JP3383619B2 - 移相器及びそれを用いた復調器 - Google Patents
移相器及びそれを用いた復調器Info
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/22—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by means of active elements with more than two electrodes to which two signals are applied derived from the signal to be demodulated and having a phase difference related to the frequency deviation, e.g. phase detector
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/16—Networks for phase shifting
- H03H11/18—Two-port phase shifters providing a predetermined phase shift, e.g. "all-pass" filters
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
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- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、９０°移相器に関
し、特に、デジタル衛星放送受信機に使用されるダイレ
クトコンバージョンチューナの９０°移相器及びそれを
用いた復調器に関するものである。
し、特に、デジタル衛星放送受信機に使用されるダイレ
クトコンバージョンチューナの９０°移相器及びそれを
用いた復調器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、衛星通信技術の発展に伴い、この
衛星通信技術を用いたデジタル衛星放送が行われてい
る。このデジタル衛星放送用の受信機に用いられるダイ
レクトコンバージョンチューナには、受信信号をベース
バンド信号に直交復調を行う復調器が設けられ、更に、
この復調器には、移相が９０°ずれた２つの信号を送出
する移相器が設けられる。この従来使用されている移相
器について、図面を参照して、以下に説明する。
衛星通信技術を用いたデジタル衛星放送が行われてい
る。このデジタル衛星放送用の受信機に用いられるダイ
レクトコンバージョンチューナには、受信信号をベース
バンド信号に直交復調を行う復調器が設けられ、更に、
この復調器には、移相が９０°ずれた２つの信号を送出
する移相器が設けられる。この従来使用されている移相
器について、図面を参照して、以下に説明する。
【０００３】図７は、従来の移相器を用いた直交復調器
である。図７の直交復調器は、受信信号が入力される入
力端子１と、入力端子１から送出される受信信号よりＩ
ベースバンド信号を生成するミキサ２と、入力端子１か
ら送出される受信信号よりＱベースバンド信号を生成す
るミキサ３と、局部発振器５から送出される局部発振信
号によって９０°の位相差を持つ２つの発振信号を発生
する移相器４と、局部発振器５と、ミキサ２からＩベー
スバンド信号を出力する出力端子６ａと、ミキサ３から
Ｑベースバンド信号を出力する出力する出力端子６ｂと
を有する。
である。図７の直交復調器は、受信信号が入力される入
力端子１と、入力端子１から送出される受信信号よりＩ
ベースバンド信号を生成するミキサ２と、入力端子１か
ら送出される受信信号よりＱベースバンド信号を生成す
るミキサ３と、局部発振器５から送出される局部発振信
号によって９０°の位相差を持つ２つの発振信号を発生
する移相器４と、局部発振器５と、ミキサ２からＩベー
スバンド信号を出力する出力端子６ａと、ミキサ３から
Ｑベースバンド信号を出力する出力する出力端子６ｂと
を有する。
【０００４】更に、このような復調器において、移相器
４は、図８のように、局部発振信号よりその位相を４５
°ずらした発振信号を生成してミキサ２に送出するオー
ルパスフィルタ４１と、局部発振信号よりその位相を１
３５°ずらした発振信号を生成してミキサ３に送出する
オールパスフィルタ４２とから構成される。よって、こ
の移相器４内に設けたオールパスフィルタ４１，４２よ
り位相差が９０°となる２つのキャリアとなる発振信号
が送出される。
４は、図８のように、局部発振信号よりその位相を４５
°ずらした発振信号を生成してミキサ２に送出するオー
ルパスフィルタ４１と、局部発振信号よりその位相を１
３５°ずらした発振信号を生成してミキサ３に送出する
オールパスフィルタ４２とから構成される。よって、こ
の移相器４内に設けたオールパスフィルタ４１，４２よ
り位相差が９０°となる２つのキャリアとなる発振信号
が送出される。
【０００５】又、オールパスフィルタ４１，４２は、図
９のような回路素子によって構成される。即ち、ｎｐｎ
型トランジスタＱ１，Ｑ２と、このトランジスタＱ１，
Ｑ２のコレクタにそれぞれ接続された抵抗ＲLａ，ＲLｂ
と、トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタにそれぞれ接続
された抵抗ＲKａ，ＲKｂと、トランジスタＱ１，Ｑ２の
コレクタ・ベース間にそれぞれ接続されたコンデンサＣ
ａ，Ｃｂと、抵抗ＲKａ，ＲKｂの接続ノードに接続され
た定電流源４３とから構成される。又、抵抗ＲLａ，ＲL
ｂの接続ノードには、電源電圧ＶCCが印加される。
９のような回路素子によって構成される。即ち、ｎｐｎ
型トランジスタＱ１，Ｑ２と、このトランジスタＱ１，
Ｑ２のコレクタにそれぞれ接続された抵抗ＲLａ，ＲLｂ
と、トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタにそれぞれ接続
された抵抗ＲKａ，ＲKｂと、トランジスタＱ１，Ｑ２の
コレクタ・ベース間にそれぞれ接続されたコンデンサＣ
ａ，Ｃｂと、抵抗ＲKａ，ＲKｂの接続ノードに接続され
た定電流源４３とから構成される。又、抵抗ＲLａ，ＲL
ｂの接続ノードには、電源電圧ＶCCが印加される。
【０００６】図９のようなオールパスフィルタによる
と、トランジスタＱ１，Ｑ２のベースに入力される入力
信号ＶINが、トランジスタＱ１のコレクタと抵抗ＲLａ
との接続ノード及びトランジスタＱ２のコレクタと抵抗
ＲLｂとの接続ノードより出力信号ＶOUTとして出力され
る。今、抵抗ＲKａ，ＲKｂ及び抵抗ＲLａ，ＲLｂの抵抗
値をＲ、コンデンサＣａ，Ｃｂの容量値をＣとすると、
このような回路構成のオールパスフィルタの利得Ｇｖが
（１）式のようになる。よって、入力信号ＶINと出力信
号ＶOUTの位相特性が（２）式のようになる。尚、ω
は、入力信号ＶINの周波数をｆとしたとき、２πｆで表
される。
と、トランジスタＱ１，Ｑ２のベースに入力される入力
信号ＶINが、トランジスタＱ１のコレクタと抵抗ＲLａ
との接続ノード及びトランジスタＱ２のコレクタと抵抗
ＲLｂとの接続ノードより出力信号ＶOUTとして出力され
る。今、抵抗ＲKａ，ＲKｂ及び抵抗ＲLａ，ＲLｂの抵抗
値をＲ、コンデンサＣａ，Ｃｂの容量値をＣとすると、
このような回路構成のオールパスフィルタの利得Ｇｖが
（１）式のようになる。よって、入力信号ＶINと出力信
号ＶOUTの位相特性が（２）式のようになる。尚、ω
は、入力信号ＶINの周波数をｆとしたとき、２πｆで表
される。
【０００７】
【数１】
【数２】
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】オールパスフィルタの
位相特性が（２）式のように表されるため、このオール
パスフィルタを構成する抵抗の抵抗値Ｒとコンデンサの
容量値Ｃとの積ＣＲが、（３）式のようになる。
位相特性が（２）式のように表されるため、このオール
パスフィルタを構成する抵抗の抵抗値Ｒとコンデンサの
容量値Ｃとの積ＣＲが、（３）式のようになる。
【０００９】
【数３】
【００１０】よって、入力信号と出力信号の位相差が４
５°となるオールパスフィルタ４１において、周波数が
１［GHz］の局部発振信号が入力されるとき、（３）式
より、ＣＲの値を6.592e-11にする必要がある。このよ
うに高周波の局部発振信号を入力信号とするオールパス
フィルタ４１を構成する抵抗の抵抗値Ｒ及びコンデンサ
の容量値Ｃの積が小さくなるため、抵抗値Ｒ又は容量値
Ｃを小さくする必要がある。
５°となるオールパスフィルタ４１において、周波数が
１［GHz］の局部発振信号が入力されるとき、（３）式
より、ＣＲの値を6.592e-11にする必要がある。このよ
うに高周波の局部発振信号を入力信号とするオールパス
フィルタ４１を構成する抵抗の抵抗値Ｒ及びコンデンサ
の容量値Ｃの積が小さくなるため、抵抗値Ｒ又は容量値
Ｃを小さくする必要がある。
【００１１】しかしながら、抵抗の抵抗値Ｒを小さくす
るためには、その抵抗の面積を大きくする必要があると
ともに、この抵抗膜に生じる寄生容量の影響が生じる。
又、コンデンサの容量値Ｃを小さくすると、オールパス
フィルタ内に設けた配線の浮遊容量の影響が無視できな
くなる。よって、移相器を集積化したとき、処理する信
号の周波数が高くなるほど、その精度が低下する。
るためには、その抵抗の面積を大きくする必要があると
ともに、この抵抗膜に生じる寄生容量の影響が生じる。
又、コンデンサの容量値Ｃを小さくすると、オールパス
フィルタ内に設けた配線の浮遊容量の影響が無視できな
くなる。よって、移相器を集積化したとき、処理する信
号の周波数が高くなるほど、その精度が低下する。
【００１２】又、このような移相器を用いた復調器にお
いて、入力端子から入力される受信信号の周波数と、局
部発振器から出力される局部発振信号の周波数とを同じ
にするために、信号線や電源やアースからの回り込みに
よって、入力端子側に、局部発振信号の漏れ信号が発生
する。又、逆に、入力される受信信号によって、この受
信信号と同じ周波数の局部発振信号を発生する局部発振
器の動作が不安定になり、局部発振信号の周波数がふら
つくため、復調器より出力されるＩベースバンド信号及
びＱベースバンド信号の周波数もふらつく恐れがある。
いて、入力端子から入力される受信信号の周波数と、局
部発振器から出力される局部発振信号の周波数とを同じ
にするために、信号線や電源やアースからの回り込みに
よって、入力端子側に、局部発振信号の漏れ信号が発生
する。又、逆に、入力される受信信号によって、この受
信信号と同じ周波数の局部発振信号を発生する局部発振
器の動作が不安定になり、局部発振信号の周波数がふら
つくため、復調器より出力されるＩベースバンド信号及
びＱベースバンド信号の周波数もふらつく恐れがある。
【００１３】このような問題を鑑みて、本発明は、その
位相差が９０度となる高周波の局部発振信号を発生する
ことが可能な移相器及びそれを用いた復調器を提供する
ことを目的とする。又、本発明の他の目的は、このよう
な移相器を高集積化することを可能とすることである。
位相差が９０度となる高周波の局部発振信号を発生する
ことが可能な移相器及びそれを用いた復調器を提供する
ことを目的とする。又、本発明の他の目的は、このよう
な移相器を高集積化することを可能とすることである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の移相器は、ｆ／ｎ（ｎは自然数）の周波数
の局部発振信号の位相をθ度ずらした第１信号を生成す
るとともにコンデンサ及び抵抗で構成された第１オール
パスフィルタと、前記局部発振信号の位相を（θ＋９０
／ｎ）度ずらした第２信号を生成するとともにコンデン
サ及び抵抗で構成された第２オールパスフィルタと、前
記第１オールパスフィルタから送出される前記第１信号
をｎ逓倍してミキサで受信信号に乗算される第１局部発
振信号を生成する第１ｎ逓倍部と、前記第２オールパス
フィルタから送出される前記第２信号をｎ逓倍してミキ
サで受信信号に乗算される第２局部発振信号を生成する
第２ｎ逓倍部と、を有し、前記第１及び第２オールパス
フィルタを構成する前記コンデンサの容量値及び前記抵
抗の抵抗値の積を、前記第１及び第２オールパスフィル
タに入力される局部発振信号の周波数をｆとしたときよ
りも大きくするとともに、前記第１及び第２局部発振信
号の位相差を９０度とするとともに周波数をｆとして出
力することを特徴とする。又、本発明の移相器は、ｆ／
２の周波数の局部発振信号の位相をθ度ずらした第１信
号を生成するとともにコンデンサ及び抵抗で構成された
第１オールパスフィルタと、前記局部発振信号の位相を
（θ＋４５）度ずらした第２信号を生成するとともにコ
ンデンサ及び抵抗で構成された第２オールパスフィルタ
と、前記第１オールパスフィルタから送出される前記第
１信号を２乗してミキサで受信信号に乗算される第１局
部発振信号を生成する第１乗算器と、前記第２オールパ
スフィルタから送出される前記第２信号を２乗してミキ
サで受信信号に乗算される第２局部発振信号を生成する
第２乗算器と、を有し、前記第１及び第２オールパスフ
ィルタを構成する前記コンデンサの容量値及び前記抵抗
の抵抗値の積を、前記第１及び第２オールパスフィルタ
に入力される局部発振信号の周波数をｆとしたときより
も大きくするとともに、前記第１及び第２局部発振信号
の位相差を９０度とするとともに周波数をｆとして出力
することを特徴とする。
に、本発明の移相器は、ｆ／ｎ（ｎは自然数）の周波数
の局部発振信号の位相をθ度ずらした第１信号を生成す
るとともにコンデンサ及び抵抗で構成された第１オール
パスフィルタと、前記局部発振信号の位相を（θ＋９０
／ｎ）度ずらした第２信号を生成するとともにコンデン
サ及び抵抗で構成された第２オールパスフィルタと、前
記第１オールパスフィルタから送出される前記第１信号
をｎ逓倍してミキサで受信信号に乗算される第１局部発
振信号を生成する第１ｎ逓倍部と、前記第２オールパス
フィルタから送出される前記第２信号をｎ逓倍してミキ
サで受信信号に乗算される第２局部発振信号を生成する
第２ｎ逓倍部と、を有し、前記第１及び第２オールパス
フィルタを構成する前記コンデンサの容量値及び前記抵
抗の抵抗値の積を、前記第１及び第２オールパスフィル
タに入力される局部発振信号の周波数をｆとしたときよ
りも大きくするとともに、前記第１及び第２局部発振信
号の位相差を９０度とするとともに周波数をｆとして出
力することを特徴とする。又、本発明の移相器は、ｆ／
２の周波数の局部発振信号の位相をθ度ずらした第１信
号を生成するとともにコンデンサ及び抵抗で構成された
第１オールパスフィルタと、前記局部発振信号の位相を
（θ＋４５）度ずらした第２信号を生成するとともにコ
ンデンサ及び抵抗で構成された第２オールパスフィルタ
と、前記第１オールパスフィルタから送出される前記第
１信号を２乗してミキサで受信信号に乗算される第１局
部発振信号を生成する第１乗算器と、前記第２オールパ
スフィルタから送出される前記第２信号を２乗してミキ
サで受信信号に乗算される第２局部発振信号を生成する
第２乗算器と、を有し、前記第１及び第２オールパスフ
ィルタを構成する前記コンデンサの容量値及び前記抵抗
の抵抗値の積を、前記第１及び第２オールパスフィルタ
に入力される局部発振信号の周波数をｆとしたときより
も大きくするとともに、前記第１及び第２局部発振信号
の位相差を９０度とするとともに周波数をｆとして出力
することを特徴とする。
【００１５】このような移相器において、前記第１及び
第２オールパスフィルタが、ベースに移相前の前記局部
発振信号が入力される第１及び第２トランジスタと、前
記第１及び第２トランジスタそれぞれのベース・コレク
タ間に接続された第１及び第２コンデンサと、前記第１
及び第２トランジスそれぞれのコレクタに一端が接続さ
れた第１及び第２コレクタ抵抗と、前記第１及び第２ト
ランジスタそれぞれのエミッタに一端が接続された第１
及び第２エミッタ抵抗と、を備え、前記第１トランジス
タのコレクタと前記第１コレクタ抵抗との接続ノード及
び前記第２トランジスタのコレクタと前記第２コレクタ
抵抗との接続ノードより移相後の前記信号を出力する。
第２オールパスフィルタが、ベースに移相前の前記局部
発振信号が入力される第１及び第２トランジスタと、前
記第１及び第２トランジスタそれぞれのベース・コレク
タ間に接続された第１及び第２コンデンサと、前記第１
及び第２トランジスそれぞれのコレクタに一端が接続さ
れた第１及び第２コレクタ抵抗と、前記第１及び第２ト
ランジスタそれぞれのエミッタに一端が接続された第１
及び第２エミッタ抵抗と、を備え、前記第１トランジス
タのコレクタと前記第１コレクタ抵抗との接続ノード及
び前記第２トランジスタのコレクタと前記第２コレクタ
抵抗との接続ノードより移相後の前記信号を出力する。
【００１６】又、本発明の復調器は、上記のような移相
器と、外部から入力される受信信号に、前記移相器から
出力される２つの信号のうち一方の信号を乗算してＩベ
ースバンド信号を出力する第１ミキサと、外部から入力
される受信信号に、前記移相器から出力される２つの信
号のうち他方の信号を乗算してＱベースバンド信号を出
力する第２ミキサと、を有することを特徴とする。
器と、外部から入力される受信信号に、前記移相器から
出力される２つの信号のうち一方の信号を乗算してＩベ
ースバンド信号を出力する第１ミキサと、外部から入力
される受信信号に、前記移相器から出力される２つの信
号のうち他方の信号を乗算してＱベースバンド信号を出
力する第２ミキサと、を有することを特徴とする。
【００１７】このような復調器において、前記局部発振
信号を生成する局部発振器を電圧制御発振器とするとと
もに、前記移相器より出力される２つの信号のうち１つ
を用いる位相同期ループにより、前記局部発振器を制御
するような構成としても構わない。
信号を生成する局部発振器を電圧制御発振器とするとと
もに、前記移相器より出力される２つの信号のうち１つ
を用いる位相同期ループにより、前記局部発振器を制御
するような構成としても構わない。
【００１８】又、前記位相同期ループを、前記位相同期
ループが、前記局部発振器と、前記移相器と、所定の周
波数の基準信号を発振する基準発振器と、前記移相器か
ら与えられる信号が任意の分周率で分周される可変分周
手段と、前記可変分周手段で分周された信号と前記基準
発振器から送出される信号の位相を比較する位相比較手
段と、該位相比較手段から送出される信号のうち、前記
局部発振器を制御するための制御信号を通過させるため
のフィルタと、で構成しても良い。又、前記位相同期ル
ープを、前記局部発振器と、前記移相器と、所定の周波
数の基準信号を発振する基準発振器と、前記移相器から
与えられる信号又は前記基準発振器から与えられる信号
が任意の分周率で分周される可変分周手段と、前記可変
分周手段で分周された信号と前記移相器から送出される
信号の位相を比較する位相比較手段と、該位相比較手段
から送出される信号のうち、前記局部発振器を制御する
ための制御信号を通過させるためのフィルタと、で構成
しても良い。
ループが、前記局部発振器と、前記移相器と、所定の周
波数の基準信号を発振する基準発振器と、前記移相器か
ら与えられる信号が任意の分周率で分周される可変分周
手段と、前記可変分周手段で分周された信号と前記基準
発振器から送出される信号の位相を比較する位相比較手
段と、該位相比較手段から送出される信号のうち、前記
局部発振器を制御するための制御信号を通過させるため
のフィルタと、で構成しても良い。又、前記位相同期ル
ープを、前記局部発振器と、前記移相器と、所定の周波
数の基準信号を発振する基準発振器と、前記移相器から
与えられる信号又は前記基準発振器から与えられる信号
が任意の分周率で分周される可変分周手段と、前記可変
分周手段で分周された信号と前記移相器から送出される
信号の位相を比較する位相比較手段と、該位相比較手段
から送出される信号のうち、前記局部発振器を制御する
ための制御信号を通過させるためのフィルタと、で構成
しても良い。
【００１９】更に、前記局部発振器に、低域側の周波数
の局部発振信号を発生する第１局部発振器と、高域側の
周波数の局部発振信号を発生する第２局部発振器と、を
設けて、前記受信信号に同期させるための局部発振信号
をミキサに与えるため、前記第１局部発振器からの局部
発振信号と前記第２局部発振器からの局部発振信号とを
選択する信号選択手段を設けた構成にしても構わない。
の局部発振信号を発生する第１局部発振器と、高域側の
周波数の局部発振信号を発生する第２局部発振器と、を
設けて、前記受信信号に同期させるための局部発振信号
をミキサに与えるため、前記第１局部発振器からの局部
発振信号と前記第２局部発振器からの局部発振信号とを
選択する信号選択手段を設けた構成にしても構わない。
【００２０】
【発明の実施の形態】＜第１の実施形態＞本発明の第１
の実施形態について、図面を参照して説明する。図１
は、本実施形態の復調器の内部構成を示すブロック図で
ある。尚、図１に示す復調器において、図７に示す復調
器と同一の目的で使用する部分については、同一の符号
を付してその詳細な説明は省略する。
の実施形態について、図面を参照して説明する。図１
は、本実施形態の復調器の内部構成を示すブロック図で
ある。尚、図１に示す復調器において、図７に示す復調
器と同一の目的で使用する部分については、同一の符号
を付してその詳細な説明は省略する。
【００２１】図１に示す復調器は、周波数ｆの受信信号
が入力される入力端子１と、ミキサ２，３と、周波数ｆ
／ｎ（ｎは自然数）の局部発振信号を発生する局部発振
器７と、周波数ｆ／ｎの局部発振信号をφ°だけ位相を
ずらして出力するオールパスフィルタ９と、周波数ｆ／
ｎの局部発振信号を（φ＋９０／ｎ）°だけ位相をずら
して出力するオールパスフィルタ１０と、オールパスフ
ィルタ９，１０から出力される発振信号をそれぞれｎ逓
倍するｎ逓倍器１１，１２と、出力端子６ａ，６ｂとを
有する。又、オールパスフィルタ９，１０及びｎ逓倍器
１１，１２によって、移相器８が構成される。尚、本実
施形態で使用されるオールパスフィルタ９，１０は、従
来の復調器と同様、図９のような構成のオールバスフィ
ルタである。
が入力される入力端子１と、ミキサ２，３と、周波数ｆ
／ｎ（ｎは自然数）の局部発振信号を発生する局部発振
器７と、周波数ｆ／ｎの局部発振信号をφ°だけ位相を
ずらして出力するオールパスフィルタ９と、周波数ｆ／
ｎの局部発振信号を（φ＋９０／ｎ）°だけ位相をずら
して出力するオールパスフィルタ１０と、オールパスフ
ィルタ９，１０から出力される発振信号をそれぞれｎ逓
倍するｎ逓倍器１１，１２と、出力端子６ａ，６ｂとを
有する。又、オールパスフィルタ９，１０及びｎ逓倍器
１１，１２によって、移相器８が構成される。尚、本実
施形態で使用されるオールパスフィルタ９，１０は、従
来の復調器と同様、図９のような構成のオールバスフィ
ルタである。
【００２２】図１のような構成の復調器は、局部発振器
７より出力される周波数ｆ／ｎの局部発振信号をオール
パスフィルタ９，１０のそれぞれに入力することによっ
て、位相がφ°ずれた周波数ｆ／ｎの発振信号と、位相
が（φ+９０／ｎ）°ずれた周波数ｆ／ｎの発振信号と
がそれぞれ、ｎ逓倍器１１，１２に送出される。このと
き、オールパスフィルタ９，１０から送出される発振信
号の位相差は、９０／ｎ°である。そして、ｎ逓倍器１
１，１２によって、オールパスフィルタ９，１０から送
出される発振信号の周波数が、それぞれｎ逓倍され、周
波数ｆのキャリアとしてミキサ２，３に送出される。
７より出力される周波数ｆ／ｎの局部発振信号をオール
パスフィルタ９，１０のそれぞれに入力することによっ
て、位相がφ°ずれた周波数ｆ／ｎの発振信号と、位相
が（φ+９０／ｎ）°ずれた周波数ｆ／ｎの発振信号と
がそれぞれ、ｎ逓倍器１１，１２に送出される。このと
き、オールパスフィルタ９，１０から送出される発振信
号の位相差は、９０／ｎ°である。そして、ｎ逓倍器１
１，１２によって、オールパスフィルタ９，１０から送
出される発振信号の周波数が、それぞれｎ逓倍され、周
波数ｆのキャリアとしてミキサ２，３に送出される。
【００２３】このとき、このｎ逓倍器１１，１２によっ
て、オールパスフィルタ９より送出された発振信号の位
相がｎ×φ°に、又、オールパスフィルタ１０より送出
された発振信号の位相がｎ×（φ＋９０／ｎ）°にｎ逓
倍される。よって、移相器８からミキサ２，３に送出さ
れるキャリアの位相差が、９０°となる。このように位
相差が９０°となるキャリアがそれぞれ、移相器８より
ミキサ２，３に送出され、このキャリアがミキサ２，３
で周波数ｆの受信信号に乗算されて、Ｉベースバンド信
号及びＱベースバンド信号が出力端子６ａ，６ｂより出
力される。
て、オールパスフィルタ９より送出された発振信号の位
相がｎ×φ°に、又、オールパスフィルタ１０より送出
された発振信号の位相がｎ×（φ＋９０／ｎ）°にｎ逓
倍される。よって、移相器８からミキサ２，３に送出さ
れるキャリアの位相差が、９０°となる。このように位
相差が９０°となるキャリアがそれぞれ、移相器８より
ミキサ２，３に送出され、このキャリアがミキサ２，３
で周波数ｆの受信信号に乗算されて、Ｉベースバンド信
号及びＱベースバンド信号が出力端子６ａ，６ｂより出
力される。
【００２４】このように、移相器８内に設けられたオー
ルパスフィルタ９，１０には、受信信号の周波数よりも
低い周波数の局部発振信号が入力されるため、このオー
ルパスフィルタ９，１０を構成するための抵抗及びコン
デンサそれぞれの抵抗値及び容量値を、従来と比べて大
きくすることができる。又、受信信号と局部発振信号の
周波数が異なるため、それぞれの信号に対して与える影
響を低減することができる。
ルパスフィルタ９，１０には、受信信号の周波数よりも
低い周波数の局部発振信号が入力されるため、このオー
ルパスフィルタ９，１０を構成するための抵抗及びコン
デンサそれぞれの抵抗値及び容量値を、従来と比べて大
きくすることができる。又、受信信号と局部発振信号の
周波数が異なるため、それぞれの信号に対して与える影
響を低減することができる。
【００２５】＜第２の実施形態＞本発明の第２の実施形
態について、図面を参照して説明する。図２は、本実施
形態の復調器の内部構成を示すブロック図である。尚、
図２に示す復調器において、図１に示す復調器と同一の
目的で使用する部分については、同一の符号を付してそ
の詳細な説明は省略する。尚、本実施形態は、第１の実
施形態の具体例であり、ｎを２としたときの実施形態で
ある。即ち、局部発振器７より周波数ｆ／２の局部発振
信号が発生し、又、オールパスフィルタ９，１０より送
出される発振信号の位相差が９０／２°即ち４５°とな
る。
態について、図面を参照して説明する。図２は、本実施
形態の復調器の内部構成を示すブロック図である。尚、
図２に示す復調器において、図１に示す復調器と同一の
目的で使用する部分については、同一の符号を付してそ
の詳細な説明は省略する。尚、本実施形態は、第１の実
施形態の具体例であり、ｎを２としたときの実施形態で
ある。即ち、局部発振器７より周波数ｆ／２の局部発振
信号が発生し、又、オールパスフィルタ９，１０より送
出される発振信号の位相差が９０／２°即ち４５°とな
る。
【００２６】図２に示す復調器は、入力端子１と、ミキ
サ２，３と、周波数ｆ／２の局部発振信号を発生する局
部発振器７と、オールパスフィルタ９，１０と、オール
パスフィルタ９，１０からそれぞれ送出される発振信号
を２乗して生成したキャリアをミキサ２，３に送出する
乗算器１３，１４と、出力端子６ａ，６ｂとを有する。
又、オールパスフィルタ９，１０及び乗算器１３，１４
によって、移相器８が構成される。尚、乗算器１３，１
４が、第１の実施形態におけるｎ逓倍器１１，１２に相
当する。又、オールパスフィルタ９，１０によって、局
部発振信号との位相差がそれぞれ６７．５°、１１２．
５°となる発振信号が出力される。
サ２，３と、周波数ｆ／２の局部発振信号を発生する局
部発振器７と、オールパスフィルタ９，１０と、オール
パスフィルタ９，１０からそれぞれ送出される発振信号
を２乗して生成したキャリアをミキサ２，３に送出する
乗算器１３，１４と、出力端子６ａ，６ｂとを有する。
又、オールパスフィルタ９，１０及び乗算器１３，１４
によって、移相器８が構成される。尚、乗算器１３，１
４が、第１の実施形態におけるｎ逓倍器１１，１２に相
当する。又、オールパスフィルタ９，１０によって、局
部発振信号との位相差がそれぞれ６７．５°、１１２．
５°となる発振信号が出力される。
【００２７】このような構成の復調器において、入力端
子１に入力される受信信号の周波数を、例えば、１［GH
z］とすると、局部発振信号は、０．５［GHz］となる。
このように、０．５［GHz］の局部発振信号がオールパ
スフィルタ９，１０を通して、それぞれ、位相が、６
７．５°、１１２．５°ずれた発振信号が乗算器１３，
１４に送出される。この乗算器１３，１４では、発振信
号が２乗演算されるため、その周波数が２逓倍されて１
［GHz］となるとともに、位相もそれぞれ２逓倍され
て、１３５°、２２５°となる。よって、移相器８より
位相差が９０°となる周波数１［GHz］のキャリアがミ
キサ２，３に送出され、ミキサ２，３よりＩベースバン
ド信号及びＱベースバンド信号が出力端子６ａ，６ｂを
介して出力される。
子１に入力される受信信号の周波数を、例えば、１［GH
z］とすると、局部発振信号は、０．５［GHz］となる。
このように、０．５［GHz］の局部発振信号がオールパ
スフィルタ９，１０を通して、それぞれ、位相が、６
７．５°、１１２．５°ずれた発振信号が乗算器１３，
１４に送出される。この乗算器１３，１４では、発振信
号が２乗演算されるため、その周波数が２逓倍されて１
［GHz］となるとともに、位相もそれぞれ２逓倍され
て、１３５°、２２５°となる。よって、移相器８より
位相差が９０°となる周波数１［GHz］のキャリアがミ
キサ２，３に送出され、ミキサ２，３よりＩベースバン
ド信号及びＱベースバンド信号が出力端子６ａ，６ｂを
介して出力される。
【００２８】このとき、オールパスフィルタ９，１０を
構成する抵抗の抵抗値Ｒ及びコンデンサの容量値Ｃの積
ＣＲの値が、上記の（３）式を用いて求めると、オール
パスフィルタ９が2.127e-10、オールパスフィルタ１０
が4.765e-10となる。よって、従来に比べて、ＣＲの値
が大きくなるため、集積化したときの精度の劣化を防ぐ
ことができる。
構成する抵抗の抵抗値Ｒ及びコンデンサの容量値Ｃの積
ＣＲの値が、上記の（３）式を用いて求めると、オール
パスフィルタ９が2.127e-10、オールパスフィルタ１０
が4.765e-10となる。よって、従来に比べて、ＣＲの値
が大きくなるため、集積化したときの精度の劣化を防ぐ
ことができる。
【００２９】＜第３の実施形態＞本発明の第３の実施形
態について、図面を参照して説明する。図３は、本実施
形態の復調器の内部構成を示すブロック図である。尚、
図３に示す復調器において、図１に示す復調器と同一の
目的で使用する部分については、同一の符号を付してそ
の詳細な説明は省略する。尚、本実施形態は、第１の実
施形態の復調器に位相同期ループ（ＰＬＬ：Phase Lock
ed Loop）を用いたものである。
態について、図面を参照して説明する。図３は、本実施
形態の復調器の内部構成を示すブロック図である。尚、
図３に示す復調器において、図１に示す復調器と同一の
目的で使用する部分については、同一の符号を付してそ
の詳細な説明は省略する。尚、本実施形態は、第１の実
施形態の復調器に位相同期ループ（ＰＬＬ：Phase Lock
ed Loop）を用いたものである。
【００３０】図３の復調器は、図１の復調器に、オール
パスフィルタ１０の発振信号を１／Ｎ分周する分周器１
５と、周波数ｆ0の基準信号を発生する基準発振器１６
と、基準発振器１６から送出される基準信号を１／Ｎ’
分周する分周器１７と、分周器１５，１７から送出され
る信号の位相を比較する位相比較器１８と、この位相比
較器１８から送出される信号より高周波成分を除去する
ローパスフィルタ１９とが付加された構成となる。又、
局部発振器７は、電圧制御発振器であり、ローパスフィ
ルタ１９より送出される信号によって電圧制御される。
パスフィルタ１０の発振信号を１／Ｎ分周する分周器１
５と、周波数ｆ0の基準信号を発生する基準発振器１６
と、基準発振器１６から送出される基準信号を１／Ｎ’
分周する分周器１７と、分周器１５，１７から送出され
る信号の位相を比較する位相比較器１８と、この位相比
較器１８から送出される信号より高周波成分を除去する
ローパスフィルタ１９とが付加された構成となる。又、
局部発振器７は、電圧制御発振器であり、ローパスフィ
ルタ１９より送出される信号によって電圧制御される。
【００３１】このとき、局部発振器７、オールパスフィ
ルタ１０、分周器１５，１７、基準発振器１６、位相比
較器１８、そして、ローパスフィルタ１９によってＰＬ
Ｌが形成される。このように、ＰＬＬを形成することに
よって、局部発振器７より周波数がより安定した局部発
振信号を発生させることができる。
ルタ１０、分周器１５，１７、基準発振器１６、位相比
較器１８、そして、ローパスフィルタ１９によってＰＬ
Ｌが形成される。このように、ＰＬＬを形成することに
よって、局部発振器７より周波数がより安定した局部発
振信号を発生させることができる。
【００３２】又、このような復調器において、分周器１
５をその分周率を任意に変化させることができる可変の
分周器として、局部発振器７より発生させる局部発振信
号を変化させて、入力端子１に入力される受信信号から
所望の受信信号を選択して直交復調させることができ
る。尚、このように入力端子１に入力される受信信号か
ら所望の受信信号を選択して直交復調させることのでき
る復調器において、分周器１７をその分周率を任意に変
化させることができる可変の分周器としても構わない。
５をその分周率を任意に変化させることができる可変の
分周器として、局部発振器７より発生させる局部発振信
号を変化させて、入力端子１に入力される受信信号から
所望の受信信号を選択して直交復調させることができ
る。尚、このように入力端子１に入力される受信信号か
ら所望の受信信号を選択して直交復調させることのでき
る復調器において、分周器１７をその分周率を任意に変
化させることができる可変の分周器としても構わない。
【００３３】＜第４の実施形態＞本発明の第４の実施形
態について、図面を参照して説明する。図４は、本実施
形態の復調器の内部構成を示すブロック図である。尚、
図４に示す復調器において、図３に示す復調器と同一の
目的で使用する部分については、同一の符号を付してそ
の詳細な説明は省略する。尚、本実施形態は、第３の実
施形態と同様、第１の実施形態（図１）の復調器に位相
同期ループ（ＰＬＬ：Phase Locked Loop）を用いたも
のである。
態について、図面を参照して説明する。図４は、本実施
形態の復調器の内部構成を示すブロック図である。尚、
図４に示す復調器において、図３に示す復調器と同一の
目的で使用する部分については、同一の符号を付してそ
の詳細な説明は省略する。尚、本実施形態は、第３の実
施形態と同様、第１の実施形態（図１）の復調器に位相
同期ループ（ＰＬＬ：Phase Locked Loop）を用いたも
のである。
【００３４】図４に示す復調器は、ｎ逓倍器１２から送
出される信号が分周器１５に送出される。即ち、局部発
振器７、オールパスフィルタ１０、ｎ逓倍器１２、分周
器１５，１７、基準発振器１６、位相比較器１８、そし
て、ローパスフィルタ１９によってＰＬＬが形成され
る。このとき、分周器１７の分周率を第３の実施形態と
同様の１／Ｎ’とすると、分周器１５は、第３の実施形
態と比較したとき、その分周率が１／（ｎ×Ｎ）とな
る。又、分周器１５の分周率を第３の実施形態と同様の
１／Ｎとすると、分周器１７は、第３の実施形態と比較
したとき、その分周率がｎ／Ｎ’となる。尚、本実施形
態においても、第３の実施形態と同様に、分周器１５又
は分周器１７の分数率を可変として、入力端子１に入力
される受信信号から所望の受信信号を選択して直交復調
させることができる。
出される信号が分周器１５に送出される。即ち、局部発
振器７、オールパスフィルタ１０、ｎ逓倍器１２、分周
器１５，１７、基準発振器１６、位相比較器１８、そし
て、ローパスフィルタ１９によってＰＬＬが形成され
る。このとき、分周器１７の分周率を第３の実施形態と
同様の１／Ｎ’とすると、分周器１５は、第３の実施形
態と比較したとき、その分周率が１／（ｎ×Ｎ）とな
る。又、分周器１５の分周率を第３の実施形態と同様の
１／Ｎとすると、分周器１７は、第３の実施形態と比較
したとき、その分周率がｎ／Ｎ’となる。尚、本実施形
態においても、第３の実施形態と同様に、分周器１５又
は分周器１７の分数率を可変として、入力端子１に入力
される受信信号から所望の受信信号を選択して直交復調
させることができる。
【００３５】＜第５の実施形態＞本発明の第５の実施形
態について、図面を参照して説明する。図５は、本実施
形態の復調器の内部構成を示すブロック図である。尚、
図５に示す復調器において、図１に示す復調器と同一の
目的で使用する部分については、同一の符号を付してそ
の詳細な説明は省略する。
態について、図面を参照して説明する。図５は、本実施
形態の復調器の内部構成を示すブロック図である。尚、
図５に示す復調器において、図１に示す復調器と同一の
目的で使用する部分については、同一の符号を付してそ
の詳細な説明は省略する。
【００３６】図５に示す復調器は、局部発振器２０，２
１及び切換スイッチ２２を設け、受信信号の周波数に応
じて局部発振器２０，２１から送出される局部発振信号
を、切換スイッチ２２で選択して移相器８内のオールパ
スフィルタ９，１０に送出する。このような構成にする
ことによって、例えば、局部発振器２０が９５０〜１４
５０［MHz］の局部発振信号を発生するようにするとと
もに、局部発振器２１が１４５０〜２１５０［MHz］の
局部発振信号を発生するようにすることができる。
１及び切換スイッチ２２を設け、受信信号の周波数に応
じて局部発振器２０，２１から送出される局部発振信号
を、切換スイッチ２２で選択して移相器８内のオールパ
スフィルタ９，１０に送出する。このような構成にする
ことによって、例えば、局部発振器２０が９５０〜１４
５０［MHz］の局部発振信号を発生するようにするとと
もに、局部発振器２１が１４５０〜２１５０［MHz］の
局部発振信号を発生するようにすることができる。
【００３７】よって、このとき、９５０〜１４５０［MH
z］といった低周波数領域にある受信信号を復調する
際、切換スイッチ２２によって局部発振器２０からの局
部発振信号が移相器８に送出されるようにし、又、１４
５０〜２１５０［MHz］といった高周波数領域にある受
信信号を復調する際、切換スイッチ２２によって局部発
振器２１からの局部発振信号が移相器８に送出されるよ
うにする事ができる。このような復調器をダイレクトコ
ンバージョンチューナなどに設けることによって、広い
範囲の受信周波数帯域をカバーすることができ、又、発
振器を複数とすることによってその可変範囲を小さくす
ることができるので、発振器の設計が容易になる。
z］といった低周波数領域にある受信信号を復調する
際、切換スイッチ２２によって局部発振器２０からの局
部発振信号が移相器８に送出されるようにし、又、１４
５０〜２１５０［MHz］といった高周波数領域にある受
信信号を復調する際、切換スイッチ２２によって局部発
振器２１からの局部発振信号が移相器８に送出されるよ
うにする事ができる。このような復調器をダイレクトコ
ンバージョンチューナなどに設けることによって、広い
範囲の受信周波数帯域をカバーすることができ、又、発
振器を複数とすることによってその可変範囲を小さくす
ることができるので、発振器の設計が容易になる。
【００３８】＜第６の実施形態＞本発明の第６の実施形
態について、図面を参照して説明する。図６は、本実施
形態の復調器の内部構成を示すブロック図である。尚、
図６に示す復調器において、図３に示す復調器と同一の
目的で使用する部分については、同一の符号を付してそ
の詳細な説明は省略する。
態について、図面を参照して説明する。図６は、本実施
形態の復調器の内部構成を示すブロック図である。尚、
図６に示す復調器において、図３に示す復調器と同一の
目的で使用する部分については、同一の符号を付してそ
の詳細な説明は省略する。
【００３９】図６に示す復調器は、第５の実施形態と同
様に、第３の実施形態の復調器（図３）に上記のような
局部発振器２０，２１及び切換スイッチ２２を設けたも
ので、この局部発振器２０，２１及び切換スイッチ２２
の動作は第３の実施形態と同様である。このような復調
器において、分周器１５又は分周器１７を可変の分周器
としたとき、分周器１５又は分周器１７の分周率を変化
させるための制御信号を切換スイッチ２２に与えてスイ
ッチングすることにより、分周率に応じて局部発振器２
０，２１を選択することができる。尚、本実施形態のよ
うな復調器を、第４の実施形態の復調器（図４）に適用
した構成としても良い。
様に、第３の実施形態の復調器（図３）に上記のような
局部発振器２０，２１及び切換スイッチ２２を設けたも
ので、この局部発振器２０，２１及び切換スイッチ２２
の動作は第３の実施形態と同様である。このような復調
器において、分周器１５又は分周器１７を可変の分周器
としたとき、分周器１５又は分周器１７の分周率を変化
させるための制御信号を切換スイッチ２２に与えてスイ
ッチングすることにより、分周率に応じて局部発振器２
０，２１を選択することができる。尚、本実施形態のよ
うな復調器を、第４の実施形態の復調器（図４）に適用
した構成としても良い。
【００４０】
【発明の効果】上述したように、本発明の移相器による
と、周波数ｆ／ｎの局部発振信号を用いて処理した後
に、ｎ逓倍して９０度の位相差でかつ周波数ｆの２つの
信号を出力するため、高精度が要求される位相差を発生
させる回路の動作周波数を下げることができる。よっ
て、この移相器を構成する回路素子における周波数に依
存する定数精度への影響を軽減することができるととも
に、動作周波数の低下に伴い、回路電流の低減を図るこ
とができる。又、このような移相器を用いた復調器によ
ると、局部発振器の局部発振信号の周波数が外部から入
力される受信信号の周波数と異なる。よって、受信端子
への局部発振信号による漏れを適切なフィルタで容易に
抑制することができるとともに、強入力の受信信号によ
る局部発振器の局部発振信号の変動を防ぐことができ
る。
と、周波数ｆ／ｎの局部発振信号を用いて処理した後
に、ｎ逓倍して９０度の位相差でかつ周波数ｆの２つの
信号を出力するため、高精度が要求される位相差を発生
させる回路の動作周波数を下げることができる。よっ
て、この移相器を構成する回路素子における周波数に依
存する定数精度への影響を軽減することができるととも
に、動作周波数の低下に伴い、回路電流の低減を図るこ
とができる。又、このような移相器を用いた復調器によ
ると、局部発振器の局部発振信号の周波数が外部から入
力される受信信号の周波数と異なる。よって、受信端子
への局部発振信号による漏れを適切なフィルタで容易に
抑制することができるとともに、強入力の受信信号によ
る局部発振器の局部発振信号の変動を防ぐことができ
る。
【図１】第１の実施形態の復調器の内部構成を示すブロ
ック図。
ック図。
【図２】第２の実施形態の復調器の内部構成を示すブロ
ック図。
ック図。
【図３】第３の実施形態の復調器の内部構成を示すブロ
ック図。
ック図。
【図４】第４の実施形態の復調器の内部構成を示すブロ
ック図。
ック図。
【図５】第５の実施形態の復調器の内部構成を示すブロ
ック図。
ック図。
【図６】第６の実施形態の復調器の内部構成を示すブロ
ック図。
ック図。
【図７】従来の復調器の内部構成を示すブロック図。
【図８】移相器の内部構成を示すブロック図。
【図９】オールパスフィルタの内部構成を示す回路図。
１ 入力端子
２，３ ミキサ
４ 移相器
５ 局部発振器
６ａ，６ｂ 出力端子
７ 局部発振器
８ 移相器
９，１０ オールパスフィルタ
１１，１２ ｎ逓倍器
１３，１４ 乗算器
１５ 分周器
１６ 基準発振器
１７ 分周器
１８ 位相比較器
１９ ローパスフィルタ
２０，２１ 局部発振器
２２ 切換スイッチ
Claims (9)
- 【請求項１】 ｆ／ｎ（ｎは自然数）の周波数の局部発
振信号の位相をθ度ずらした第１信号を生成するととも
にコンデンサ及び抵抗で構成された第１オールパスフィ
ルタと、 前記局部発振信号の位相を（θ＋９０／ｎ）度ずらした
第２信号を生成するとともにコンデンサ及び抵抗で構成
された第２オールパスフィルタと、 前記第１オールパスフィルタから送出される前記第１信
号をｎ逓倍してミキサで受信信号に乗算される第１局部
発振信号を生成する第１ｎ逓倍部と、 前記第２オールパスフィルタから送出される前記第２信
号をｎ逓倍してミキサで受信信号に乗算される第２局部
発振信号を生成する第２ｎ逓倍部と、 を有し、 前記第１及び第２オールパスフィルタを構成する前記コ
ンデンサの容量値及び前記抵抗の抵抗値の積を、前記第
１及び第２オールパスフィルタに入力される局部発振信
号の周波数をｆとしたときよりも大きくするとともに、 前記第１及び第２局部発振信号の位相差を９０度とする
とともに周波数をｆとして出力することを特徴とする移
相器。 - 【請求項２】 ｆ／２の周波数の局部発振信号の位相を
θ度ずらした第１信号を生成するとともにコンデンサ及
び抵抗で構成された第１オールパスフィルタと、 前記局部発振信号の位相を（θ＋４５）度ずらした第２
信号を生成するとともにコンデンサ及び抵抗で構成され
た第２オールパスフィルタと、 前記第１オールパスフィルタから送出される前記第１信
号を２乗してミキサで受信信号に乗算される第１局部発
振信号を生成する第１乗算器と、 前記第２オールパスフィルタから送出される前記第２信
号を２乗してミキサで受信信号に乗算される第２局部発
振信号を生成する第２乗算器と、 を有し、 前記第１及び第２オールパスフィルタを構成する前記コ
ンデンサの容量値及び前記抵抗の抵抗値の積を、前記第
１及び第２オールパスフィルタに入力される局部発振信
号の周波数をｆとしたときよりも大きくするとともに、 前記第１及び第２局部発振信号の位相差を９０度とする
とともに周波数をｆとして出力することを特徴とする移
相器。 - 【請求項３】 前記第１及び第２オールパスフィルタ
が、 ベースに移相前の前記局部発振信号が入力される第１及
び第２トランジスタと、 前記第１及び第２トランジスタそれぞれのベース・コレ
クタ間に接続された第１及び第２コンデンサと、 前記第１及び第２トランジスそれぞれのコレクタに一端
が接続された第１及び第２コレクタ抵抗と、 前記第１及び第２トランジスタそれぞれのエミッタに一
端が接続された第１及び第２エミッタ抵抗と、 を備え、 前記第１トランジスタのコレクタと前記第１コレクタ抵
抗との接続ノード及び前記第２トランジスタのコレクタ
と前記第２コレクタ抵抗との接続ノードより移相後の前
記信号を出力することを特徴とする請求項１又は請求項
２に記載の移相器。 - 【請求項４】 請求項１〜請求項３のいずれかに記載の
移相器と、 外部から入力される受信信号に、前記移相器から出力さ
れる周波数ｆの第１及び第２局部発振信号のうち一方の
信号を乗算してＩベースバンド信号を出力する第１ミキ
サと、 外部から入力される受信信号に、前記移相器から出力さ
れる周波数ｆの第１及び第２局部発振信号のうち他方の
局部発振信号を乗算してＱベースバンド信号を出力する
第２ミキサと、 を有することを特徴とする復調器。 - 【請求項５】 前記移相器に与える前記局部発振信号を
生成する局部発振器が電圧制御発振器であるとともに、 前記移相器より出力される周波数ｆの第１及び第２局部
発振信号のうち１つを用いる位相同期ループにより、前
記局部発振器を制御することを特徴とする請求項４に記
載の復調器。 - 【請求項６】 前記位相同期ループが、 前記局部発振器と、 前記移相器と、 所定の周波数の基準信号を発振する基準発振器と、 前記移相器から与えられる周波数ｆの局部発振信号が任
意の分周率で分周される可変分周手段と、 前記可変分周手段で分周された局部発振信号と前記基準
発振器から送出される信号の位相を比較する位相比較手
段と、 該位相比較手段から送出される信号のうち、前記局部発
振器を制御するための制御信号を通過させるためのフィ
ルタと、 から構成されること特徴とする請求項５に記載の復調
器。 - 【請求項７】 前記位相同期ループが、 前記局部発振器と、 前記移相器と、 所定の周波数の基準信号を発振する基準発振器と、 前記基準発振器から与えられる信号が任意の分周率で分
周される可変分周手段と、 前記可変分周手段で分周された信号と前記移相器から送
出される周波数ｆの局部発振信号の位相を比較する位相
比較手段と、 該位相比較手段から送出される信号のうち、前記局部発
振器を制御するための制御信号を通過させるためのフィ
ルタと、 から構成されること特徴とする請求項５に記載の復調
器。 - 【請求項８】 前記局部発振器が、 低域側の周波数の局部発振信号を発生する第１局部発振
器と、 高域側の周波数の局部発振信号を発生する第２局部発振
器と、を備え、 前記受信信号に同期させるための局部発振信号をミキサ
に与えるため、前記第１局部発振器からの局部発振信号
と前記第２局部発振器からの局部発振信号とを選択する
信号選択手段が設けられたことを特徴とする請求項４〜
請求項７のいずれかに記載の復調器。 - 【請求項９】 前記局部発振器が、 低域側の周波数の局部発振信号を発生する第１局部発振
器と、 高域側の周波数の局部発振信号を発生する第２局部発振
器と、を備え、 前記受信信号に同期させるための局部発振信号をミキサ
に与えるため、前記第１局部発振器からの局部発振信号
と前記第２局部発振器からの局部発振信号とを選択する
信号選択手段が設けられ、 前記可変分周手段の分周率に応じて、前記信号選択手段
の選択する局部発振信号が決定されることを特徴とする
請求項６又は請求項７に記載の復調器。
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