆIF１より低くなるように設定すればよ
い。

【００６７】なお、隣接妨害の存在の検出方法として
は、受信信号をＯＦＤＭ復調器８０にてＦＦＴした結果
から上下隣接信号成分を検出する方法がある。また、受
信信号の復調後のビット誤り率や受信Ｃ／Ｎが不良の場
合、局部発振周波数ｆLO１の極性を切り替える方法があ
る。

【００６８】以上、説明したように、本応用例における
復調装置は、制御部８２が上又は下隣接妨害の存在の有
無を調べ、ミキサ６３に入力される局部発振周波数ｆLO
１を第１の中間周波数の上側と下側に切換えることによ
り、ミキサ６７，６８を含んで構成されるイメージ除去
ミキサで除去するイメージ帯域を一方に固定できる。こ
のため、移相器の切換え等が不要となり、高精度なイメ
ージ除去性能を確保できると同時に、隣接妨害信号をイ
メージ帯域から排除して選択度を向上することができ
る。但し、上下共に隣接妨害信号が存在する場合は、本
方式の適用効果は得られない。尚、本応用例は、ＯＦＤ
Ｍ以外の変調方式、即ちＱＰＳＫ、ＱＡＭ、ＶＳＢ等の
デジタル変調信号の受信にも適用可能である。

【００６９】（実施の形態２）次に本発明の実施の形態
２における復調装置について説明する。図６は本実施の
形態における復調装置９０の構成を示すブロック図であ
る。尚、図１に示す実施の形態１の復調装置６０と同一
部分は同一の符号を付けて詳細な説明は省略する。この
復調装置９０は、アンテナ６１、ＲＦアンプ６２、ミキ
サ６３、ＰＬＬ６４、ＢＰＦ６５、ＩＦアンプ６６、ミ
キサ６７，６８、ＰＬＬ６９、移相器７０、低域通過フ
ィルタ（ＬＰＦ）７１，７２、ベースバンドアンプ（Ｂ
Ｂアンプ）２０１，２０２、ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）
９１，９２、複素乗算器９３、数値制御発振器（ＮＣ
Ｏ）９４、デジタルのＬＰＦ９５，９６、ＯＦＤＭ復調
器９７、トランスポートストリーム出力端子（ＴＳ出力
端子）９８、制御部９９を含んで構成される。

【００７０】ＡＤＣ９１はＢＢアンプ２０１から出力さ
れたアナログのＩ信号をデジタル信号に変換する回路で
ある。ＡＤＣ９２はＢＢアンプ２０２から出力されたア
ナログのＱ信号をデジタル信号に変換する回路である。
複素乗算器９３はＡＤＣ９１、９２から出力されるＩ信
号、Ｑ信号に対して、ＮＣＯ９４から出力された複素正
弦波を用いて複素乗算する回路である。ＬＰＦ９５は複
素乗算器９３から出力されるＩ信号の高域成分を遮断す
るデジタルフィルタである。ＬＰＦ９６は複素乗算器９
３から出力されるＱ信号の高域成分を遮断するデジタル
フィルタである。ＯＦＤＭ復調器９７はベースバンドの
複素信号を入力して、複素フーリエ変換、周波数デイン
ターリーブ、時間デインターリーブ、誤り訂正などの復
調処理を行う回路である。制御部９９は局部発振周波数
の制御信号をＰＬＬ６４，６９に与え、周波数オフセッ
トの指示をＮＣＯ９４に与えるものである。

【００７１】このような構成の復調装置９０の動作につ
いて、１セグメントの部分受信を行う場合について説明
する。アンテナ６１で受信したＩＳＤＢ−Ｔ信号は、Ｒ
Ｆアンプ６２で増幅されて、ミキサ６３に入力される。
制御部９９はＰＬＬ６４に対して所定の周波数の発振信
号を生成する指示を出す。ＰＬＬ６４は指示された局部
発振信号をミキサ６３に供給する。ミキサ６３は入力信
号を第１の中間周波数ｆIF１に周波数変換する。中間周
波数ｆIF１は固定の周波数である。

【００７２】ＰＬＬ６４の周波数設定について解説す
る。前述したように、地上デジタル音声放送では、任意
の１セグメントを選択して受信復調を行う。図７は８セ
グメントが連結送信されており、その上下の隣接チャン
ネルにアナログのＮＴＳＣ信号が存在する場合のスペク
トル図を示している。ここでは図７（ａ）のハッチング
で示したセグメント、即ち最も低い周波数位置のセグメ
ントを受信する場合を考える。ここでは制御部９９は局
部発振周波数ｆLO１に関して、ｆLO１＝ｆIF１＋ｆRFの
周波数関係を満足するよう、受信周波数ｆRFに応じてＰ
ＬＬ６４の局部発振周波数を設定する。ここでは局部発
振周波数ｆLO１が中間周波数ｆIF１よりも高いUpper LO
の周波数関係となる。尚、ｆRFは受信するセグメントの
中心周波数とする。

【００７３】地上デジタル音声放送はＶＨＦ帯に限定さ
れるので、受信周波数はｆRF＝９０ＭＨｚ〜２２２ＭＨ
ｚの範囲となる。中間周波数ｆIF１としては、受信帯域
を避ける方法が一般的である。この復調装置９０ではＶ
ＨＦ，ＵＨＦの全体が受信帯域となるので、受信帯域は
９０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚとなる。一例として、ここで
は第１の中間周波数をｆIF１＝１４００ＭＨｚとする。
従って、ｆRF＝９０ＭＨｚ〜２２２ＭＨｚの信号を受信
する場合は、第１の局部発振周波数はｆLO１＝１４９０
ＭＨｚ〜１６２２ＭＨｚとなる。ミキサ６３の出力側で
は、ミキサ６３の入力の周波数スペクトルの上下関係が
反転するので、ミキサ６３の出力は図７（ｂ）のように
なる。従って受信セグメントは最も高い周波数位置に逆
転する。

【００７４】なお、８セグメント、１２セグメント連結
送信のいずれにおいても、またどの位置のセグメントを
受信する場合も、ｆLO１＝ｆIF１＋ｆRFの周波数関係を
満足するよう周波数変換を行う。

【００７５】別の例として図８に示すスペクトル図につ
いて考える。図８は８セグメントが連結送信されてお
り、そのうち一番周波数の高い位置のセグメント、即ち
図８（ａ）にハッチングで示したセグメントを受信する
場合のスペクトル図である。ミキサ６３の出力側では、
ミキサ６３の入力の周波数スペクトルの上下関係が同様
に反転するので、ミキサ６３の出力は図８（ｂ）のよう
になる。受信セグメントは、最も低い周波数位置に逆転
する。ＵＨＦの地上デジタルＴＶ放送の部分受信の場合
も同様に、ｆLO１＝ｆIF１＋ｆRFの関係式を満足するよ
う局部発振周波数ｆLO１を設定する。

【００７６】なお、図７（ａ）と図８（ａ）は、受信信
号の上下隣接チャンネルにアナログＴＶのＮＴＳＣ信号
が存在する場合のスペクトル図である。同様に、図７
（ｂ）と図８（ｂ）は、第１の中間周波数ｆIF１に変換
された上下隣接チャンネルのアナログＴＶのＮＴＳＣ信
号も記載している。

【００７７】ミキサ６３の出力信号はＢＰＦ６５に入力
される。ＢＰＦ６５は受信希望セグメントのみを選択し
て通過させ、他のセグメントや隣接チャンネルの信号を
減衰させる。この例ではＢＰＦ６５の中心周波数は１４
００ＭＨｚであり、通過帯域幅は１セグメントの帯域幅
以上である。ＢＰＦ６５の出力は、ＩＦアンプ６６に入
力されて増幅された後に直交ミキサに入力される。直交
ミキサは図６のミキサ６７，６８と移相器７０とで構成
される回路である。

【００７８】ミキサ６８はＩＦアンプ６６の出力信号に
対して、ＰＬＬ６９の発振信号ＬＯ２（周波数：ｆLO
２）により周波数変換を行う。ＰＬＬ６９の局部発振周
波数は制御部９９から指示される。ミキサ６７はＩＦア
ンプ６６の出力信号に対して、ＰＬＬ６９の発振信号を
移相器７０で90°移相した信号により周波数変換を行
う。移相器７０は、第１の中間周波数ｆIF１付近の狭い
周波数範囲において直交精度を確保すれば良いので、90
°移相器を用いて実現可能である。従来例で示した分周
器により90°を得る方法も適用可能である。しかし、Ｐ
ＬＬ６９の発振周波数を１４００ＭＨｚの４倍や２倍に
設定しなければならず、周波数が高くなるため発振器や
分周器の実現が難しくなったり、消費電力面で不利にな
ったりする課題がある。

【００７９】ミキサ６７，６８を含む直交ミキサは直交
検波を行い、複素ベースバンド信号を出力する。ここで
ミキサ６７の出力を実数軸のベースバンド信号Ｉとし、
ミキサ６８の出力を虚数軸のベースバンド信号Ｑとす
る。ただし、搬送波の周波数オフセットｆOFS を故意に
含んだ状態での直交検波である。周波数オフセットは、
従来例にならって例えばｆOFS ＝５００ｋＨｚとする。

【００８０】８セグメント、１２セグメント連結送信の
いずれにおいても、図７（ａ）に示すように周波数の低
い方から１番目又は２番目のセグメントを受信する場合
は、図７（ｂ）に示すように直交ミキサでは、ｆLO２＝
ｆIF１−ｆOFS の周波数関係を用いて周波数変換を行
う。また図８（ａ）に示すように、周波数の高い方から
１番目又は２番目のセグメントを受信する場合は、図８
（ｂ）に示すように、直交ミキサでは、ｆLO２＝ｆIF１
＋ｆOFS の周波数関係を用いて周波数変換を行う。な
お、周波数の低い方から３番目以降、又は周波数の高い
方から３番目以降は、図７のｆLO２＝ｆIF１−ｆOFS の
周波数関係でも、図８のｆLO２＝ｆIF１＋ｆOFS の周波
数関係でも良い。ＵＨＦの地上デジタルＴＶ放送の部分
受信は、１３セグメントの中心１セグメントの受信であ
るので、この条件に対応し、どちらの関係式で第２の局
部発振周波数ｆLO２を設定しても良い。

【００８１】以上のように制御部９９がＰＬＬ６９の局
部発振周波数ｆLO２を設定することにより、直交検波出
力のベースバンド帯域から隣接のＮＴＳＣ信号の映像や
音声のキャリヤを排除することができる。図７（ｂ）と
図８（ｂ）には、アナログのＬＰＦ７１，７２に直交検
波出力が入力された場合、ベースバンドのＬＰＦ７１，
７２の特性を点線で示している。直交検波動作とは、Ｒ
Ｆ又はＩＦの信号スペクトルをそのまま周波数シフトす
ることである。ここでは第２の局部発振周波数ｆLO２が
ＤＣ（周波数ゼロ）の位置になるように周波数シフトが
行われる。従って、ベースバンドのＬＰＦ７１，７２の
特性を、等価的にｆIF１の中間周波数段に表現すると、
局部発振周波数ｆLO２の位置を中心とした点線のＬＰＦ
特性となる。なお、直交検波出力はＩ，Ｑの複素信号で
表現されるため、ベースバンド帯では負の周波数領域も
扱うことができる。

【００８２】直交ミキサの出力のベースバンド信号は、
帯域下端のセグメントを受信する場合は図７（ｃ）のよ
うになる。ＬＰＦのカットオフ周波数は、周波数オフセ
ットｆOFS ＝５００ｋＨｚと、１セグメントの帯域幅４
２９ｋＨｚを考慮すると、７１５ｋＨｚ以上が必要とな
る。ＢＰＦ６５とＬＰＦ７１，７２で下隣接ＮＴＳＣの
音声キャリヤが充分に抑圧できない場合は、図７（ｃ）
のように残留成分が生じる。また、帯域上端のセグメン
トを受信する場合は図８（ｃ）のようになる。同様にＢ
ＰＦ６５とＬＰＦ７１，７２で上隣接ＮＴＳＣの映像キ
ャリヤが充分に抑圧できない場合は、図８（ｃ）のよう
に残留成分が生じる。これらの隣接キャリヤを充分にＬ
ＰＦで抑圧するためには、ＬＰＦのカットオフ周波数を
下げた方が有利である。従って、周波数オフセットｆOF
S はより小さい値を選定する方が望ましい。

【００８３】また図７、図８のように受信信号の下端や
上端のセグメントを受信する場合は、ＬＰＦ７１，７２
で隣接ＮＴＳＣ信号の抑圧が十分にできないことが想定
される。そして、ＡＤＣ９１，９２でのサンプリングの
際に折り返し雑音となって帯域内に入り込む場合があ
る。このような不都合を回避するために、受信セグメン
ト位置に応じてＡＤＣ９１，９２のサンプリング周波数
を最適値に変更することも有効である。通常は、Ａ／Ｄ
コンバータの消費電力低減の観点から、サンプリング周
波数はできるだけ低く設定するのが有利である。しか
し、折り返し雑音による妨害が発生する場合は、その妨
害が帯域内に入らないようにサンプリング周波数を設定
しなければならない。

【００８４】ＬＰＦ７１の出力は、ＢＢアンプ２０１で
次段のＡＤＣ９１の規定の入力レベルになるように増幅
される。同様にＬＰＦ７２の出力は、ＢＢアンプ２０２
で次段のＡＤＣ９２の規定の入力レベルになるように増
幅される。ＡＤＣ９１は、ＢＢアンプ２０１の出力をデ
ジタル信号に変換する。同様にＡＤＣ９２は、ＢＢアン
プ２０２の出力をデジタル信号に変換する。ＡＤＣ９
１，９２の出力は、図７（ｃ）又は図８（ｃ）の状態で
あり、受信セグメントはまだ周波数オフセット±ｆOFS
を有している。

【００８５】ここで、図７（ｃ）にハッチングした受信
セグメントの複素ベースバンド信号を（Ｉ＋ｊＱ）とす
ると、図７（ｃ）の受信セグメントの状態は、次のよう
に表現できる。 （Ｉ＋ｊＱ）×exp （ｊωOFS ・ｔ） そこで、ＮＣＯ９４で複素正弦波exp （−ｊωOFS ・
ｔ）を生成し、複素乗算器９３でＡＤＣ９１，９２の出
力と複素乗算を行うことにより、exp( )の項を打ち消
し、（Ｉ＋ｊＱ）のベースバンド信号を再生することが
できる。このように周波数オフセット分が補正された状
態を図７（ｄ）に示す。図８（ｃ）の場合は、信号に含
まれる周波数オフセットの符号が逆になるので、ＮＣＯ
９４の複素正弦波の極性を反転し、exp （＋ｊωOFS ・
ｔ）とする。このように周波数オフセット分が補正され
た状態を図８（ｄ）に示す。

【００８６】制御部９９はＰＬＬ６９で受信セグメント
位置に応じて周波数オフセット±ｆOFS を設定する際
に、ＮＣＯ９４の周波数オフセット補正値の値と符号も
連動させる。なお、ＮＣＯ９４の周波数オフセット補正
量は、固定値で設定するものである。しかしＰＬＬ６
４，ＰＬＬ６９の温度特性などにより周波数誤差を生
じ、複素乗算器９３の出力で完全に周波数オフセットを
補正できるものではない。但しここで残留する微小周波
数オフセットはＯＦＤＭ復調器９７の内部のＡＦＣルー
プにより補正できる。また、このＡＦＣループの一部と
して、複素乗算器９３とＮＣＯ９４を用いても良い。Ｏ
ＦＤＭ復調器９７で検出した搬送波周波数誤差情報をＮ
ＣＯ９４に帰還してフィードバックループとすれば、Ａ
ＦＣループが実現できる。

【００８７】ＮＣＯ９４の構成例を示すブロック図を図
９に示す。ＮＣＯ９４は加算器１０１、ラッチ回路
（Ｄ）１０２、データ変換回路１０３，１０４を含んで
構成される。また、加算器１０１とラッチ回路１０２と
で累積加算器１０５が構成される。累積加算器１０５は
オーバーフローを禁止しない加算器とし、その積分動作
によりデータ設定端子１０６に設定された周波数オフセ
ット値である瞬時周波数から瞬時位相への変換を行う。
累積加算器１０５の出力信号はコサイン特性を有するデ
ータ変換回路１０３、及びサイン特性を有するデータ変
換回路１０４にて直交信号に変換され、図６の複素乗算
器９３に出力される。なお、データ変換回路１０３、１
０４はＲＯＭ又は関数近似による演算回路などで実現で
きる。

【００８８】複素乗算器９３の出力は、通過帯域幅を１
セグメントに設定したデジタルのＬＰＦ９５，９６で帯
域制限が行われる。複素周波数領域で帯域幅１セグメン
ト（４２９ｋＨｚ）なので、ＬＰＦのカットオフ周波数
は２１５ｋＨｚ以上が必要となる。但し、ＰＬＬ６４，
ＰＬＬ６９の温度特性によるベースバンド信号の周波数
ずれ分のマージンは上乗せが必要である。ＬＰＦ９５，
９６は不要な隣接ＮＴＳＣ信号成分や、他のセグメント
の信号成分を抑圧する。イメージ除去をアナログ段で完
結せず、アナログ段では直交検波のみを行い、イメージ
帯域の除去にデジタルＬＰＦを用いているため、高いイ
メージ除去性能が得られる。また、イメージ除去極性の
切換え、即ち図７と図８に対応する周波数関係の切換え
も、ＰＬＬ６９の第２の局部発振周波数ｆLO２の設定
と、ＮＣＯ９４の周波数オフセットｆOFS の設定の変更
のみで対応できる。このため、切換えによるイメージ除
去性能の劣化は発生しない。

【００８９】ＬＰＦ９５，９６から出力された複素ベー
スバンド信号はＯＦＤＭ復調器９７に供給される。ＯＦ
ＤＭ復調器９７はＩＳＤＢ−Ｔの送信時の変調処理に対
応して、複素フーリエ変換、周波数デインターリーブ、
時間デインターリーブ、誤り訂正などの復調処理を行
う。こうしてＴＳ出力端子９８からＴＳが出力される。
後段のバックエンド（図示せず）ではこのＴＳをデコー
ドすることにより、映像や音声を再生する。

【００９０】また、受信セグメントのスペクトル極性
は、図７と図８で共に同じであるが、ミキサ６３での周
波数変換で送信信号に対してスペクトルが反転する。こ
れは、ＯＦＤＭ復調器９７の内部のデジタル信号処理に
おいて、直交検波後の実数軸の信号Ｉと虚数軸の信号Ｑ
の内、一方の符号を反転したり、ＩとＱを交換したり、
ＦＦＴ処理後のスペクトルの上下関係を並べ替えたりす
る方法によって、補正することができる。

【００９１】以上説明したように、本実施の形態の復調
装置９０は、ミキサ６３による周波数変換で第１の中間
周波数ｆIF１に変換するために、ミキサ６７，６８を含
んで構成される直交ミキサをほぼ単一と見なせる周波数
で動作させることができる。このためＶＨＦ、ＵＨＦの
広帯域な受信が可能となる。また、アナログ段では直交
検波のみを行い、イメージ帯域に相当する他のセグメン
トの信号の除去はデジタル処理段でのデジタルのＬＰＦ
で行っている。このため、高精度なイメージ除去性能を
確保できると同時に、制御部９９によるＰＬＬ６９とＮ
ＣＯ９４の周波数設定の切換えのみにより、容易にイメ
ージ除去極性の切換えが可能となる。また、アナログ段
では搬送波周波数オフセットを付加した形式で信号を扱
うため、ＤＣオフセットを精密に管理する必要がなく、
容量結合で回路を構成できるというメリットもある。

【００９２】なお、ＲＦアンプ６２はＡＧＣアンプで構
成し、ミキサ６３の出力で電力を測定してＡＧＣ制御を
行うこともできる。この場合、隣接信号込みの電力でＡ
ＧＣ制御が可能になるため、受信信号に比べて電力の大
きな隣接妨害波が存在する場合も、ＲＦアンプ６２、ミ
キサ６３の非線形歪の発生を防止することができる。同
様にＩＦアンプ６６をＡＧＣアンプで構成し、ミキサ６
７，６８の出力で電力を測定してＡＧＣ制御することも
できる。この場合、ＢＰＦ６５で除去しきれなかった隣
接信号込みの電力でＡＧＣ制御が可能になるため、ＩＦ
アンプ６６、ミキサ６７，６８の非線形歪の発生を防止
することができる。そしてベースバンドアンプ（ＢＢア
ンプ）２０１，２０２をＯＦＤＭ復調器９７から制御す
る。

【００９３】ＬＰＦ７１，７２の出力では隣接信号成分
が充分に抑圧されてほぼ希望信号のみになっている。こ
のため、ＢＢアンプ２０１，２０２は次のような補正動
作をする必要がある。即ち、隣接妨害信号が大きい場合
に、希望受信信号の電力がＲＦアンプ６２やＩＦアンプ
６６で抑圧されたとき、ＢＢアンプ２０１，２０２はこ
の抑圧分をＡＤＣ９１，９２に入力するのに適切なレベ
ルまで補正する。なお、アンテナ６１に対して、制御電
圧により同調周波数を制御できる場合、この機能をＲＦ
初段のＡＧＣとして使用できる。例えば、ＲＦアンプ６
２の制御電圧をモニタすることにより、ＲＦアンプ６２
の入力レベルが規定レベルを上回った場合は、アンテナ
６１の同調をずらして、ＲＦアンプ６２の入力レベルが
規定値に収まるように制御する。

【００９４】また、ＢＰＦ６５の帯域幅は最低で１セグ
メント程度の狭帯域としたが、狭帯域フィルタの実現が
困難な場合は、例えば６ＭＨｚ程度の広帯域としてもよ
い。この場合、受信したＲＦ信号の１チャンネル分をそ
のままｆLO１＝ｆIF１＋ｆRFの周波数関係を用いて第１
の中間周波数に群変換し、局部発振信号ＬＯ２の周波数
を受信セグメント毎に切換えることにより、各セグメン
トの選択をする。また、局部発振周波数ｆLO１を受信セ
グメント毎に変更して、隣接妨害信号がＢＰＦ６５のカ
ットオフ周波数にかかるように中間周波数ｆIF１を調整
することにより、ＢＰＦ６５が広帯域な場合にも隣接信
号の排除性能を確保することができる。

【００９５】また、第１の中間周波数のｆIF１＝１４０
０ＭＨｚと、周波数オフセットのｆOFS ＝５００ｋＨｚ
は一例であり、この周波数に限定するものではない。ま
た、ミキサ６３での周波数変換はUpper LOとして説明し
たが、Lower LOとしても良い。

【００９６】次に実施の形態２の応用例について説明す
る。図１０及び図１１は、実施の形態２の復調装置を、
地上デジタルＴＶ放送のＩＳＤＢ−Ｔの１３セグメント
全体や、ＤＶＢ−Ｔ等のＯＦＤＭ信号の受信に適用した
場合のスペクトル図である。受信信号の周波数変換前後
のスペクトル極性を把握し易くするために、周波数特性
に故意にテーパを持たせて図示している。なお、復調装
置の構成は図６と同様であるが、ＬＰＦ７１，７２、Ｌ
ＰＦ９５，９６を広帯域化し、ＡＤＣ９１，９２のサン
プリング周波数を高く設定する点のみが異なる。

【００９７】図１０は上隣接ＮＴＳＣ信号が存在する場
合のスペクトル図である。図１１は下隣接ＮＴＳＣ信号
が存在する場合のスペクトル図である。一例として、第
１の中間周波数をｆIF１＝１４００ＭＨｚとし、受信信
号の周波数帯をｆRF＝４７０〜７７０ＭＨｚとする。上
隣接、下隣接のいずれの妨害波が存在する場合も、ミキ
サ６３による第１の周波数変換の局部発振周波数ｆLO１
はUpper LOとしてｆLO１＝ｆIF１＋ｆRFの関係式よりｆ
LO１＝１８７０〜２１７０ＭＨｚとなる。この状態を図
１０（ａ）及び図１１（ａ）に示す。

【００９８】次に、ミキサ６７，６８による第２の周波
数変換の局部発振周波数ｆLO２を定義する。図１０に示
すように、上隣接ＮＴＳＣ信号が存在する場合は、制御
部９９はｆLO２＝ｆIF１＋ｆOFS の関係式において、こ
こでは一例としてｆOFS ＝４ＭＨｚとして、ｆLO２＝１
４０４ＭＨｚに設定する。この状態を図１０（ｂ）に示
す。図１１に示すように、下隣接ＮＴＳＣ信号が存在す
る場合は、ｆLO２＝ｆIF１−ｆOFS として、ｆLO２＝１
３９６ＭＨｚに設定する。この状態を図１１（ｂ）に示
す。なお、これらの図にはベースバンドでのＬＰＦ７
１，７２の周波数特性をｆLO２を中心とした周波数領域
に写像して示している。上記した第２の局部発振周波数
ｆLO２の切替により、ミキサ６７，６８を含んで構成さ
れる直交ミキサ出力のベースバンドでは、上下隣接妨害
いずれの場合も、隣接ＮＴＳＣ信号をＬＰＦ７１，７２
で除去できる。

【００９９】ベースバンドでは、上隣接妨害が存在する
場合は、−ｆOFS にベースバンド信号が得られる。この
状態を図１０（ｃ）に示す。下隣接妨害が存在する場合
は、＋ｆOFS にベースバンド信号が得られる。この状態
を図１１（ｃ）に示す。制御部９９はＮＣＯ９４の発振
周波数を上隣接妨害存在時には＋ｆOFS に、下隣接妨害
存在時には−ｆOFS に切り換えることにより、複素乗算
器９３で周波数オフセットを補正する。この状態を図１
０（ｄ）及び図１１（ｄ）に示す。両者でスペクトル極
性の反転が発生する。このため、ＯＦＤＭ復調器９７の
内部のデジタル信号処理において、直交検波後の実数軸
の信号Ｉと虚数軸の信号Ｑの内、一方の符号を反転した
り、ＩとＱを交換したり、ＦＦＴ処理後のスペクトルの
上下関係を並べ替えたりする方法によって補正を行う。
尚、第１の局部発振周波数ｆLO１をLower LOとする場合
は、上下隣接妨害と第２の局部発振周波数ｆLO２の極性
の関係が上記説明と反転するように設定すればよい。

【０１００】なお、隣接妨害の存在の検出方法として
は、受信信号をＯＦＤＭ復調器９７にてＦＦＴした結果
から上下隣接信号成分を検出する方法がある。また受信
信号の復調後のビット誤り率や受信Ｃ／Ｎが不良な場
合、局部発振周波数ｆLO２の周波数オフセットの極性を
切り替える方法などを用いることができる。

【０１０１】以上、説明したように、本応用例における
復調装置は、制御部９９が上又は下隣接妨害の存在の有
無を調べ、ミキサ６７，６８に入力される局部発振周波
数ｆLO２を第１中間周波数の上側と下側に切換える。こ
うすることにより、隣接妨害信号を直交ミキサとＬＰＦ
７１，７２の帯域外に設定できる。このため、高精度な
イメージ除去性能を確保できると同時に、隣接妨害を抑
圧できる。ただし、上下共に隣接妨害信号が存在する場
合は、本方式の適用効果は得られない。

【０１０２】なお、本方式は、ＯＦＤＭ以外の変調方
式、即ちＱＰＳＫ、ＱＡＭ、ＶＳＢ等のデジタル変調信
号の受信にも適用が可能である。

【０１０３】また、実施の形態１、２のいずれにおいて
も、ベースバンド帯域のＬＰＦをＩＣ内に構成すること
が可能である。このため図１では、ＲＦアンプ６２から
ＬＰＦ７８まで、図６ではＲＦアンプ６２からＢＢアン
プ２０１，２０２までを１チップＩＣ化することも可能
である。但しいずれもＢＰＦ６５はＩＣ化の対象から除
く。

【０１０４】また、実施の形態１、２のいずれかの構成
で小型の復調装置を実現し、例えば携帯電話内に内蔵す
ることで、放送の下り回線と通信の上り回線を双方向に
利用したサービスが実現可能となる。このとき、図１、
図６のＰＬＬ６４，ＰＬＬ６９の発振周波数（ｆLO１，
ｆLO２）や中間周波数（ｆIF１，ｆIF２）が、少なくと
も携帯電話の受信周波数に重なって妨害にならないよう
に周波数選定を行う必要がある。また、ＰＬＬ６４，Ｐ
ＬＬ６９やＯＦＤＭ復調器８０又は９７の基準クロック
は、携帯電話側の基準クロックを共有して使用して同期
化することで、ビート妨害の発生を防止することができ
る。

【０１０５】（実施の形態３）次に本発明の実施の形態
３における復調装置６０Ｄについて説明する。本実施の
形態は、移動受信におけるフェージング耐性を改善する
ために実施の形態１の復調装置を２系統並列に並べて、
空間的なダイバーシティ受信機を構成したものである。
この場合、図１に示すＯＦＤＭ復調器８０も２系列並列
に用意し、両者のＦＦＴ出力でキャリヤ毎に選択又は重
み付け合成を行って２系統の受信信号を合成する。

【０１０６】図１２は本実施の形態の復号装置６０Ｄの
チューナ部分を示す構成図である。この復号装置６０Ｄ
のチューナ部は、第１のチューナ部と第２のチューナ部
とが並列に設けられたものである。第１のチューナ部
は、アンテナ６１ａ、ＲＦアンプ６２ａ、ミキサ６３
ａ、ＰＬＬ６４、ＢＰＦ６５ａ、ＩＦアンプ６６ａ、ミ
キサ６７ａ，６８ａ、ＰＬＬ６９、移相器７０、ＬＰＦ
７１ａ，７２ａ、移相器７３ａ，７４ａ、加算器７５
ａ、ＢＰＦ７６ａ、ＢＢアンプ７７ａ、ＬＰＦ７８ａ、
制御部７９を含んで構成される。

【０１０７】また第２のチューナ部は、アンテナ６１
ｂ、ＲＦアンプ６２ｂ、ミキサ６３ｂ、ＰＬＬ６４、Ｂ
ＰＦ６５ｂ、ＩＦアンプ６６ｂ、ミキサ６７ｂ，６８
ｂ、ＰＬＬ６９、移相器７０、ＬＰＦ７１ｂ，７２ｂ、
移相器７３ｂ，７４ｂ、加算器７５ｂ、ＢＰＦ７６ｂ、
ＢＢアンプ７７ｂ、ＬＰＦ７８ｂ、制御部７９を含んで
構成される。

【０１０８】ここでＰＬＬ６４，６９、移相器７０、制
御部７９は第１のチューナ部及び第２のチューナ部で共
用される。チューナ内部の発振器間のビート妨害回避の
点からもこの形態が望ましい。なお、図１２では、図１
のＡＤＣ７９以降の回路が２系列必要となる。

【０１０９】このような構成によれば、受信信号の一部
のセグメントを選択して受信するとき、夫々の系列のイ
メージ除去用ミキサの出力を用いてデジタル復調を行
い、各復調結果の選択又は重み付け加算により、信頼性
の高いデータを再生することができる。

【０１１０】また隣接信号が存在する環境下でデジタル
変調された信号を受信するとき、夫々の系列のイメージ
除去用ミキサの出力を用いてデジタル復調を行い、各復
調結果の選択又は重み付け加算により、信頼性の高いデ
ータを再生することができる。

【０１１１】（実施の形態４）次に本発明の実施の形態
４における復調装置９０Ｄについて説明する。本実施の
形態は、実施の形態２の復調装置を２系統並列に並べ
て、移動受信におけるフェージング耐性を改善するため
に空間的なダイバーシティ受信機を構成したものであ
る。この場合、図６に示すＯＦＤＭ復調器９７も２系列
並列に用意し、両者のＦＦＴ出力でキャリヤ毎に選択又
は重み付け合成を行って２系統の受信信号を合成する。

【０１１２】図１３は本実施の形態の復号装置９０Ｄの
チューナ部分を示す構成図である。この復号装置９０Ｄ
のチューナ部は、第１のチューナ部と第２のチューナ部
とが並列に設けられたものである。第１のチューナ部
は、アンテナ６１ａ、ＲＦアンプ６２ａ、ミキサ６３
ａ、ＰＬＬ６４、ＢＰＦ６５ａ、ＩＦアンプ６６ａ、ミ
キサ６７ａ，６８ａ、ＰＬＬ６９、移相器７０、ＬＰＦ
７１ａ，７２ａ、ＢＢアンプ２０１ａ，２０２ａ、制御
部９９を含んで構成される。

【０１１３】また第２のチューナ部は、アンテナ６１
ｂ、ＲＦアンプ６２ｂ、ミキサ６３ｂ、ＰＬＬ６４、Ｂ
ＰＦ６５ｂ、ＩＦアンプ６６ｂ、ミキサ６７ｂ，６８
ｂ、ＰＬＬ６９、移相器７０、ＬＰＦ７１ｂ，７２ｂ、
ＢＢアンプ２０１ｂ，２０２ｂ、制御部９９を含んで構
成される。

【０１１４】ここでＰＬＬ６４，６９、移相器７０は第
１のチューナ部及び第２のチューナ部で共用される。チ
ューナ内部の発振器間のビート妨害回避の点からもこの
形態が望ましい。なお、図１３では、図６のＡＤＣ９
１，９２以降の回路が２系列必要となる。

【０１１５】このような構成によれば、受信信号の一部
のセグメントを選択して受信するとき、夫々の系列の直
交ミキサの出力を用いてデジタル復調を行い、各復調結
果の選択又は重み付け加算により、信頼性の高いデータ
を再生することができる。

【０１１６】また隣接信号が存在する環境下でデジタル
変調された信号を受信するとき、夫々の系列の直交ミキ
サの出力を用いてデジタル復調を行い、各復調結果の選
択又は重み付け加算により、信頼性の高いデータを再生
することができる。

【０１１７】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、ＩＳＤＢ
−Ｔ変調信号の部分受信を行う復調装置や、ＩＳＤＢ−
Ｔ変調信号の全体やＤＶＢ−Ｔ変調信号の受信を行う復
調装置において、ＶＨＦからＵＨＦまでの広帯域な受信
が可能となり、かつ、受信セグメント位置や隣接妨害信
号によらずイメージ除去性能を劣化させない選択度の高
い復調装置が実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１における復調装置の構成
を示すブロック図である。

【図２】（ａ）は実施の形態１の復調装置において、下
側セグメントを含むＲＦ出力を示すスペクトル図、
（ｂ）は実施の形態１の復調装置において、下側セグメ
ントを含むＩＦ出力を示すスペクトル図、（ｃ）は実施
の形態１の復調装置において、下側セグメントを含むＢ
Ｂ出力を示すスペクトル図である。

【図３】（ａ）は実施の形態１の復調装置において、上
側セグメントを含むＲＦ出力を示すスペクトル図、
（ｂ）は実施の形態１の復調装置において、上側セグメ
ントを含むＩＦ出力を示すスペクトル図、（ｃ）は実施
の形態１の復調装置において、上側セグメントを含むＢ
Ｂ出力を示すスペクトル図である。

【図４】（ａ）は実施の形態１の復調装置（応用例その
１）において、ＲＦ出力を示すスペクトル図、（ｂ）は
実施の形態１の復調装置（応用例その１）において、Ｉ
Ｆ出力を示すスペクトル図、（ｃ）は実施の形態１の復
調装置（応用例その１）において、ＢＢ出力を示すスペ
クトル図である。

【図５】（ａ）は実施の形態１の復調装置（応用例その
２）において、ＲＦ出力を示すスペクトル図、（ｂ）は
実施の形態１の復調装置（応用例その２）において、Ｉ
Ｆ出力を示すスペクトル図、（ｃ）は実施の形態１の復
調装置（応用例その２）において、ＢＢ出力を示すスペ
クトル図である。

【図６】本発明の実施の形態２における復調装置の構成
を示すブロック図である。

【図７】（ａ）は実施の形態２の復調装置（動作その
１）において、ＲＦ出力を示すスペクトル図、（ｂ）は
実施の形態２の復調装置（動作その１）において、ＩＦ
出力を示すスペクトル図、（ｃ）は実施の形態２の復調
装置（動作その１）において、ＢＢ出力を示すスペクト
ル図、（ｄ）は実施の形態２の復調装置（動作その１）
において、複素乗算器の出力を示すスペクトル図であ
る。

【図８】（ａ）は実施の形態２の復調装置（動作その
２）において、ＲＦ出力を示すスペクトル図、（ｂ）は
実施の形態２の復調装置（動作その２）において、ＩＦ
出力を示すスペクトル図、（ｃ）は実施の形態２の復調
装置（動作その２）において、ＢＢ出力を示すスペクト
ル図、（ｄ）は実施の形態２の復調装置（動作その２）
において、複素乗算器の出力を示すスペクトル図であ
る。

【図９】実施の形態２の復調装置で用いられるＮＣＯの
構成例を示すブロック図である。

【図１０】（ａ）は実施の形態２の復調装置（応用例そ
の１）において、ＲＦ出力を示すスペクトル図、（ｂ）
は実施の形態２の復調装置（応用例その１）において、
ＩＦ出力を示すスペクトル図、（ｃ）は実施の形態２の
復調装置（応用例その１）において、ＢＢ出力を示すス
ペクトル図、（ｄ）は実施の形態２の復調装置（応用例
その１）において、複素乗算器の出力を示すスペクトル
図である。

【図１１】（ａ）は実施の形態２の復調装置（応用例そ
の２）において、ＲＦ出力を示すスペクトル図、（ｂ）
は実施の形態２の復調装置（応用例その２）において、
ＩＦ出力を示すスペクトル図、（ｃ）は実施の形態２の
復調装置（応用例その２）において、ＢＢ出力を示すス
ペクトル図、（ｄ）は実施の形態２の復調装置（応用例
その２）において、複素乗算器の出力を示すスペクトル
図である。

【図１２】実施の形態３における復調装置のチューナ部
の構成を示すブロック図である。

【図１３】実施の形態４における復調装置のチューナ部
の構成を示すブロック図である。

【図１４】第１の従来例における復調装置の構成を示す
ブロック図である。

【図１５】イメージ除去ミキサ（下側波キャンセル）の
機能ブロック図である。

【図１６】イメージ除去ミキサ（上側波キャンセル）の
機能ブロック図である。

【図１７】（ａ）は従来の復調装置において、上側セグ
メントを受信する場合のスペクトル図、（ｂ）は従来の
復調装置において、下側セグメントを受信する場合のス
ペクトル図である。

【図１８】第２の従来例における復調装置の構成を示す
ブロック図である。

【図１９】（ａ）は従来例の復調装置において、下隣接
信号が存在する場合のスペクトル図、（ｂ）は従来例の
復調装置において、上隣接信号が存在する場合のスペク
トル図である。

【符号の説明】

６０，６０Ｄ，９０，９０Ｄ 復調装置 ６１，６１ａ，６１ｂ アンテナ ６２，６２ａ，６２ｂ ＲＦアンプ ６３，６３ａ，６３ｂ，６７，６７ａ，６７ｂ，６８，
６８ａ，６８ｂ ミキサ ６４，６９ ＰＬＬ ６５，６５ａ，６５ｂ，７６，７６ａ，７６ｂ ＢＰＦ ６６，６６ａ，６６ｂ ＩＦアンプ ７０，７３，７３ａ，７３ｂ，７４，７４ａ，７４ｂ
移相器 ７１，７１ａ，７１ｂ，７２，７２ａ，７２ｂ，７８，
７８ａ，７８ｂ アナログのＬＰＦ ７５，７５ａ，７５ｂ 加算器 ７７，７７ａ，７７ｂ，２０１，２０１ａ，２０１ｂ，
２０２，２０２ａ，２０２ｂ ＢＢアンプ ７９，９１，９２ ＡＤＣ ８０，９７ ＯＦＤＭ復調器 ８１，９８ ＴＳ出力端子 ９３ 複素乗算器 ９４ ＮＣＯ ９５，９６ デジタルのＬＰＦ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大場 康雄 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 藤島 明 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 岩井田 峰之 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 Ｆターム(参考） 5K020 BB09 DD02 EE04 FF01 FF02 GG01 KK02 KK07 5K022 DD01 DD13 DD19 DD31

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数のセグメントを連結してＯＦＤＭ変
   調された受信信号を受信周波数帯域よりも高い周波数に
   設定した第１の中間周波数に周波数変換する第１のミキ
   サと、 前記第１のミキサの出力を前記第１の中間周波数よりも
   低い第２の中間周波数に周波数変換するイメージ除去用
   の第２のミキサと、 受信信号の一部のセグメントを選択して受信するとき、
   前記セグメントの位置に応じて、前記第１のミキサに供
   給する局部発振信号の周波数を、前記第１の中間周波数
   の上側又は下側に切換える指示を出す制御部と、を具備
   することを特徴とする復調装置。
2. 【請求項２】 請求項１記載の第１のミキサ及び第２の
   ミキサを２系列設け、各系列間で局部発振器を共有し、 受信信号の一部のセグメントを選択して受信するとき、
   夫々の系列の第２のミキサの出力を用いてデジタル復調
   を行い、各復調結果に基づいてデータを再生するように
   したことを特徴とする復調装置。
3. 【請求項３】 複数のセグメントを連結してＯＦＤＭ変
   調された受信信号を受信周波数帯域よりも高い周波数に
   設定した第１の中間周波数に周波数変換する第１のミキ
   サと、 前記第１のミキサの出力を、周波数オフセットを設定し
   た局部発振信号を用いて直交検波する第２のミキサと、 受信信号の一部のセグメントを選択して受信するとき、
   前記セグメントの位置に応じて、前記周波数オフセット
   の符号を切り換える指示を出す制御部と、を具備するこ
   とを特徴とする復調装置。
4. 【請求項４】 請求項３記載の第１のミキサ及び第２の
   ミキサを２系列設け、各系列間で局部発振器を共有し、 受信信号の一部のセグメントを選択して受信するとき、
   夫々の系列の第２のミキサの出力を用いてデジタル復調
   を行い、各復調結果に基づいてデータを再生するように
   したことを特徴とする復調装置。
5. 【請求項５】 デジタル変調された受信信号を受信周波
   数帯域よりも高い周波数に設定した第１の中間周波数に
   周波数変換する第１のミキサと、 前記第１のミキサの出力を前記第１の中間周波数よりも
   低い第２の中間周波数に周波数変換するイメージ除去用
   の第２のミキサと、 隣接信号が存在する環境下でデジタル変調された信号を
   受信するとき、前記隣接信号と前記受信信号の相対位置
   に応じて、前記第１のミキサに供給する局部発振信号の
   周波数を、前記第１の中間周波数の上側又は下側に切り
   換える指示を出す制御部と、を具備することを特徴とす
   る復調装置。
6. 【請求項６】 請求項５記載の第１のミキサ及び第２の
   ミキサを２系列設け、各系列間で局部発振器を共有し、 隣接信号が存在する環境下でデジタル変調された信号を
   受信するとき、夫々の系列の第２のミキサの出力を用い
   てデジタル復調を行い、各復調結果に基づいてデータを
   再生するようにしたことを特徴とする復調装置。
7. 【請求項７】 デジタル変調された受信信号を受信周波
   数帯域よりも高い周波数に設定した第１の中間周波数に
   周波数変換する第１のミキサと、 前記第１のミキサの出力を、周波数オフセットを設定し
   た局部発振信号を用いて直交検波する第２のミキサと、 隣接信号が存在する環境下でデジタル変調された信号を
   受信するとき、前記隣接信号と前記受信信号の相対位置
   に応じて、前記周波数オフセットの符号を切り換える指
   示を出す制御部と、を具備することを特徴とする復調装
   置。
8. 【請求項８】 請求項７記載の第１のミキサ及び第２の
   ミキサを２系列設け、各系列間で局部発振器を共有し、 隣接信号が存在する環境下でデジタル変調された信号を
   受信するとき、夫々の系列の第２のミキサの出力を用い
   てデジタル復調を行い、各復調結果に基づいてデータを
   再生するようにしたことを特徴とする復調装置。