CN1163518A - 无线电信号的发送与接收 - Google Patents

Abstract

卫星移动电话的无线电信号发送过程始于产生数字输入信号。结合数字调制信号处理数字输入信号，产生数字中间信号。所述数字中间信号被转变成模拟中间信号，结合模拟调制信号处理模拟中间信号，以产生射频输出信号。与此相似，在接收时结合模拟解调信号处理接收信号以产生模拟中间信号。对模拟中间信号取样以产生数字中间信号，结合数字解调信号处理数字中间信号以选择发送频道。通过操纵处理器可实现以相当窄的频道间隔来快速锁相。

Description

无线电信号的发送与接收

本发明涉及无线电信号的发送与接收。

无线电信号可利用由电感和电容元件(通常为线圈和电容器)组成的调谐回路产生和选择。串联或并联这些元件所组成的回路具有特征谐振频率，此频率可用来确定无线电电路的发送和接收频率。改变这些元件中的任一个都可以改变谐振频率。过去一直使用连续可变电容器在特定波段上调谐。

近来开发一些新的改变调谐回路的特征谐振频率的方法。尤其是，用亦称变容管的变容二极管代替可变电容，从而有可能用电压来控制调谐回路。变容二极管是一个反向偏置的二极管，通过改变加到二极管两端的反向电压的大小，可改变阻碍导电的耗尽层的厚度，因此变容二极管起着可变电容器的作用。

在有变容二极管的调谐回路中，控制电压和谐振频率的关系既不简便、尤其是也不够稳定。谐振频率的精确控制是通过在射频振荡器中包括所述调谐回路来实现的，而射频振荡器又是锁相环的一个组成部分。射频振荡器的输出就可以送到发送和接收电路，以确定发送或接收的无线电信号的频率。

根据本发明的第一方面，提供通过无线电频道发送数字输入信号的方法，它包括如下步骤：结合数字调制信号处理所述数字输入信号，以产生数字中间信号；把所述数字信号转变成模拟中间信号；结合模拟调制信号处理所述模拟中间信号以产生射频输出信号，其中，调节所述数字调制信号的频率及所述模拟调制信号的频率，以改变所述输出信号的频率。

根据本发明的第二方面，提供接收射频信号的方法，它包括如下步骤：结合模拟解调信号处理所述接收信号，以产生模拟中间信号；对所述模拟中间信号取样以产生数字化的中间信号；结合数字解调信号，处理所述数字中间信号以选择发送频道，其中，同时调节所述数字解调信号的频率和所述模拟解调信号的频率，以适应所述接收信号的变化。

最好在取样之前结合附加的模拟解调信号来处理中间信号。

模拟调制或解调信号的分辨率最好宽于频道间隔的宽度，以便易于快速调节频率，并且，在数字处理阶段，最好用较细的频率分辨率来选择各个的频道。

根据本发明的第三方面，提供通过无线电频道发送数字输入信号的装置，它包括：结合数字调制信号，处理所述数字输入信号以产生数字中间信号的处理装置；把所述数字中间信号转变成模拟中间信号的转换装置；和结合模拟调制信号，处理所述模拟中间信号以产生射频输出信号的处理装置，其中包括用以调节所述数字调制信号的频率和用以调节所述模拟调制信号的频率，以改变所述输出信号频率的装置。

根据本发明的第四方面，提供接收射频信号的装置，它包括：结合模拟解调信号，处理接收信号以产生模拟中间信号的处理装置；对所述模拟中间信号取样以产生数字中间信号的取样装置；结合数字解调信号，处理所述数字中间信号以选择发送频道的处理装置，其中包括用来调节所述模拟解调信号的频率的装置和用来调节所述数字解调信号的频率、以适应所述接收信号的频率变化的装置。

在最佳实施例中，所述装置包括这样的装置：它在对所述中间信号取样之前，结合附加的模拟解调信号，对所述中间信号进行处理。模拟调制信号或模拟解调信号的分辩率最好宽于频道间隔，以便易于快速调节频率，并且，用数字处理装置以较细的频率分辨率来选择各个频道。无线电信号易受到多普勒频移的影响，在数字处理的领域中，可以通过调节数字调制或数字解调信号的频率来补偿多普勒频移。

图1为射频合成一般原理的方框图；

图2为射频合成的一种改进方法的方框图；

图3为包括卫星和移动电话无线电收发机的卫星通信系统；

图4表示图3所示系统的卫星和移动电话无线电收发机之间发送和接收所需的时间图；

图5为图3所示类型的移动电话无线电收发机；

图6为图5所示移动电话无线电收发机中工作的电路的方框图，它包括数字信号处理器、发送器和接收器；

图7详细描述了图6所示的数字信号处理器和发送器的工作过程，图中包括发送器、IQ调制器、IQ上变频器；

图8详细描述了图6所示的数字信号处理器和接收器的工作过程，图中包括模拟接收器、IQ下变频器；数字IQ解调器；

图9详细描述了图7所示的包括了分相器的发送器IQ处理过程；

图10详细描述了图9所示的分相器；

图11详细描述了发送器链中由非线性引起的射频频谱；

图12A详细描述了图8所示的模拟接收器的IQ处理过程；

图12B详细描述了图8所示的数字接收器的IQ解调器。

下面将参考上述附图用举例的方法来描述本发明。

图1为射频锁相环。射频振荡器101包含一个调谐回路，其谐振频率由变容二极管102和电感103决定。振荡器101通常是哈特利(Hartley)或考毕兹(Colpitts)型振荡器，它产生频率为FLO的信号104，此频率决定于调谐回路的谐振频率。

振荡器的输出104被送到分频器105，振荡频率FLO按整数n分频。分频后的频率被送到鉴相器106的第一输入端。

参考振荡器108包括具有石英晶体109的温度补偿晶体振荡器，此振荡器以固定的已知频率振荡，其输出被送到固定分频器107以固定的系数分频。固定分频器107的输出称为参考频率FREF，并被送到鉴相器106的第二输入端。

鉴相器产生的输出电压决定于其两个输入的相位差。此输出被送到低通环滤波器110，此环滤波器的输出电压111决定于鉴相器106的两个输入信号的相位差。环滤波器110的输出电压111用来作为振荡器101的变容二极管102的控制电压。环滤波器110产生一种信号，该信号使振荡器101的相位和频率FLO改变到这样的数值，以便在可变分频器105中被除以n之后，正好等于来自固定分频器107的FREF的相位和频率。

这样就构成了经典锁相环，其中振荡器101的频率FLO受控于分频器105所用的整数n，并且n的相邻整数对应的频道之间的频道间隔决定于FREF的数值。这种配置表达了射频合成器或更常称为的射频锁相环的基本概念。

遗憾的是，若不把成本和功耗提高到不可接受的水平，可编程的分频器105不能工作在几十兆赫以上的频率上。一个可能的解决办法是，用固定的高速分频器以某一固定值对信号104预分频。这个技术称为预分频。这又引起一个新问题，就是必须以固定的大小对FREF分频，因为现在，频道间隔必须等于FREF乘以预分频系数。

在锁相环文献中，典型的问题是，固定分频器107输出的FREF信号通过鉴相器106，馈通到输送给振荡器101的信号111上。环滤波器110起着从鉴相器106输出信号中去除FREF的作用。但是，如果FREF减少到频道间隔的十分之一，环滤波器的低通截止频率必须相应地减小十倍。其结果是，环的稳定时间(建立时间)增大十倍。这会导致长的稳定时间，当采用快速频率跳变技术时，这种电路就显得无用。

在图1B进一步解释了图1A所示的电路配置所存在的问题。若不进行严格的滤波，由于射频馈通的缘故，会使振荡器101的具有中心频率120的输出信号104产生边带121和122。这些边带由于带来不必要的调制分量，而使所选的频道的接收变坏或造成畸变。进而使相邻接收频道的选择性变差。为了减小边带121和122的振幅，环滤波器110可用较低截止频率，但这会导致环稳定时间增加。因此，正如在这技术领域所熟知的那样，窄的频道间隔和快的稳定时间是相互矛盾的要求。

有一种已知的技术既能实现使FREF等于频道间隔而又保持低的成本和功耗。图2详细描述了类似于图1A所示的一种频率合成器，其中整数分频器105被更复杂的电路所取代。用双模数预分频器(dual modulus prescaler)201对振荡器101的输出信号的频率FLO分频，根据选择信号204来确定分频系数，例如为100或101。分频所得的频率被同时送到以整数NS分频的Swallow计数器202和可编程计数器203，后者按整数NP分频。在已知系统中可以用其它分频常数对，例如10和11、30和31，这取决于所要求的预分频程度。

所得的电路进行称之为Swallow计数的处理。起初，双模数预分频器201被设置成对振荡器101的输出104按101分频。进而，Swallow计数器202被初始化为NS值，而计数器203被初始化为NP值，为了使系统能工作正常，NP的值必须大于NS的值。把第一个101个脉冲加到双模数预分频器201后，Swallow计数器202把其计数值减一，并且计数器203也把其计数值减一。

双模数预分频器201连续地按每101个来自信号104的脉冲来减小Swallow计数器202和计数器203的值，一直到Swallow计数器202为0为止。在到达0的时候，Swallow计数器产生选择信号204，使双模数预分频器201按100而不是按101来分频。在达到0之后Swallow计数器停止计数，但计数器203继续工作，并且现在，按每100个来自振荡器101的输出信号104的脉冲来使计数值减一。这种操作一直连续进行，直到计数器203的值为0为止，此时两计数器202和203的内容分别被设置为NS和NP的初始值，并且双模数预分频器201再次按101来分频。

计数器203的输出206具有下式所决定的频率：

             FO＝FLO/N

其中         N＝101×NS+100(NP-NS)

简化得    N＝NS+100×NP         其中NP＞NS

当相位被锁住时，FO＝FREF，振荡器101的频率由下式决定：

                FLO＝FREF×N

                FLO＝FREF(NS+100×NP)

这样，如果采用Swallow计数技术，就可以构成一个相当简单的快速双模数预分频器201，以保证频道增量(channel increment)等于FREF。从廉价的消费类无线电收音机到复杂的数字蜂窝式电话的广范应用领域，都可以应用这种技术。其基本限制因素仍然是频道间隔和锁相环的环稳定时间的关系。虽然Swallow计数技术大大改善了射频合成器的性能，随着无线电通信标准变得越来越复杂，预计会提出越来越高的要求。

为了获得窄的频道间隔，环滤波器110必须有低的频率常数，以便从送到射频振荡器101的控制信号111中滤掉FREF。在消费类无线电合成器中，环稳定时间并不是十分重要的，因为时间迟延零点儿秒，或在调谐不同电台时，因而造成的接收频率稳定时间不大会被察觉出来。可是，在采用时分多址联接(time division multiple access)(TDMA)技术时，环的稳定时间会是关键的因素。

移动无线电发送容易受到信号强度变化的影响，因为诸如建筑物、树木、汽车等障碍物的反射造成了信号强度变化。会从不同的反射面接受到同样无线电信号，造成相长或相消干扰。所造成的信号变化称为Rayleigh衰落。由于有相消干涉，在任何给定的时刻都有可能使某些频道显得无用。

在移动无线电系统中频率分集的概念是解决这个和别的干涉问题的关键。在移动蜂窝电话的移动通信全球系统(GSM)的规范中，采用频率跳变技术，即每隔4.6ms发送和接收一个短的脉冲串，并且每个相继的脉冲串工作在不同的频率下。话音数据以冗余交错格式编码，这样如果一个特定频率受到干涉，丢失的数据至少可部分地从上一个和随后的脉冲串得到恢复而不会中断通信。

在GSM建议中，在相隔200KHz的各频道上进行频率跳变。对频率合成器的环稳定时间的最苛刻要求是在它从发送脉冲串到接收脉冲串的转变时提出的。接收脉冲串会几乎在紧接着发送脉冲串之后到来。这样，每4.6ms就会有发送脉冲串，其后紧跟着短的接收脉冲串而且，在有效的(active)通信发送或接收时隙之间的期间内，还要求蜂窝电话收听相邻网格发出的广播信号。用同一个频率合成器来确定发送和接收的频率，所以，重要的是：令环稳定时间足够短，以满足这些要求。

GSM标准是在意识到这一类实际的困难问题的情况下制定的，而将规范的要求降低到足以允许采用已知的频率合成器。其它的远距离通信标准最近正在制定中。在最近正在制定的基于卫星的电话系统方面一个特别限制是：要求窄的频道间隔，以便使得经济地利用可用带宽的工作具有生命力。

然而GSM规定频道间隔为200kHz，对于某些卫星电话系统，这就意味着频道间隔窄到12.5kHz。这个极窄的频道间隔直接与快速频道跳变的需要发生矛盾，因为这意味着环滤波器波110要有低的频率常数，从而有长的环稳定时间。虽然可以通过采用分开的频率合成器来发送和接收，从而使问题在一定程度上有所减轻，但是在成本、功耗和电路的物理尺寸方面，代价就太高了。

主要的远距离通信公司正在开发几种卫星电话系统。其中之一的商品名称为Iridium，它原先是由Motorola公司开发的。Iridium利用了几个低轨道地球卫星，这样，与高轨道地球卫星相比，Iridium的手机(mobile handset)和卫星的无线电发送所需的功率较低。低轨道地球卫星有两个主要的缺点，即每单位覆盖面需要大量的卫星和当卫星经过天空时会产生明显变化的多普勒频移。

在图3所示的卫星电话系统中，手机301和302通过最近的可用的卫星303通信，在通话期间，以双向(two way)通信线路304来传输数据和数字化的语音信号。卫星303把同时来自几个通话的数据组合在与卫星地面站306相连的高带宽通信线路305中。通话期间，另一个卫星307可能会移动到比卫星303离手机302更近的位置，在这种情况下，要建立起新的通信线路305，以便最有效地利用可用的卫星资源，并且避免卫星303移出地平面从而在通话结束前中断通信线路的可能性。

虽然卫星303、307和移动电话301、302之间的每条通信线路304、305都在同时进行双向对话，但很难同时进行发送和接收，因为在没有复杂滤波的情况下，移动电话301的发送电路会过载甚至会损坏它自己的接收电路。于是，典型的办法是，让发送和接收以短的脉冲串的形式并在不同的时间进行。移动电话301的发送和接收的时序示于图4。发送脉冲串401后面跟着接收脉冲串402。有一个短的时间间隔403，在这期间内既不发送也不接收，所以各种电路有时间达到稳定。

每几毫秒重复一次发送和接收脉冲串。在发送过程中，语音信号被压缩成短的脉冲串，而在接收过程中，脉冲串又被展开成语音信号，所以，能进行不间断的双向对话。

图5详细描述了示于图3的卫星移动电话手机301。可用其上的几个按钮502作各种操作，包括接电话、中断通话、拨号、以字母顺序索引的方式存储电话号码等等。字母数字液晶显示器503显示出电话的状态，它包括如下的信息：信号强度、电池剩余电量、近来所拨的电话号码等等。微音器504把声音压力波转变为电信号，而喇叭505把电信号转变为声音压力波。调谐到2GHz的天线506在发送期间以发送频率发送电磁波，而在接收期间把从卫星303来的电磁波转变为电信号。

移动电话301的主要功能部件示于图6。微音器504产生的模拟量电信号被送到模-数变换器601。模-数变换器601把模拟信号转变为二进制数字流，后者代表了来自微音器504的、以规则时间间隔取样的瞬时模拟电压。

代表声压的二进制电压信号被送到数字信号处理器602，所述处理器对这声音信号作几项处理，然后，用此信号来调制射频信号。数字信号处理器602把调制信号输送到发送电路603，后者还从频率合成器604收到射频信号。在发送的时候，发送电路603的输出通过开关608被送到天线506。

在接收期间，天线506通过开关608向接收电路605送去射频信号。接收电路605还从频率合成器604收到射频信号。接收电路605向数字信号处理器602提供信号，以便把它转换成代表声音的二进制取样电信号。这二进制取样电信号从数字信号处理器602送到数/模变换器606，后者将二进制取样电信号变为模拟电压。这个模拟电压被送到喇叭505，从而把模拟信号变成声音。

微控制器607被连接到液晶显示器503和示于图5的按钮502。微控制器607还和数字信号处理器602及电话电路的其它部分连接。根据使用者对按钮502的激活动作及电路所提供的信号，诸如从数字信号处理器602提取的信令(signalling)信息和电池强度，微控制器607执行指令来协调电路工作。

在已知的系统中，数字信号处理器602对发送电路603提供的信号仅是调制信号，换句话说，这信号具有零中心频率，并且，它不影响发送该调制信号的频道的中心频率。与此类似，由接收电路605向数字信号处理器602提供的信号与接收它的频道无关。在这样的系统中，频率合成器604用来控制频道频率的选择。

在已知的系统中，在发送和接收之间的转换，或快速频率跳变要求频率合成器604在图4所示的短的时间间隔403内在新的频率下稳定下来。当频道间隔为200kHz时，如地面GSM蜂窝网络的情况那样，利用已知的技术就可以使频率合成器604的环稳定时间足够短。但是就卫星电话系统所提出的标准中，频道间隔会小于12.5kHz。这会要求频率合成器604的环滤波器有低得多的时间常数，从而导致长的稳定时间，这和卫星电话系统的方案相矛盾。

图7表示了能克服这个问题的发送链路的处理过程。数字信号处理器所进行的第一个过程是数据预处理701。这是一个精细的多步骤过程，它把从微音器电路来的数据和某些信令(signalling)数据变换成冗余编码交错的数据脉冲串。数据处理阶段701也包括滤波，从而产生适合于处理链路下一阶段所需的信号。所产生的、经过滤波的、连续的位流(bit stream)被送到IQ调制器702，后者用来产生适于提供给下一阶段的信号正交对。

复频IQ频率变换器703把从IQ调制器702来的输出与可变振荡器的输出结合起来，以上的操作都是在数据信号处理的阶段里完成的。IQ变换器703产生已调制的信号，它的数字载波频率等于可变振荡器704的频率FV。

由数字信号处理器602产生的发送信号被送到发送电路603，发送电路包含数/模变换器705、模拟IQ上变频器706和射频放大器707。数/模变换器705的输出是模拟的已调制的信号，此信号被加到频率为FV的载波上。模拟IQ上变频器706把这个信号与具有频率FLO的频率合成器604的输出信号结合。用于卫星系统的发送频带为2GHz，因此，FLO的典型数值大约是2GHz。模拟IQ上变频器706产生一个输出信号，它具有等于FV+FLO的载波频率。在另外一个实施例中，有可能产生等于FV-FLO的载波频率，但复频变换器703要用另一种结构。

在数字信号处理阶段，通过利用可变振荡器704，产生范围在0到200kHz的低的射频频率，这就有可能提供实际上是即时的、非常高的频率分辨率，它叠加到由频率合成器604提供的宽的频道间隔上，后者的频道阶跃能力为100kHz。这样，频率合成器604的环稳定时间就不必与窄频道间隔12.5kHz的要求取折衷。例如：

    FLO＝2GHz＝2000000kHz

    FV＝125kHz

    FV+FLO＝2000125kHz

可用数字信号处理器602中的可变振荡器704，使载波频率FV+FLO立即发生变化：

  FV＝147.5kHz

  FV+FLO＝2000147.5kHz

利用频率合成器604可实现较慢的频率改变，但依然在所希望的稳定时间内，因为它有大的频率步长100kHz：

     FLO＝2000500kHz

     FV＝162.5kHz

     FV+FLO＝2000662.5kHz

在这例子中，同时改变FV和FLO，就可使频道频率发生大的但又是高度准确的变化，而频率合成器604的稳定时间仍然在所希望的范围内。

模拟IQ调制器706的输出被送到射频功率放大器707，后者以5瓦的功率向天线506送去2GHz信号。

这解决办法可推广到接收过程，如图8所示。从天线506进来的射频信号被送到接收电路605。调制器对进来的射频信号进行预放大，并把这信号与频率为FLO的频率合成器604的输出相乘。频率合成器604用来提供一个这样的频率，它比所要接收的频率低大约140MHz。这样产生的信号802包含所需要的信号，但后者被调换到140MHz的载波上。这个调换载波频率的技术称为超外差，通常简写为superhet。这种调换的目的是，让所要的信号在易于电路设计的载波频率下进一步放大。超外差接收器的典型优点是能抑制非所要的信号，另外，还有其它优点。

载波就这样调换到约140MHz的中频。经过一定的放大后，信号被送到模拟IQ下变频器803，通过把140MHz中频与来自固定模拟振荡器804的140MHz信号进行IQ混频，IQ下变频器803降低140MHz中频的频率，得到输出信号805。在已知的系统中，这个输出会不含频道偏移量，或含小的频率偏移量，后者是因为手机与卫星之间的相对速度引起的多普勒频移所造成的。但是，在最佳实施例中，输出信号805已被调换到这样的中频，它的大小决定于具有12.5kHz步长的细的频道偏移量。这样，从IQ下变频器803出来的信号805要进一步与频道偏移量进行复频混频，以便把频道偏移量完全从射频领域中除掉。

模/数变换器806把模拟信号805变换成数字信号807，后者被送到数字信号处理器602。数字信号807由复频变换器808处理，后者把信号807与来自可变振荡器809的信号混频，以上的操作是在数字信号处理阶段完成的。这样，如果可变振荡器809被设置到这样的频率，它与模拟IQ下变频器803来的信号的中频相匹配，利用数字信号处理器602中的随后的处理过程810和811，就可以去掉频道偏移量，并且可恢复频数据：

      Rx频率＝2,000,125kHz

      合成器输出，FLO＝2,140,000kHz

      第一中频802＝140,125kHz

      第二中频805＝125kHz

      可变振荡器809，FV＝125kHz

以+12.5kHz重调谐：

      Rx频率＝2,000,147.5kHz

      合成器输出，FLO＝2,140,000kHz

      第一中频802＝140,147.5kHz

      第二中频805＝147.5kHz

      可变振荡器809，FV＝147.5kHz

这样，所接收的频道可以通过改变可变振荡器809的频率FV，以小的增量来选择。加减100kHz的大的步长可以通过改变频率合成器604的输出频率FLO来选择。本发明解决了频率合成器604的环稳定时间问题，从而允许使用100kHz的大的频道步长，而同时，值为12.5kHz的频率偏移量很小，此偏移量是由数字处理阶段的数字信号处理器602产生的。

在图9详细描述了示于图7的发送链路上的IQ调制方案。IQ调制器702的输出是I和Q信号对。Q信号的频率分量相对I信号的频率分量有90度的相位偏移。在数字领域中，有几种已知的技术能实现此功能，最广泛使用的方法是Hibert变换。

这样，IQ调制器开劈了两个通道904和905，其中I是立即--immediate的字头，而Q是正交--quadrature的字头。这种常用的方法允许对信号作进一步的处理，而不会加进射频范围的、不希望有的边带。I和Q信号904和905被送到两个各自的低通滤波器902和903，在这里以模拟的方式恢复数字波形，去掉不希望有的取样频率和在D-A输出上的其它不希望有的频率分量。

复频IQ乘法器包括四个乘法器906、907、908和909以及两个加法器910和911。复频乘法器接收代表已调制数据的IQ信号和来自可变振荡器704的IQ信号。在不连续的时间域中，对这两对信号的乘法运算的结果是：在频率域中把这两个频率相加，同时对不希望有的边带进行高衰减。通常，在方框602和603内进行的I/Q处理是以数字的方式完成的，这种处理可以在与数字信号处理器类似的电路中进行。

所产生的已调制的IQ信号912和913被从数字信号处理器602送到发送电路603的数/模变换器705上。数/模变换器包括两个变换器914和916以及适当的抗混叠低通滤波器915和917。所产生的IQ信号对被送到模拟IQ上变频器706，后者包括两个模拟乘法器918和920，上变频器706分别接收模拟IQ信号和来自频率合成器604的IQ信号对。模拟加法器921把这些IQ分量结合起来，然后送到射频放大器707进行放大。

这种模拟IQ调制的最后阶段的结果是：把代表IQ分量的912和913的低射频信号叠加到来自射频频率合成器604的发送频率上。利用IQ上变频器就可以再次把不希望有的边带和载波清除到理想的程度。在实际中衰减限制在30到40dB的范围。

示于图9的模拟IQ上变频器706包括分相器919，后者把来自频率合成器604的信号变为对应的IQ对。图10详细描述了分相器919。输入接头1001接收到来自频率合成器604的信号，其振荡频率为FLO。这输入信号被送到组成相位滞后网络的电阻1002和电容1003，在发送频率范围的中心频率上，此网络有45度的相位滞后。在这情况下，频率范围的中心为2GHz，可用下面的公式计算R和C的数值：

    R＝1/ωC

其中ω＝2πf                 其中f为频率

这输入信号也被送到组成相位超前网络的电容1005和电阻1006，此网络的特征是：在2GH中心频率处，有45度的相位超前。这样，输出接点1004和1007之间有90度的相差。

使用这种简单电路的好处是：在高频应用中可简化结构，但它的缺点是特性与频率有关。当发送在一定频率范围内进行时，若频率不靠近2GHz中心频率，则网络并不产生严格90度的相移。因而，当分相器919不工作在中心频率时，输出信号的频谱含有小振幅的、不希望有的边带，如图11所示。

所要的频谱1101以频率FLO+FV为中心，其中FL为频率合成器604的频率，FV为配置于数字信号处理器602的可变振荡器704的频率。分相器919和别的电路的非线性造成了载波泄漏1102和镜象1103，后者是不希望有的，它以频率FLO-FV为中心，是所要频谱1102的镜象。幸运的是：在卫星通信系统中，由于无线电信号沿着视线发送这一事实，所要的信号的振幅变化不大。因此，虽然不希望有的镜象也被发送，但它比所要的信号低20至30分贝，并不干扰接收。

图12A和12B详细描述了图8所示的对接收信号的解调过程。在图12A中，来自天线的射频信号被送到混频器1202。在实际中，混频器包括一个集成Gilbert Cell型的混频器。来自振荡频率为FLO的频率合成器604的信号也被送到混频器1202。接收到的射频信号的频率分量被与来自频率合成器604的信号混频，从而产生了含有混频器1202两个输入信号的和与差的频谱。中频放大器1203被用来放大那些频率仅为140MHz的来自混频器的信号。这样，把频率合成器设置成对所要接收频率有140MHz的频率偏移量，就能产生140MHz的差频，只有这差频被中频放大器1203放大。

然后，所产生的140MHz中频802被分成两部分，并被送到模拟IQ下变频器803。在此，此两部分分别与分相器1206产生的两个对应分量相乘。分相器1206依照图10所示的电路工作，所不同的是：在频率为140MHz而不是2GHz的频率下有正负45度的相移。送到分相器的信号就是140MHz固定频率振荡器802提供的信号。用乘法器1204和1205进行IQ混频，实现进一步的频率向下调换，达到最高为几百千赫的范围。

在已知的接收器中，射频载波在这一级被去掉，换而言之，信号被转变为零附近的频率。可是，由于频率合成器锁相环设计的限制，无法具备足够快的频道选择能力。为了保证快速频道选择，用数字信号处理器602来完成射频下变频器的最后阶段的工作。这样，模拟IQ下变频器803产生的IQ信号805被送到模/数变换器806。后者包括两个变换器1207和1208，此两变换器把数字化的I和Q信号807送到数字处理器602。

图12B详细描述了图6和图8所示的数字信号处理器中进行的IQ下变频过程。数/模变换器806产生的IQ信号807被送到各自的数字带通滤波器1221和1222。它们的输出被送到包含四个乘法器1223、1224、1225和1226的复频IQ乘法器。复频IQ乘法器把送来的IQ信号与来自可变振荡器809的正交信号混频。其结果是：把中频分量从所选的接收频带中去除，得到通常的基带IQ频道，以便进行进一步的解调处理。典型的情况是：下变换在数字信号处理器或类似的电路中进行。

I和Q的输出信号1231和1232被送到解调器810和随后的数据恢复的处理过程。在另一实施例中，带通滤波器1221和1222的功能可以用这样的低通滤波器来实现，它放置于图12B所示的过程的I和Q输出通道上。

除了已描述过的快速选择频道的主要优点外，本发明还有几个重要的优点。在低轨道卫星电话系统中，卫星相对地基移动收发器的速度造成相当大的多普勒频移。这样，手机接收到的来自卫星的信号频率是变化的，卫星收到的来自手机的信号频率也是变化的，此变化可达到频道间隔的数值。在地面蜂窝电话系统中，常会遇到达1kHz的多普勒频移。在卫星电话系统中的多普勒频移远大于此值。典型的情况是：在低地球轨道系统中，此多普勒频移会扩展到几十千赫，具体数值决定于通话时卫星在轨道的位置。

在示于图1和图2的频率合成器中，频率以步长来选择；没有提供连续可变的频率调节，而在与非同步卫星通信时，则要求频率连续可变，以补偿所遇到的多普勒频移。一个已知的解决办法是采用改进的温度补偿晶体振荡器TCXO108，它称为电压控制温度补偿晶体振荡器或VCTCXO。VCTCXO包括晶体振荡电路上的变容二极管，它可以用外电压来控制。这电压可用来引起所需的频率偏移以补偿多普勒频移。另一种技术是在解调算法中把低频率偏移考虑进去。

变容二极管的特性不便于使用或不很稳定，这使得难以设计和制造稳定的和特性可预测的VCTCXO，并使这种VCTCXO十分昂贵。实际上某些非线性可以通过把卫星包括进频率修正的过程来加以克服：

       1卫星到手机的发送

       2手机到卫星的发送

       3卫星计算所接收的频率

       4卫星向手机发送修正系数

       5手机修正变容二极管电压

这样，VCTCXO的频率误差可以利用星载电路的高精度测量能力和星载计算机加以补偿。然而，VCTCXO依然是手机设计的薄弱环节。

示于图7和图8的可变振荡器704和809被配置于数字信号处理器内，从而提供了非常高的频率分辨率。这允许频率合成器604上的主振荡器成为固定频率型的振荡器，并且可以通过改变送到可变振荡器的频率数据来进行所有的多普勒修正。

当设计工作于GHz量级的精确的频率合成器时，另一个困难是需要提供一个参考振荡器，它以高精度振荡，典型的情况是，此种振荡器是晶体振荡器，其制造偏差为百万分之几。当以几千赫的精确度在GHz的量级选择频道时，标准的制造偏差显得过大。可变振荡器704和809的连续改变能力使得有可能使用标准偏差的晶体振荡器，因为可以通过接受从卫星来的修正信号和把改变的数据提供给数字信号处理器602，就可以进行任何频率修正，其中，数字信号处理器602配置了可变振荡器704和809。

本发明另一个更为重要的优点与手机本身所产生的射频干涉有关。一贯以来，采用约十兆赫左右的单石英晶体振荡器来控制频率合成器。此高频被下分频成频道频率间隔或频道频率间隔的倍数。石英晶体也被用来控制电路的其它部分，向数字信号处理器和微控制器提供时钟脉冲。

在许多已知的结构中，这些电路有它们自己的锁相环，因而，石英振荡器会产生适合于通信用的频率，而数字信号处理器和微控制器会在内部产生其它的频率，这种频率适用于控制各自的内部运行。

这样，用于手机的石英主振荡器产生的信号被分送到几个相邻的电路。振荡波形是方波，它具有许多谐波分量，其频率跨几个射频范围，其中也包括接收过程的频率范围。手机从卫星接收到的无线电信号受到相当程度的衰减，为了能可靠地接收信号要采用灵敏度高的接收电路，所接收的信号是如此地微弱，以致石英晶体振荡器产生的任何射频分量都会干扰接收过程。对于一个给定的固定频率的主振荡器，有可能预知将会产生的谐波分量的频率，从而预知哪些频率应避免作为接收频道。这样就可以给出一种改进的设计，在这设计中晶体振荡器的频率是固定的，通过改变数字信号处理器上的低频可变振荡器，就可以进行所有的频率修正，从而可能指定应所述用于通信的频道。可用计算固定的石英主振荡器频率FREF(如13MHz)的整数倍，来预计不可用的接收频率：

      不可用的频道＝n×FREF

      其中n是一个整型数

于是，可用的接收频道被上述的这些频率间隔开：

      可用频道＝(n+0.5)×FREF

Claims (12)

1.用来在无线电频道上发送数字输入信号的方法，其特征在于它包括下述步骤：

结合数字调制信号处理所述数字输入信号，以产生数字中间信号；

把所述数字信号转变成模拟中间信号；

结合模拟调制信号处理所述模拟中间信号以产生射频输出信号，其中，调节所述数字调制信号的频率和所述模拟调制信号的频率，以改变输出信号的频率。

2.一种接收射频信号的方法，其特征在于它包括如下步骤：

结合模拟解调信号处理所述接收信号，以产生模拟中间信号；

对所述模拟中间信号取样，以产生数字中间信号；

结合数字解调信号处理所述数字中间信号，以选择发送频道，其中，调节所述模拟解调信号和所述数字解调信号，以适应所述接收的无线电信号的频率变化。

3.根据权利要求2的方法，其特征在于，在所述中间信号被取样之前，结合附加的模拟解调信号处理所述中间信号。

4.根据权利要求2或权利要求3的方法，其特征在于，模拟调制信号或模拟解调信号的分辨率宽于频道间隔，以便快速调节频率；以及

利用所述数字处理步骤中的较细的频率分辨率来选择各个频道。

5.根据权利要求2到4的任何一个权利要求的方法，其特征在于，无线电信号易受多普勒频移的影响，在数字信号处理的阶段中，利用调节数字调制信号或数字解调信号的频率，实现多普勒频移补偿。

6.来用在无线电频道上发送数字输入信号的装置，其特征在于它包括：

结合数字调制信号处理所述数字输入信号，以产生数字中间信号的处理装置；

把所述数字中间信号转变成模拟中间信号的转换装置；

结合模拟调制信号处理所述模拟中间信号，以产生射频输出信号的处理装置，包括用于调节所述数字调制信号的频率和用于调节所述模拟调制信号的频率，以改变所述输出信号频率的装置。

7.射频接收装置，其特征在于它包括：

结合模拟解调信号处理接收信号，以产生模拟中间信号的装置；

对所述模拟中间信号取样，以产生数字中间信号的取样装置；

结合数字解调信号处理所述数字中间信号，以选择发送频道的处理装置，所述处理装置包括：调节所述模拟解调信号频率的装置；以及调节所述数字解调信号频率、以适应所述接收信号的频率变化的装置。

8.根据权利要求7的装置，其特征在于它包括：在对所述中间信号取样之前，结合附加的模拟解调信号，处理所述中间信号的装置。

9.根据权利要求6至8中任何一个权利要求的装置，其特征在于，模拟调制信号或模拟解调信号的分辨率宽于频道间隔，以便快速调节频率；以及

所述数字处理装置利用较细的频率分辨率来选择各个频道。

10.根据权利要求6到9的任何一个权利要求的装置，其特征在于，无线电信号易受多普勒频移的影响，在数字信号处理的阶段中，利用调节数字调制信号或数字解调信号的频率，实现多普勒频移补偿。

11.基本上如说明书中参考图6至11、12A、12B所描述的发送和接收无线电信号的方法。

12.基本上如说明书中参考图3至11、12A、12B所描述的移动通信装置。

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