JPH09331273A - 無線信号の送信及び受信方法 - Google Patents

無線信号の送信及び受信方法

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JPH09331273A
JPH09331273A JP9055357A JP5535797A JPH09331273A JP H09331273 A JPH09331273 A JP H09331273A JP 9055357 A JP9055357 A JP 9055357A JP 5535797 A JP5535797 A JP 5535797A JP H09331273 A JPH09331273 A JP H09331273A
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frequency
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JP9055357A
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Erkka Sointula
ソインテューラ エルッカ
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Nokia Oyj
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Nokia Mobile Phones Ltd
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 無線チャンネルを経てデジタル入力信号を送
信する方法及び高周波信号を受信する方法を提供する。 【解決手段】 サテライト移動電話において、無線信号
は、先ず、デジタル入力信号を発生する(602) ことによ
り送信される。デジタル入力信号は、デジタル変調信号
(704) と組み合わせて処理され(703) 、デジタル中間信
号が発生される。デジタル中間信号は、アナログ中間信
号に変換され(705) 、そしてアナログ中間信号は、アナ
ログ変調信号と組み合わせて処理され(706) 、高周波出
力信号を発生する。同様に、受信中には、受信信号がア
ナログ復調信号と組み合わせて処理され、アナログ中間
信号を発生する。アナログ中間信号がサンプリングされ
て、デジタル中間信号が発生され、このデジタル中間信
号は、デジタル復調信号と組み合わせて処理されて、送
信チャンネルを選択する。プロセッサをアナログドメイ
ンにおいて部分的にそしてデジタルドメインにおいて部
分的に実行することにより、比較的狭いチャンネル間隔
で迅速な位相固定を行うことができる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線信号の送信及
び受信に係る。
【０００２】
【従来の技術】無線信号は、誘導性及び容量性素子、通
常は、コイル及びキャパシタより成る同調回路によって
発生され又は選択される。これらの素子を並列又は直列
に接続して組み合わせたものは、無線回路の送信又は受
信周波数を定めるのに使用される特性共振周波数を有す
る。これらの成分のいずれかを変更すると、共振周波数
が変化する。従来は、連続的に可変なキャパシタを使用
して、特定の帯域を同調している。
【０００３】最近、同調回路の特性共振周波数を変更す
る新規な方法が開発されている。特に、可変キャパシタ
を、バラクタとしても知られているバリキャップダイオ
ードに置き換えることにより、同調回路を電圧で制御す
ることができる。バリキャップダイオードは、逆バイア
スダイオードであり、このダイオードにかかる逆電圧の
大きさを変更することにより、導通を防止する欠乏層の
厚みが変化し、可変キャパシタとして働くようになる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】バリキャップダイオー
ドを含む同調回路においては、制御電圧と共振周波数と
の関係が便利なものでもなく、又、特に安定でもない。
共振周波数の正確な制御は、位相固定ループの一部分を
形成する高周波発振器に同調回路を含ませることにより
達成される。高周波発振器からの出力は、送信又は受信
無線信号の周波数を決定するために送信又は受信回路に
供給される。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の第１の特徴によ
れば、無線チャンネルを経てデジタル入力信号を送信す
る方法であって、上記デジタル入力信号をデジタル変調
信号と組み合わせて処理してデジタル中間信号を発生
し；このデジタル信号をアナログ中間信号に変換し；そ
してこのアナログ中間信号をアナログ変調信号と組み合
わせて処理して高周波出力信号を発生するという段階を
備え、上記デジタル変調信号の周波数及び上記アナログ
変調信号の周波数を調整して上記出力信号の周波数を変
更する方法が提供される。
【０００６】本発明の第２の特徴によれば、高周波信号
を受信する方法であって、上記信号をアナログ復調信号
と組み合わせて処理してアナログ中間信号を発生し；こ
のアナログ中間信号をサンプリングしてデジタル化され
た中間信号を発生し；そしてこのデジタル中間信号をデ
ジタル復調信号と組み合わせて処理して送信チャンネル
を選択するという段階を備え、上記デジタル復調信号の
周波数及び上記アナログ復調信号の周波数の両方を調整
して、上記受信信号の変化を受け入れるようにした方法
が提供される。
【０００７】好ましくは、上記中間信号は、サンプリン
グされる前に付加的なアナログ復調信号と組み合わせて
処理される。
【０００８】好ましくは、上記アナログ変調又は復調信
号の分解能は、迅速な周波数調整を容易にするためにチ
ャンネル間隔より広く、そして個々のチャンネルは、デ
ジタル処理段階中に微細な周波数分解能により選択され
る。
【０００９】本発明の第３の特徴によれば、無線チャン
ネルを経てデジタル入力信号を送信する装置であって、
上記デジタル入力信号をデジタル変調信号と組み合わせ
て処理してデジタル中間信号を発生するための処理手段
と；このデジタル中間信号をアナログ中間信号に変換す
るための変換手段と；このアナログ中間信号をアナログ
変調信号と組み合わせて処理して高周波出力信号を発生
するための処理手段とを備え、更に、上記デジタル変調
信号の周波数を調整すると共に、上記アナログ変調信号
の周波数を調整して上記出力信号の周波数を変更するよ
うに構成された手段を備えた装置が提供される。
【００１０】本発明の第４の特徴によれば、受信信号を
アナログ復調信号と組み合わせて処理してアナログ中間
信号を発生するための処理手段と；このアナログ中間信
号をサンプリングしてデジタル中間信号を発生するため
のサンプリング手段と；このデジタル中間信号をデジタ
ル復調信号と組み合わせて処理して送信チャンネルを選
択するための処理手段とを備え、更に、上記アナログ復
調信号の周波数を調整する手段及び上記デジタル復調信
号の周波数を調整する手段を備え、上記受信信号の周波
数の変化を受け入れるようにした高周波数受信装置が提
供される。
【００１１】好ましい実施形態において、上記装置は、
上記中間信号がサンプリングされる前に、上記中間信号
を付加的なアナログ復調信号と組み合わせて処理するた
めの手段を備えている。好ましくは、上記アナログ変調
信号又はアナログ復調信号の分解能は、迅速な周波数調
整を容易にするためにチャンネル間隔よりも広く、そし
て個々のチャンネルは、デジタル処理装置により微細な
周波数分解能で選択される。無線信号は、ドップラーシ
フトを受け易く、デジタル信号処理ドメインにおいてデ
ジタル変調又はデジタル復調信号の周波数を調整するこ
とによりドップラーシフトの補償が与えられる。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照し、本発明
を一例として詳細に説明する。図１には、高周波位相固
定ループが示されている。高周波発振器１０１は、バリ
キャップダイオード１０２及びインダクタ１０３により
定められた共振周波数を有する同調回路を備えている。
発振器１０１は、通常は、ハートレー又はコルピッツ発
振器として知られている形式のものであり、同調回路の
共振周波数で定められた周波数ＦLOを有する信号１０４
が発生される。
【００１３】発振器の出力１０４は、分割器１０５に送
られ、この分割器は、発振器の周波数ＦLOを整数値ｎで
分割する。分割された周波数は、位相検出器１０６の第
１の入力に送られる。
【００１４】基準発振器１０８は、クオツクリスタル１
０９を有する温度補償されたクリスタル発振子より成
る。これは既知の固定の周波数で発振し、この周波数
は、固定分割器１０７において固定の係数で分割され
る。固定分割器１０７からの出力は基準周波数ＦREF と
して知られるもので、位相検出器１０６の第２の入力に
供給される。
【００１５】位相検出器１０６は、その２つの入力間の
位相差に基づいて出力電圧を発生する。これはローパス
ループフィルタ１１０へ供給され、その出力電圧１１１
は、位相検出器１０６に送られた２つの信号間の位相差
に基づく。ループフィルタ１１０からの出力１１１は、
発振器１０１のバリキャップダイオード１０２に制御電
圧を供給する。ループフィルタ１１０から発生された信
号は、発振器１０１の位相及び周波数ＦLOをある値に引
っ張り、この値は、可変分割器１０５においてｎで分割
された後に、固定分割器１０７からの位相及び周波数Ｆ
REF に等しくなる値である。
【００１６】従って、古典的な位相固定ループは、発振
器１０１の周波数ＦLOが分割器１０５に使用される整数
ｎによって制御され、そしてｎの増分間のチャンネル間
隔がＦREF により定められるようにして形成される。こ
の構成は、高周波位相固定ループとして一般的に知られ
た高周波合成器に使用される基本的な概念を示す。
【００１７】不都合なことに、プログラム可能な分割器
１０５は、コスト及び消費電力を受け入れられないレベ
ルまで増加せずに、数十ＭＨｚ以上の入力周波数で動作
することができない。考えられる解決策は、固定の高速
分割器を用いてある固定値で信号１０４を予め分割する
ことである。この技術は、プレスケーリングとして知ら
れている。これは、ＦREF を同じ量で分割しなければな
らないという点で付加的な問題を生じる。というのは、
ここでは、チャンネル間隔が、ＦREF にプレスケール係
数を乗算したものに等しくなるからである。
【００１８】位相固定ループの文献においては、古典的
な問題は、固定分割器１０７からのＦREF 信号が、位相
検出器１０６を経て、発振器１０１へ送られる信号１１
１へ突き抜ける（フィードスルー）ことである。位相検
出器１０６の出力からＦREFを除去することは、ループ
フィルタ１１０により行われる。しかし、ＦREF がチャ
ンネル間隔の１／１０に減少された場合には、ループフ
ィルタのローパスカットオフ周波数も同様に１／１０に
減少しなければならない。その結果、ループの安定化時
間が１０倍に増加する。これは、長い安定化時間を招
き、高速周波数ホッピングのような技術を使用すべきと
きには回路を無効にしてしまう。
【００１９】図１の構成に伴う問題は、図２において更
に説明する。著しいフィルタ作用がないと、高周波のフ
ィードスルーにより、中心周波数１２０をもつ発振器１
０１からの出力１０４に側波帯１２１及び１２２が課せ
られる。これらの側波帯は、不所望な変調成分を追加す
ることによって所望のチャンネルの受信を質低下させ又
は歪ませる。更に、隣接する受信チャンネルの選択度が
減少される。側波帯１２１及び１２２の振幅を減少する
ために、ループフィルタ１１０には低いカットオフ周波
数を使用できるが、これは、ループの安定化時間を増加
させることになる。従って、公知技術で知られたよう
に、狭いチャンネル間隔と、迅速な安定化時間とが相反
して必要とされる。
【００２０】低いコスト及び消費電力を維持しながらＦ
REF をチャンネル間隔に等しくすることのできる技術が
知られている。図３は、図１に示したものと同様である
が、整数分割器１０５が更に複雑な構成体に置き換えら
れた周波数合成器を示している。二重係数のプレスケー
ラ２０１は、発振器１０１からの出力の周波数ＦLOを選
択信号２０４に基づき例えば１００又は１０１で分割す
る。これにより分割された周波数は、整数ＮS で分割す
るスワロー(Swallow) カウンタ２０２と、整数ＮP で分
割するプログラム可能なカウンタ２０３の両方に送られ
る。既知のシステムでは、必要とされるプレスケーリン
グの程度に基づいて、１０及び１１、３０及び３１のよ
うな他の分割定数対を使用することもできる。
【００２１】これにより得られる組合せは、スワローカ
ウンティングとして知られているプロセスを実行する。
最初に、二重係数のプレスケーラ２０１は、発振器１０
１の出力１０４を１０１で分割するようにセットされ
る。更に、スワローカウンタ２０２は、ＮS の値に初期
化され、そしてカウンタ２０３は、ＮP の値に初期化さ
れ、これは、システムが適切に機能するためにはＮS の
値より大きくなければならない。最初の１０１個のパル
スが二重係数のプレスケーラ２０１に供給された後に、
スワローカウンタ２０２はその値を１だけ減少し、そし
てカウンタ２０３もその値を１だけ減少する。
【００２２】二重係数のプレスケーラ２０１は、スワロ
ーカウンタ２０２が０になるまで、信号１０４からの１
０１個のパルスごとにスワローカウンタ２０２及びカウ
ンタ２０３を減少し続ける。０に達すると、スワローカ
ウンタ２０２は、選択信号２０４を発生し、二重係数の
プレスケーラ２０１が１０１ではなく１００で分割を行
うようにする。又、０に達した後に、スワローカウンタ
はカウントを停止するが、カウンタ２０３は、カウント
を続け、今度は、発振器１０１からの出力１０４の１０
０個のパルスごとに一回減少される。これは、カウンタ
２０３の値が０に達するまで続き、このとき、２つのカ
ウンタ２０２及び２０３の内容は、各々ＮS 及びＮP の
初期値にリセットされ、そして二重係数のプレスケーラ
２０１は再び１０１で分割を開始する。
【００２３】カウンタ２０３からの出力２０６は、次の
式で表される周波数ＦO を有する。 ＦO ＝ＦLO／Ｎ ここで、Ｎ＝１０１．ＮS ＋１００（ＮP −ＮS ）であ
る。これは、ＮP ＞ＮSのときにＮ＝ＮS ＋１００．Ｎ
P と簡単化される。位相が固定されたときには、ＦO ＝
ＦREF であり、従って、発振器１０１の周波数は、次の
式で表される。 ＦLO＝ＦREF ．Ｎ ＦLO＝ＦREF （ＮS ＋１００．ＮP ）
【００２４】従って、非常に簡単で高速度の二重係数プ
レスケーラ２０１は、スワローカウント技術を使用する
場合には、ＦREF に等しいチャンネル増分を与えること
ができる。これは、安価な消費者無線から精巧なデジタ
ルセルラー電話まで種々様々な装置において実施され
る。この場合も、チャンネル間隔と位相固定ループのル
ープ安定化時間との間の関係により基本的な制約が定め
られる。スワローカウント技術は、高周波合成器の性能
を相当に改善するが、無線通信規格が益々精巧になるに
つれて、より多くの需要が予想される。
【００２５】狭いチャンネル間隔を得るためには、ルー
プフィルタ１１０は、高周波発振器１０１に送られる制
御信号１１１からＦREF 成分をフィルタ除去するように
低い周波数定数をもたねばならない。消費者の無線合成
受信器においては、ループ安定化時間が特に重要ではな
い。というのは、異なるステーションを同調する間に受
信周波数が安定化するための数分の１秒程度の遅延は、
おそらく気付かないからである。しかしながら、時分割
多重アクセス（ＴＤＭＡ）を使用したセルラー電話シス
テムでは、ループの安定化時間が重要となる。
【００２６】移動無線送信は、ビルや木や自動車のよう
な障害物からの反射により信号強度の変化を受ける。同
じ無線信号が多数の反射面から受け取られ、構造的及び
破壊的干渉を生じる。それにより生じる信号振幅の変化
は、レイリーフェージングとして知られている。いかな
る所与の瞬間にも、破壊的な干渉により、ある周波数チ
ャンネルが無効になることが考えられる。
【００２７】周波数ダイバーシティの概念は、移動無線
システムにおけるこのような及び他の干渉問題を解決す
るための鍵である。デジタルセルラー電話のための移動
通信用グローバルシステム（ＧＳＭ）仕様においては、
短い送信及び受信バーストが４．６ミリ秒ごとに生じそ
して各後続バーストが異なる周波数で作用するような周
波数ホッピングが使用される。音声データは、冗長なイ
ンターリーブ形態でエンコードされ、従って、特定の周
波数が干渉を受ける場合には、通信を中断することな
く、欠落データをその前後のバーストから少なくとも部
分的に再構成することができる。
【００２８】ＧＳＭ推奨勧告では、周波数ホッピングが
２００ＫＨｚ離れたチャンネルにおいて行われる。周波
数合成器のループ安定化時間に課せられる最大の需要
は、送信バーストから受信バーストへ切り換わるときで
ある。受信バーストは、送信バーストのほとんど直後に
生じる。従って、４．６ミリ秒ごとに、短い送信バース
トのほとんど直後に短い受信バーストが続く。更に、セ
ルラー電話は、アクティブな通信の送信又は受信タイム
スロット間の周期中に隣接セルからの放送信号を聴取す
ることが必要である。送信及び受信の周波数を定めるの
に同じ周波数合成器が使用され、従って、この需要を満
足するためにはループの安定化時間を充分に小さくする
ことが重要である。
【００２９】ＧＳＭ規格は、この種の実際の問題を認識
して開発されたものであり、使用されるべき既知の周波
数合成器を考慮してあまり厳しい仕様にはなっていな
い。他のテレコミュニケーション規格も現在開発中であ
る。サテライトをベースとする電話システムに関する現
在開発中の特定の規定は、使用可能な帯域巾の経済的な
利用を有効化するために狭いチャンネル間隔に関する要
求である。
【００３０】ＧＳＭは、２００ＫＨｚのチャンネル間隔
を指定しているが、あるサテライト電話システムに対し
て示唆された間隔は、１２．５ＫＨｚの狭いものであ
る。この非常に狭いチャンネル間隔は、高速チャンネル
ホッピングの必要性と直接矛盾する。というのは、これ
は、ループフィルタ１１０に対して低い周波数定数を意
味し、ひいては、長い安定化時間を意味するからであ
る。この問題は、送信及び受信に個別の周波数合成器を
もつことによりある程度は低減されるが、これは、コス
ト、消費電力及び物理的な回路サイズに関して高価であ
る。
【００３１】現在では、多くの通信会社により多数のサ
テライト電話システムが開発中である。これらの１つ
が、モトローラ社によって最初に開発された「イリジウ
ム(Iridium) 」という商標で商業的に知られている。こ
の「イリジウム」は、多数の低地球軌道サテライトを使
用し、従って、移動ハンドセットの無線送信器とサテラ
イトは、高地球軌道サテライトが使用される場合よりも
低い電力で動作することができる。低地球軌道サテライ
トは、単位カバー面積当たりに非常に多数のサテライト
が必要とされ、そしてサテライトが空を横切って移動す
るときに実質的に可変のドップラーシフトに遭遇すると
いう点で２つの大きな欠点がある。
【００３２】図４に示すサテライト電話システムにおい
ては、移動ハンドセット３０１及び３０２が、使用可能
な最も近いサテライト３０３と通信し、データ及びデジ
タル音声信号を通話の時間中に両方向無線通信リンク３
０４に転送する。サテライト３０３は、多数の同時通話
からのデータを地上のサテライトベースステーション３
０６への広帯域巾通信リンク３０５において合成する。
通話中に、異なるサテライト３０７がサテライト３０３
よりもハンドセット３０２に接近移動することが考えら
れ、この場合には、使用可能なサテライトリソースを最
良に使用すると共に、通話が終了する前にサテライト３
０３が水平線を越えて移動してリンクが遮断されるおそ
れを回避するために、新たなリンク３０５が確立され
る。
【００３３】サテライト３０３及び３０７と、移動電話
３０１及び３０２との間の各リンク３０４及び３０５
は、同時二方向会話を搬送するが、送信及び受信を同時
に行うことは困難である。というのは、移動電話３０１
の送信回路が、精巧なフィルタ機能のないそれ自身の受
信回路に過負荷をかけるか又はダメージを及ぼすからで
ある。従って、送信及び受信は、通常、異なる時間に短
いバーストで行われる。移動電話３０１における送信及
び受信のタイミングが図５に示されている。送信バース
ト４０１の後に受信バースト４０２が続く。種々の回路
が安定化できるように送信も受信も生じない短い周期４
０３がある。
【００３４】送信及び受信バーストは、数ミリ秒ごとに
繰り返される。スピーチ信号は送信中に短いバーストへ
と圧縮されそして受信中に再び広げられ、中断のない二
方向会話を行うことができる。
【００３５】図４に示されたサテライト移動電話ハンド
セット３０１が図６に詳細に示されている。多数のボタ
ン５０２は、通話の受け入れ、通話の終了、番号のダイ
ヤル操作、アルファベットインデックスでの電話番号の
記憶、等々を含む種々の操作を行うことができる。アル
ファニューメリック液晶ディスプレイ５０３は、信号強
度、残りのバッテリ電力、ダイヤルした番号、等々の情
報を含む電話の状態の指示を与える。マイクロホン５０
４は、音響圧力波を電気信号に変換し、そしてスピーカ
５０５は、電気信号を音響圧力波に変換する。２ＧＨｚ
の送信帯域に同調されたアンテナ５０６は、送信中に送
信周波数の電磁波を放射し、そして受信中にサテライト
３０３からの電磁波を電気信号に変換する。
【００３６】移動電話３０１の主たる機能要素が図７に
示されている。マイクロホン５０４は、アナログ電気信
号を発生し、これは、アナログ／デジタルコンバータ６
０１に供給される。このアナログ／デジタルコンバータ
６０１は、アナログ信号を、マイクロホン５０４により
規則的な間隔で送られる瞬時アナログ電圧を表す２進数
値の流れに変換する。
【００３７】マイクロホンの音響圧力を表す２進電気信
号は、デジタル信号プロセッサ６０２へ送られ、該プロ
セッサは、この音声信号を高周波信号の変調に使用する
前にこの音声信号に対して多数の処理機能を実行する。
デジタル信号プロセッサ６０２は、変調信号を送信回路
６０３に供給し、該回路は、周波数合成器６０４から高
周波信号も受け取る。送信時に、送信回路６０３からの
出力は、スイッチ６０８を経てアンテナ５０６に供給さ
れる。
【００３８】受信中には、アンテナ５０６が高周波信号
をスイッチ６０８を経て受信回路６０５へ供給する。こ
の受信回路は、周波数合成器６０４からの高周波信号も
受け取る。受信回路６０５は、デジタル信号プロセッサ
６０２に信号を送り、音声を表す２進電気サンプルへと
変換する。これら２進電気サンプルは、デジタル信号プ
ロセッサ６０２からデジタル／アナログコンバータ６０
６に送られ、該コンバータは、これらをアナログ電圧に
変換する。アナログ電圧は、スピーカ５０５に送られ、
アナログ信号を音声に変換する。
【００３９】マイクロコントローラ６０７は、図６に示
す液晶ディスプレイ５０３及びボタン５０２に接続され
る。又、デジタル信号プロセッサ６０２及び電話回路の
他の部分にも接続される。マイクロコントローラ６０７
により実行される命令は、ボタン５０２のユーザ操作
と、回路により与えられる信号、例えば、デジタル信号
プロセッサ６０２により抽出されるバッテリ強度及び信
号情報とに応答して、回路の動作を整合する。
【００４０】既知のシステムにおいては、デジタル信号
プロセッサ６０２により送信回路６０３に送られる信号
は、単に変調信号であり、換言すれば、中心周波数がゼ
ロであって、変調信号を送信すべきチャンネルの中心周
波数には影響を及ぼさない。同様に、受信回路６０５に
よってデジタル信号プロセッサ６０２に送られる信号
は、それが受け取られたチャンネルとは独立している。
このようなシステムにおいては、周波数合成器６０４
は、チャンネル周波数の選択を制御する役目を果たす。
【００４１】既知のシステムにおいては、送信と受信と
の切り換え又は高速周波数ホッピングは、図５に示され
た短い時間周期４０３内に周波数合成器６０４がその新
たな周波数に安定することを必要とする。地上ＧＳＭセ
ルラーネットワークの場合のように、チャンネル間隔が
２００ＫＨｚのときは、周波数合成器６０４のループ安
定化時間が、既知の技術を用いて充分に短いものとな
る。しかしながら、サテライト電話システムに対して提
案された規格においては、チャンネルの間隔が１２．５
ＫＨｚのように小さい。これは、周波数合成器６０４の
ループフィルタに対して相当に低い時定数を必要とし、
長い安定化時間を招き、サテライトシステムの提案と矛
盾することになる。
【００４２】この問題を克服する送信チェーンのプロセ
スが図８に示されている。デジタル信号プロセッサによ
り行われる第１のプロセスは、データの予めの処理７０
１である。これは、マイクロホン回路からのデータ及び
他の信号データを、冗長な暗号化されインターリーブさ
れたデータバーストに変換する精巧な多段プロセスであ
る。データ処理７０１は、フィルタ動作も含み、従っ
て、処理チェーンの次の段へ供給するのに適した信号を
発生する。これにより得られるフィルタされたシリアル
ビット流は、ＩＱ変調器７０２へ送られ、これは、プロ
セスの次の段へ送るのに適した直角対の信号を発生する
ように構成される。
【００４３】複素ＩＱ周波数コンバータ７０３は、ＩＱ
変調器７０２からの出力を、デジタル信号処理ドメイン
において実施された可変発振器７０４と合成する。ＩＱ
コンバータ７０３は、可変発振器７０４の周波数ＦV に
等しいデジタル搬送波周波数を有する変調された信号を
発生する。
【００４４】デジタル信号プロセッサ６０２からの送信
信号は、送信回路６０３へ送られ、該回路は、デジタル
／アナログコンバータ７０５と、アナログＩＱアップコ
ンバータ７０６と、高周波増幅器７０７とを備えてい
る。デジタル／アナログコンバータ７０５からの出力
は、周波数ＦV の搬送波に課せられた変調された信号の
アナログバージョンである。アナログＩＱアップコンバ
ータ７０６は、この信号を周波数ＦLOを有する周波数合
成器６０４からの信号と合成する。サテライトシステム
に使用される送信帯域は、２ＧＨｚであり、従って、Ｆ
LOは、通常、２ＧＨｚ程度である。アナログＩＱアップ
コンバータ７０６は、ＦV ＋ＦLOに等しい搬送波周波数
を有する出力信号を発生する。別の実施形態において
は、複素周波数コンバータ７０３に別の設計を用いて、
ＦV −ＦLOに等しい搬送波周波数を発生することができ
る。
【００４５】デジタル信号処理ドメインで実施される可
変発振器７０４を用いて０ないし２００ＫＨｚの範囲の
低い高周波を発生することにより、実質上瞬間的に非常
に高い周波数分解能を与えることができ、これは、１０
０ＫＨｚのチャンネルステップ能力を有する周波数合成
器６０４により与えられる広範なチャンネル選択に重畳
される。従って、周波数合成器６０４のループ安定化時
間は、１２．５ＫＨｚの接近したチャンネル間隔を与え
る必要性によって妥協されない。例えば、 ＦLO＝２ＧＨｚ＝２００００００ＫＨｚ ＦV ＝１２５ＫＨｚ ＦV ＋ＦLO＝２０００１２５ＫＨｚ これは、デジタル信号プロセッサ６０２において可変発
振器７０４により瞬時に変更することができる。
【００４６】ＦV ＝１４７．５ＫＨｚ ＦV ＋ＦLO＝２０００１４７．５ＫＨｚ 周波数合成器６０４を用いて若干ゆっくりとした変化を
得ることができるが、これは、１００ＫＨｚの大きな周
波数ステップのために、依然として所望の安定化時間内
にある。 ＦLO＝２０００５００ＫＨｚ ＦV ＝１６２．５ＫＨｚ ＦV ＋ＦLO＝２０００６６２．５ＫＨｚ この例では、ＦV 及びＦLOの両方を同時に変化させ、依
然として周波数合成器６０４の所望の安定化時間内に入
る大きいが非常に正確なチャンネル周波数の変化が得ら
れた。
【００４７】アナログＩＱ変調器７０６からの出力は、
高周波電力増幅器７０７へ送られ、該増幅器は、２ＧＨ
ｚの信号を５ワットの電力でアンテナ５０６に供給す
る。
【００４８】この解決策は、図９に示すように、受信へ
と拡張することができる。アンテナ５０６から到来する
高周波信号は、受信回路６０５へ送られる。変調器は、
到来する高周波を前置増幅し、この信号を、ＦLOに等し
い周波数をもつ周波数合成器６０４の出力で乗算する。
周波数合成器６０４は、所望の受信周波数よりも約１４
０ＭＨｚ低い周波数を与えるように構成される。従っ
て、１４０ＭＨｚの搬送波にトランスポーズされた所望
の信号を含む信号８０２が発生される。搬送波周波数を
トランスポーズするこの技術は、スーパーヘテロダイン
として知られており、通常は、ｓｕｐｅｒｈｅｔと省略
される。このトランスポジションの目的は回路設計に対
して便利な搬送波周波数において所望の信号を更に増幅
できることである。通常、スーパーヘテロダイン受信器
は、不所望な信号の除去を改善すると共に、多数の他の
効果を与える。
【００４９】従って、搬送波は、約１４０ＭＨｚの中間
周波にトランスポーズされる。これは、ある増幅の後
に、アナログＩＱダウンコンバータ８０３へ送られ、該
コンバータは、固定のアナログ発振器８０４から導出さ
れた１４０ＭＨｚ信号とのＩＱ混合により１４０ＭＨｚ
の中間周波を減少する。これにより、出力信号８０５が
生じる。既知のシステムでは、この出力は、チャンネル
周波数オフセットを含まないか、又は電話とサテライト
との間の相対的速度により生じるドップラーシフトによ
り僅かな周波数オフセットを含む。しかしながら、好ま
しい実施形態においては、出力信号８０５は、１２．５
ＫＨｚのステップで微細なチャンネルオフセットに基づ
いて中間周波にトランスポーズされている。従って、ア
ナログＩＱダウンコンバータ８０３からの信号８０５
は、高周波ドメインからチャンネルオフセットを完全に
除去するために、チャンネルオフセットとの更なる複素
混合を必要とする。
【００５０】アナログ／デジタルコンバータ８０６は、
アナログ信号８０５をデジタル信号８０７に変換し、こ
の信号はデジタル信号プロセッサ６０２に供給される。
デジタル信号８０７は、この信号を、デジタル信号処理
ドメインで実施された可変発振器８０９からの信号と混
合するように構成された複素周波数コンバータ８０８に
よって処理される。従って、可変発振器８０９が、アナ
ログＩＱダウンコンバータ８０３で発生された信号の中
間周波に一致する周波数にセットされた場合には、チャ
ンネルオフセットが除去され、そしてデジタル信号プロ
セッサ６０２のその後のプロセス８１０及び８１１によ
ってデータを検索することができる。例えば、 ＲX 周波数＝２０００１２５ＫＨｚ 合成器出力ＦLO＝２１４００００ＫＨｚ 第１中間周波数８０２＝１４０１２５ＫＨｚ 第１中間周波数８０５＝１２５ＫＨｚ 可変発振器８０９、ＦV ＝１２５ＫＨｚ ＋１２．５ＫＨｚで再同調： ＲX 周波数＝２０００１４７．５ＫＨｚ 合成器出力ＦLO＝２１４００００ＫＨｚ 第１中間周波数８０２＝１４０１４７．５ＫＨｚ 第１中間周波数８０５＝１４７．５ＫＨｚ 可変発振器８０９、ＦV ＝１４７．５ＫＨｚ
【００５１】従って、受信チャンネルは、可変発振器８
０９の周波数ＦV を変えることにより小さな増分で選択
できる。周波数合成器６０４により供給される周波数Ｆ
LOを変えることにより±１００ＫＨｚの大きなステップ
を選択できる。本発明は、デジタル信号プロセッサ６０
２により、１２．５ＫＨｚの小さな周波数オフセットを
デジタルドメインで発生するようにして、１００ＫＨｚ
の大きなチャンネルステップを使用できるようにするこ
とにより、周波数合成器６０４のループ安定化時間の問
題を解決する。
【００５２】図８に示す送信チェーンに使用されるＩＱ
変調構成が図１０に詳細に示されている。ＩＱ変調器７
０２からの出力は、一対のＩ及びＱ信号である。Ｑ信号
の周波数成分は、Ｉ信号の周波数成分と９０°位相ずれ
している。これをデジタルドメインで行うための多数の
技術が知られており、最も知られたものは、ヒルバート
変換である。
【００５３】従って、ＩＱ変調器は、直接経路はＩそし
て直角経路はＱとして知られている２つの経路９０４及
び９０５を形成する。この一般的な解決策は、高周波ド
メインにおいて不所望な側波帯を追加することなく、更
に処理を行えるようにする。Ｉ及びＱ信号９０４及び９
０５は、２つの各々のローパスフィルタ９０２及び９０
３に送られ、これらは、アナログドメインにおいてデジ
タル波形の再構成を行い、Ｄ−Ａ出力において不所望な
サンプル周波数及び他の不所望な周波数成分を除去す
る。
【００５４】複素ＩＱ乗算器は、２つの加算器９１０及
び９１１と組み合わされた４つの乗算器９０６、９０
７、９０８及び９０９を備えている。複素乗算器は、変
調されたデータを表すＩＱ信号と、可変発振器７０４か
らのＩＱ信号とを受け取る。これらの２対の信号を個別
の時間ドメインにおいて乗算する結果として、周波数ド
メインにおいて２つの周波数が加算され、不所望な側波
帯が著しく減衰される。一般に、ブロック６０２及び６
０３で行われるデジタルＩ／Ｑ処理は、デジタル信号プ
ロセッサ等において数値で実施される。
【００５５】それにより得られた変調されたＩＱ信号９
１２及び９１３は、デジタル信号プロセッサ６０２から
送信回路６０３のデジタル／アナログコンバータ７０５
へ送られる。デジタル／アナログコンバータは、２つの
コンバータ９１４及び９１６と、適当なアンチエリアシ
ングローパスフィルタ９１５及び９１７とを含む。それ
により得られるアナログＩＱ信号対は、２つのアナログ
乗算器９１８及び９２０を含むアナログＩＱアップコン
バータ７０６に送られ、これには、各アナログＩＱ信号
と、周波数合成器６０４から導出されたＩＱ信号対とが
供給される。アナログ加算器９２１は、高周波増幅器７
０７におけるその後の増幅のためにＩＱ成分を合成す
る。
【００５６】アナログＩＱ変調のこの最終段の作用は、
ＩＱ成分９１２及び９１３で表された低い高周波信号
を、高周波合成器６０４により供給される送信周波数に
重畳することである。この場合も、ＩＱアップコンバー
タの使用により不所望な側波帯及び搬送波が理想的に打
ち消される。実際に、減衰は３０ないし４０ｄＢに制限
される。
【００５７】図１０に示すアナログＩＱアップコンバー
タ７０６は、周波数合成器６０４により供給された信号
からＩＱ対を発生するための位相スプリッタ９１９を含
む。この位相スプリッタ９１９は、図１１に詳細に示さ
れている。入力接続１００１は、周波数ＦLOで発振する
周波数合成器６０４からの信号を受け取る。この入力信
号は、抵抗器１００２及びキャパシタ１００３に送ら
れ、これらは、送信可能な周波数範囲の中心において４
５°の位相遅れを有する位相遅れネットワークを形成す
る。この場合に、周波数範囲の中心は、２ＧＨｚであ
り、そしてＲ及びＣの値は、次の式で計算される。 Ｒ＝１／ｗＣ 但し、ｗ＝２ｘＰＩｘ周波数である。入力信号は、キャ
パシタ１００５及び抵抗器１００６にも送られ、これら
は、２ＧＨｚの同じ中心周波数において４５°の位相進
みを特徴とする位相進みネットワークを形成する。従っ
て、出力接続１００４及び１００７は、９０°の位相差
を有する。
【００５８】このような簡単な回路の使用は、高い周波
数で使用するための構造が簡単であるという利点を有す
るが、周波数依存性という欠点も有する。ある範囲の周
波数を送信すべきときには、ネットワークは、２ＧＨｚ
の中心周波数付近のもの以外の周波数において厳密に９
０°の位相シフトを生じない。それ故、出力スペクトル
は、位相スプリッタ９１９がその中心周波数以外で動作
されるときには小さな振幅の不所望な側波帯を含む。こ
れが、図１２に示されている。
【００５９】所望のスペクトル１１０１は、周波数合成
器６０４の周波数であるＦLOと、デジタル信号プロセッ
サ６０２において実施される可変発振器７０４の周波数
であるＦV との和に等しい周波数を中心とする。位相ス
プリッタ９１９及びその他における非直線性により、搬
送波の漏れ１１０２と、ＦLO−ＦV の値を中心とする所
望周波数スペクトルの不所望な鏡像１１０３とが生じ
る。好都合にも、サテライト通信では、無線信号が視線
に沿って送信されるために、所望の信号の振幅変化が小
さい。従って、不所望な像は、所望の信号よりも２０な
いし３０ｄＢ低いレベルで送信されるが、これは受信と
干渉しない。
【００６０】図９に示した受信信号を復調するプロセス
が図１３及び１４に詳細に示されている。図１３におい
て、アンテナ回路からの高周波信号は、ミクサ１２０２
に送られる。実際には、このミクサは、ギルバートセル
型の集積ミクサである。又、ミクサ１２０２には、周波
数ＦLOで発振する周波数合成器６０４からの信号も送ら
れる。到来する高周波信号の周波数成分は、周波数合成
器６０４からの信号と混合され、従って、ミクサ１２０
２に送られる２つの入力の和と差を含むスペクトルを発
生する。中間周波増幅器１２０３は、１４０ＭＨｚの周
波数をもつ混合により生じた周波数のみを増幅するよう
に使用される。従って、周波数合成器を所望の受信周波
数から１４０ＭＨｚだけオフセットした周波数にセット
することにより、１４０ＭＨｚの差の周波数が発生さ
れ、これは、中間周波増幅器１２０３により増幅される
唯一の周波数である。
【００６１】これにより生じた１４０ＭＨｚの中間周波
８０２は、２つの部分に分割され、そしてアナログＩＱ
ダウンコンバータ８０３へ供給される。ここで、２つの
経路は、位相スプリッタ１２０６により発生された対応
するＩＱ成分で個々に乗算される。位相スプリッタ１２
０６は、図１１に示す回路に基づいて動作するが、２Ｇ
Ｈｚではなく１４０ＭＨｚの周波数において±４５°の
位相シフトを有する。位相スプリッタに送られる信号
は、固定周波数１４０ＭＨｚの発振器８０２によって供
給される。ＩＱ混合は、乗算器１２０４及び１２０５に
よって行われ、数百ＫＨｚまでの範囲に対し更に下方に
周波数をトランスポーズさせる。
【００６２】既知の受信器においては、高周波搬送波が
この段階で除去され、換言すれば、ほぼ０の周波数に変
換される。しかしながら、これは、周波数合成器の位相
固定ループの設計上の制約により充分に高速なチャンネ
ル選択能力の使用を妨げる。高速チャンネル選択を確保
するために、高周波ダウン変換の最終段階がデジタル信
号プロセッサ６０２によって行われる。従って、アナロ
グＩＱダウンコンバータ８０３により発生されたＩＱ信
号８０５は、アナログ／デジタルコンバータ８０６に送
られる。これは、２つのコンバータ１２０７及び１２０
８をなえ、デジタルＩ及びＱ信号をデジタル信号プロセ
ッサ６０２へ供給する。
【００６３】図７及び９に示されたデジタル信号プロセ
ッサ内で行われるＩＱダウン変換プロセスが図１４に詳
細に示されている。アナログ／デジタルコンバータ８０
６により発生されたＩＱ信号８０７は、各々のデジタル
バンドパスフィルタ１２２１及び１２２２に送られる。
その出力は、４つの乗算器１２２３、１２２４、１２２
５及び１２２６より成る複素ＩＱ乗算器へ送られる。こ
の複素ＩＱ乗算器は、到来するＩＱ信号を可変発振器８
０９からの直角信号と混合する。これは、所望の受信チ
ャンネルから中間の高周波成分を除去し、更に復調処理
のために通常の基本帯域のＩ及びＱチャンネルを生じる
という作用を有する。一般に、ダウン変換は、デジタル
信号プロセッサ等で行われる。
【００６４】Ｉ及びＱ出力１２３１及び１２３２は、復
調器８１０及びその後のデータ再構成プロセスに送られ
る。別の実施形態においては、バンドパスフィルタ１２
２１及び１２２２の機能は、図１４に示すプロセスのＩ
及びＱ出力の経路にローパスフィルタを配置することに
より達成することができる。
【００６５】本発明は、上記の高速チャンネル選択とい
う主たる効果に加えて、多数の重要な効果がある。低軌
道のサテライト電話システムにおいては、地球をベース
とする移動トランシーバに対するサテライトの速度から
著しいドップラー効果が生じる。従って、サテライトか
ら移動トランシーバによって受信される信号の周波数
は、移動トランシーバからサテライトによって受信され
る信号と同様に可変であり、チャンネル間隔の値に到達
することがある。地上のセルラーシステムにおいては、
約１ＫＨｚまでのドップラーシフトに遭遇する。サテラ
イトシステムにおいては、ドップラーシフトがこれより
も相当に大きくなる。通常は、低地球軌道システムで
は、このドップラーシフトは、通信が行われる時間の軌
道上の位置に基づき数十ＫＨｚまで延びる。
【００６６】図１ないし３に示す周波数合成器において
は、周波数が段階的に選択され、即ち非地球静止衛星と
通信するときに遭遇するドップラーシフトを補償するた
めに必要とされる連続的に可変な周波数変更は与えられ
ない。この既知の解決策は、電圧制御式の温度補償クリ
スタル発振子又はＶＣＴＣＸＯとして知られた変更され
た温度補償クリスタル発振子ＴＣＸＯ１０８を設けるこ
とである。ＶＣＴＣＸＯは、外部電圧で制御されるバリ
キャップダイオードをクリスタル発振回路に含んでい
る。この電圧は、ドップラーシフトを補償するのに必要
な周波数オフセットを与えるために使用される。別の技
術は、低周波数オフセットを復調アルゴリズムに考慮す
ることである。
【００６７】バリキャップダイオードは、便利な又は特
に安定な特性を有しておらず、従って、充分に予想でき
且つ安定なＶＣＴＣＸＯモジュールの設計及び製造を困
難で且つ高価なものにする。実際に、非直線性の幾つか
は、周波数補正ダイアログにサテライトを含むことによ
り克服できる。 １．サテライトがハンドセットに送信する。 ２．ハンドセットがサテライトに送信する。 ３．サテライトが受信周波数を計算する。 ４．サテライトが補正係数をハンドセットに送信する。 ５．ハンドセットがバリキャップ電圧を補正する。
【００６８】従って、ＶＣＴＣＸＯの周波数エラーは、
サテライト搭載の回路及びコンピュータの非常に正確な
周波数測定能力により補償することができる。しかし、
ＶＣＴＣＸＯは、ハンドセットの設計において弱いリン
クを表す。
【００６９】図８及び９に示された可変発振器７０４及
び８０９は、デジタル信号プロセッサにおいて実施さ
れ、従って、非常に高い周波数分解能を与えることがで
きる。これは、周波数合成器６０４のマスター発振器を
固定周波数形式のものにすることができ、そして全ての
ドップラー補正は、可変発振器に送られる周波数データ
を変更することにより実行できる。
【００７０】ギガヘルツレンジで動作する正確な周波数
合成器を設計するときの別の問題点は、高い精度レベル
で発振するように作られた基準発振器を設ける必要があ
ることである。通常、これらは、クオツ発振子であり、
数ｐｐｍの製造裕度を備えている。ギガヘルツレンジに
おいて数キロヘルツの精度でチャンネルを選択すべきと
きには、標準的な製造裕度では不充分である。可変発振
器７０４及び８０９の連続的な可変性は、標準裕度のク
リスタル発振子を使用できるようにする。というのは、
サテライトから補正信号を受け取り、そして可変発振器
７０４及び８０９が設けられたデジタル信号プロセッサ
へ６０２へ送られるデータを修正することにより、周波
数補正を実行できるからである。
【００７１】本発明の更に別の非常に重要な効果は、移
動電話ハンドセット自体に発生する高周波干渉に係る。
一般に、ほぼ１０ＭＨｚで発振する単一のクオツ発振子
が、周波数合成器を制御するのに使用される。この高い
周波数は、次いで、チャンネル周波数間隔又はその倍数
へと分割される。又、クオツクリスタルは、回路の他の
部分を制御するのにも使用され、デジタル信号プロセッ
サ及びマイクロコントローラへクロックパルスを供給す
る。
【００７２】多くの既知の設計において、これらの回路
は、それら自身の位相固定ループを含み、従って、通信
に便利な周波数がクオツ発振子によって発生され、そし
て他の周波数が、各々の内部動作を制御するのに適した
デジタル信号プロセッサ及びマイクロコントローラによ
って内部で発生される。
【００７３】従って、移動電話ハンドセットに使用され
るマスタークオツ発振子は、多数の隣接回路に分布され
る信号を発生する。発振波形は、方形波であり、受信プ
ロセスに含まれる多数の高周波レンジにわたって延びる
多数の高調波を含んでいる。サテライトからハンドセッ
トにより受信される無線信号は、相当に減衰されるの
で、信号を確実に受信するには、感度の高い受信回路が
必要となる。受信信号の弱さは、クオツクリスタルによ
り発生された高周波成分が受信プロセスと干渉し得るよ
うなものである。
【００７４】固定周波数のマスター発振子が与えられる
と、発生する高調波の周波数を予想することができ、従
って、その周波数は、受信チャンネルとして回避されね
ばならない。従って、クリスタルが固定で、且つ全ての
周波数補正が、デジタル信号プロセッサ内の低周波数可
変発振器の修正によって行われるような改良設計が与え
られると、通信に使用されるべきチャンネルを特定する
ことが可能となる。使用できない受信周波数は、固定の
マスタークオツ発振子の周波数ＦREF 、例えば１３ＭＨ
ｚの整数倍を計算することにより予想することができ
る。 使用不能なチャンネル＝ｎ．ＦREF 但し、ｎは整数である。使用可能な受信チャンネルは、
これらの周波数間に離間される。
【００７５】使用可能なチャンネル＝（ｎ＋０．５）．
ＦREF
【図面の簡単な説明】
【図１】高周波合成に含まれる一般的な原理のブロック
図である。
【図２】図１の構成に伴う問題を説明するためのグラフ
である。
【図３】改良された高周波合成方法を示す図である。
【図４】サテライト及び移動電話トランシーバを含むサ
テライトテレコミュニケーションシステムを示す図であ
る。
【図５】図４に示す形式のサテライトと電話トランシー
バとの間の送信及び受信に必要な時間のグラフである。
【図６】図４に示す形式の移動電話トランシーバを示す
図である。
【図７】デジタル信号プロセッサ、送信器及び受信器を
含む図６に示す移動電話トランシーバ内で動作する回路
のブロック図である。
【図８】送信器、ＩＱ変調器及びＩＱアップコンバータ
を含む図７に示すデジタル信号プロセッサ及び送信器に
より行われるプロセスを示す図である。
【図９】アナログ受信器、ＩＱダウンコンバータ及びデ
ジタルＩＱ復調器を含む図７に示すデジタル信号プロセ
ッサ及び受信器で行われるプロセスを示す図である。
【図１０】位相分割器を含む図８に示す送信器ＩＱプロ
セスを示す図である。
【図１１】図１０に示す位相分割器を詳細に示す図であ
る。
【図１２】送信器チェーンの非直線性により生じる高周
波スペクトルを示す図である。
【図１３】図９に示すアナログ受信器ＩＱプロセスを詳
細に示す図である。
【図１４】図９に示すデジタル受信器ＩＱ復調器を詳細
に示す図である。
【符号の説明】
１０１ 高周波発振器 １０２ バリキャップダイオード １０３ インダクタ １０５ 分割器 １０６ 位相検出器 １０７ 固定の分割器 １０８ 基準発振器 １０９ クオツクリスタル １１０ ローパスループフィルタ ２０１ 二重係数プレスケーラ ２０２ スワローカウンタ ２０３ プログラム可能なカウンタ ３０１、３０２ 移動ハンドセット ３０３、３０７ サテライト ３０４、３０５ 通信リンク ３０６ 地上のサテライトベースステーション ４０１ 送信バースト ４０２ 受信バースト ５０２ ボタン ５０３ 液晶ディスプレイ ５０４ マイクロホン ５０５ スピーカ ５０６ アンテナ ６０１ アナログ／デジタルコンバータ ６０２ デジタル信号プロセッサ ６０３ 送信回路 ６０４ 周波数合成器 ６０５ 受信回路 ６０６ デジタル／アナログコンバータ ６０７ マイクロコントローラ ６０８ スイッチ

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 無線チャンネルを経てデジタル入力信号
    を送信する方法であって、 上記デジタル入力信号をデジタル変調信号と組み合わせ
    て処理してデジタル中間信号を発生し；このデジタル信
    号をアナログ中間信号に変換し；そしてこのアナログ中
    間信号をアナログ変調信号と組み合わせて処理して高周
    波出力信号を発生するという段階を備え、上記デジタル
    変調信号の周波数及び上記アナログ変調信号の周波数を
    調整して上記出力信号の周波数を変化させることを特徴
    とする方法。
  2. 【請求項２】 高周波信号を受信する方法であって、 上記信号をアナログ復調信号と組み合わせて処理してア
    ナログ中間信号を発生し；このアナログ中間信号をサン
    プリングしてデジタル中間信号を発生し；そしてこのデ
    ジタル中間信号をデジタル復調信号と組み合わせて処理
    して送信チャンネルを選択するという段階を備え、上記
    アナログ復調信号及び上記デジタル復調信号は、上記受
    信無線信号の周波数の変化を受け入れるように調整され
    ることを特徴とする方法。
  3. 【請求項３】 上記中間信号は、サンプリングされる前
    に付加的なアナログ復調信号と組み合わせて処理される
    請求項２に記載の方法。
  4. 【請求項４】 上記アナログ変調又は復調信号の分解能
    は、迅速な周波数調整を容易にするためにチャンネル間
    隔より広く、そして個々のチャンネルは、上記デジタル
    処理段階中に微細な周波数分解能で選択される請求項２
    又は３に記載の方法。
  5. 【請求項５】 無線信号はドップラーシフトを受け易
    く、デジタル信号処理ドメインにおいてデジタル変調又
    はデジタル復調信号の周波数を調整することによりドッ
    プラーシフトの補償が与えられる請求項２ないし４のい
    ずれかに記載の方法。
  6. 【請求項６】 無線チャンネルを経てデジタル入力信号
    を送信する装置であって、 上記デジタル入力信号をデジタル変調信号と組み合わせ
    て処理してデジタル中間信号を発生するための処理手段
    と；このデジタル中間信号をアナログ中間信号に変換す
    るための変換手段と；このアナログ中間信号をアナログ
    変調信号と組み合わせて処理して高周波出力信号を発生
    するための処理手段とを備え、更に、上記デジタル変調
    信号の周波数を調整すると共に、上記アナログ変調信号
    の周波数を調整して、上記出力信号の周波数を変更する
    ように構成された手段を含むことを特徴とする装置。
  7. 【請求項７】 受信信号をアナログ復調信号と組み合わ
    せて処理してアナログ中間信号を発生するための処理手
    段と；このアナログ中間信号をサンプリングしてデジタ
    ル中間信号を発生するためのサンプリング手段と；この
    デジタル中間信号をデジタル復調信号と組み合わせて処
    理して送信チャンネルを選択するための処理手段とを備
    え、更に、上記アナログ復調信号の周波数を調整する手
    段及び上記デジタル復調信号の周波数を調整する手段を
    含み、上記受信信号の周波数の変化を受け入れるように
    したことを特徴とする高周波数受信装置。
  8. 【請求項８】 上記中間信号がサンプリングされる前
    に、上記中間信号を付加的なアナログ復調信号と組み合
    わせて処理するための手段を備えた請求項７に記載の装
    置。
  9. 【請求項９】 上記アナログ変調信号又はアナログ復調
    信号の分解能は、迅速な周波数調整を容易にするために
    チャンネル間隔よりも広く、そして個々のチャンネル
    は、デジタル処理装置により微細な周波数分解能で選択
    される請求項６ないし８のいずれかに記載の装置。
  10. 【請求項１０】 無線信号は、ドップラーシフトを受け
    易く、デジタル信号処理ドメインにおいてデジタル変調
    又はデジタル復調信号の周波数を調整することによりド
    ップラーシフトの補償が与えられる請求項６ないし９の
    いずれかに記載の装置。
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