JPS5814603A - 電圧制御型発振器 - Google Patents
電圧制御型発振器Info
- Publication number
- JPS5814603A JPS5814603A JP56113915A JP11391581A JPS5814603A JP S5814603 A JPS5814603 A JP S5814603A JP 56113915 A JP56113915 A JP 56113915A JP 11391581 A JP11391581 A JP 11391581A JP S5814603 A JPS5814603 A JP S5814603A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- circuit
- voltage
- phase
- transistor
- Prior art date
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- Granted
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1206—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification
- H03B5/1212—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier comprising a pair of transistors, wherein an output terminal of each being connected to an input terminal of the other, e.g. a cross coupled pair
- H03B5/1215—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier comprising a pair of transistors, wherein an output terminal of each being connected to an input terminal of the other, e.g. a cross coupled pair the current source or degeneration circuit being in common to both transistors of the pair, e.g. a cross-coupled long-tailed pair
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1231—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more bipolar transistors
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、外部電圧により発振周波数を制御することが
できるようになされた電圧制御型発振器の構成に関し、
特に、テレビジョン受像機の中間周波映像信号の検波回
路において、入力の映像キャリヤに同期した発振信号を
発生させるのに適した発振器を提供するものである。
できるようになされた電圧制御型発振器の構成に関し、
特に、テレビジョン受像機の中間周波映像信号の検波回
路において、入力の映像キャリヤに同期した発振信号を
発生させるのに適した発振器を提供するものである。
テレビジョン受像機の中間周波映像信号を検波する手段
として、ダイオードを用いる包絡線検波方式と、映像キ
ャリヤを同調回路で抜き出してこれをもとの信号と乗算
する疑似同期検波方式と。
として、ダイオードを用いる包絡線検波方式と、映像キ
ャリヤを同調回路で抜き出してこれをもとの信号と乗算
する疑似同期検波方式と。
更には映像キャリヤと同期した発振信号を発生させる発
振器を備えてその出力ともとの入力信号とを乗算する同
期検波方式等の方式がある。テレビジョン信号が残留側
波帯通信方式で送られているために発生する検波歪は後
者になるほど少なく、画質、音質に良い結果をもたらす
のであるが、逆に回路が複雑になってしまうために実用
化されなかった。しかし、近年の集積回路素子化により
、その問題が解決され、実用化されようとしている。
振器を備えてその出力ともとの入力信号とを乗算する同
期検波方式等の方式がある。テレビジョン信号が残留側
波帯通信方式で送られているために発生する検波歪は後
者になるほど少なく、画質、音質に良い結果をもたらす
のであるが、逆に回路が複雑になってしまうために実用
化されなかった。しかし、近年の集積回路素子化により
、その問題が解決され、実用化されようとしている。
第１図はそのような同期検波回路の一般的なブロック図
である。入力は中間周波増幅器１を通つエイズ・ロック
ド・ループ（ＰＬＬ）を構成しており、中間周波増幅器
１の出力の映像キャリヤと直交した位相で同期した発振
出力が得られる。この出力を移相器６でπ／２ だけ位
相をずらし、乗算器Ｉ（２）に加えれば、同期検波した
ビデオ信号が得られることになる。
である。入力は中間周波増幅器１を通つエイズ・ロック
ド・ループ（ＰＬＬ）を構成しており、中間周波増幅器
１の出力の映像キャリヤと直交した位相で同期した発振
出力が得られる。この出力を移相器６でπ／２ だけ位
相をずらし、乗算器Ｉ（２）に加えれば、同期検波した
ビデオ信号が得られることになる。
第２図はこのような回路で用いられる電圧制御型発振器
６に相当する部分の従来例であって、米国特許第４０７
１８３２号明細書に記載されているように、定電流源の
電流ｉを制御することによって異なった位相の成分の大
きさを変え、その合成出力の位相を変えて発振用増幅回
路に加えることにより発振周波数を制御するものである
。これは簡単な構成でコイルとコンデンサとの共振周波
数を中心にかなシの範囲を可変できるものである。
６に相当する部分の従来例であって、米国特許第４０７
１８３２号明細書に記載されているように、定電流源の
電流ｉを制御することによって異なった位相の成分の大
きさを変え、その合成出力の位相を変えて発振用増幅回
路に加えることにより発振周波数を制御するものである
。これは簡単な構成でコイルとコンデンサとの共振周波
数を中心にかなシの範囲を可変できるものである。
ところが、このように電流源電流を制御する方式では電
源の電圧変動に弱いことや、電流値を大巾に変えるため
に電力消費が大きくなって集積回路素子化に不利である
ことなどの欠点がある。
源の電圧変動に弱いことや、電流値を大巾に変えるため
に電力消費が大きくなって集積回路素子化に不利である
ことなどの欠点がある。
そこで、本発明は同期検波回路が必らずπ／２移相器を
持っていることを利用して発振器の帰還回路に位相制御
回路を設けることによって発振周波数を制御するように
して、電源電圧の変動に強く、電力消費も少ない装置を
提供しようとするものである。
持っていることを利用して発振器の帰還回路に位相制御
回路を設けることによって発振周波数を制御するように
して、電源電圧の変動に強く、電力消費も少ない装置を
提供しようとするものである。
以下、本発明につき、その一実施例を示す図面を参照し
て説明する。
て説明する。
第β図は本発明の一実施例の具体回路図を示し、π／２
移相器と組み合せて実際の回路形式にしたものである。
移相器と組み合せて実際の回路形式にしたものである。
差動増幅器を構成するトランジスタ７．８の両コレクタ
Ａ、Ｂ間にコイル９とコンデンサ１ｏの共振回路を接続
し、そのＡ、Ｂ両端から第１の出力を得る。
Ａ、Ｂ間にコイル９とコンデンサ１ｏの共振回路を接続
し、そのＡ、Ｂ両端から第１の出力を得る。
トランジスタ７のベースはコンデンサ１１を通してトラ
ンジスタ１２のエミッタに接続する。トランジスタ１２
のベースインピーダンスは十分低くしであるので、コン
デンサ１１側から見たトランジスタ１２のエミッタのイ
ンピーダンスは十分低く、従ってコンデンサ１１を通っ
てトランジスタ１２のエミッタに供給される電流の位相
はトランジスタ７のベース電流よシπ／２ だけ進み、
その結果、端子Ｃの出力電圧はπ／２ だけ進む。端、
〜 子り側でも同様で、トランジスタ１４とコンデンサ
１３により同様にπ／２ だけ進む。結局これらコンデ
ンサ１１．１３とトランジスタ１２．１４とでπ／２移
相器が構成され、ＣとＤの両端からＡ、Ｂ両端よりπ／
２ずれた信号が得られる。これを第２の出力とする。
ンジスタ１２のエミッタに接続する。トランジスタ１２
のベースインピーダンスは十分低くしであるので、コン
デンサ１１側から見たトランジスタ１２のエミッタのイ
ンピーダンスは十分低く、従ってコンデンサ１１を通っ
てトランジスタ１２のエミッタに供給される電流の位相
はトランジスタ７のベース電流よシπ／２ だけ進み、
その結果、端子Ｃの出力電圧はπ／２ だけ進む。端、
〜 子り側でも同様で、トランジスタ１４とコンデンサ
１３により同様にπ／２ だけ進む。結局これらコンデ
ンサ１１．１３とトランジスタ１２．１４とでπ／２移
相器が構成され、ＣとＤの両端からＡ、Ｂ両端よりπ／
２ずれた信号が得られる。これを第２の出力とする。
そして、トランジスタ１２．１４のコレクタ出力すなわ
ち第２の出力は差動増幅器のトランジスタ１５，１６の
ベースに加えられ、トランジスタ１７〜２ｏで加算合成
されてから先のトランジスタ７．８のベースに加えられ
て端子Ａ、Ｈの電圧と加算され、合計の位相を変えるよ
うになされる。
ち第２の出力は差動増幅器のトランジスタ１５，１６の
ベースに加えられ、トランジスタ１７〜２ｏで加算合成
されてから先のトランジスタ７．８のベースに加えられ
て端子Ａ、Ｈの電圧と加算され、合計の位相を変えるよ
うになされる。
このとき、トランジスタ１７〜２ｏでの加算合成の比率
を端子Ｅ、Ｆの外部電圧の電位差ΔＶ嗅Ｊ御することに
よりその出力の振幅および極性を制御するのである。
を端子Ｅ、Ｆの外部電圧の電位差ΔＶ嗅Ｊ御することに
よりその出力の振幅および極性を制御するのである。
第４図はこの様子を説明するベクトル図である。
端子Ｂの電圧をＶＢとし、そのベクトルを図上に示す。
前に述べたごとく、端子Ｃの電圧ｖｃはＶＢよりπ／２
だけ進む。端子Ａ、端子りの電圧は回路が対称である
から端子ＢとＣの電圧ＶＢ、ｖｃとベクトル上も対称に
現われる。端子Ｅの電圧がＦのツレよシ十分高い場合は
、トランジスタ１７ 、２０がオンで１８．１９がオフ
であるから、加算電流１１はトランジスタ１６の電流と
等しく、トランジスタ１６．１６は差動増幅器でその両
ベースには第２の出力ｖｃ、ＶＤが加わえられているか
ら、ベクトル図に示す如く、ＶＤと同相になる。この電
流は抵抗２１で電位降下を起すから、トランジスタ７の
ベース電圧ｖ１はＶＢと１１×抵抗２１の合成ベクトル
となり、抵抗２１を適当な値にすれば、第４図の如く、
ＶＢよシバ／４遅れたベクトルとなる。トランジスタβ
のベース電圧■２は、同様な作図により、■、と反対の
ベクトルになる。
だけ進む。端子Ａ、端子りの電圧は回路が対称である
から端子ＢとＣの電圧ＶＢ、ｖｃとベクトル上も対称に
現われる。端子Ｅの電圧がＦのツレよシ十分高い場合は
、トランジスタ１７ 、２０がオンで１８．１９がオフ
であるから、加算電流１１はトランジスタ１６の電流と
等しく、トランジスタ１６．１６は差動増幅器でその両
ベースには第２の出力ｖｃ、ＶＤが加わえられているか
ら、ベクトル図に示す如く、ＶＤと同相になる。この電
流は抵抗２１で電位降下を起すから、トランジスタ７の
ベース電圧ｖ１はＶＢと１１×抵抗２１の合成ベクトル
となり、抵抗２１を適当な値にすれば、第４図の如く、
ＶＢよシバ／４遅れたベクトルとなる。トランジスタβ
のベース電圧■２は、同様な作図により、■、と反対の
ベクトルになる。
これらｖ４．ｖ２は差動増幅器のトランジスタ７゜８で
増幅され、そのコレクタ電圧、ＶＢ、ｖＡとなる。その
場合５発振が持続するにはｖｌ、Ｖ２がＶＢ、ｖＡと一
致しなければならないからコイル９とコンデンサ１ｏの
共振回路の位相ずれにより、位相の補正が行なわれ、も
とのｖＡ、ＶＢに一致する。位相の補正を行なうために
は第６図の共振回路の周波数ｆ対位相φ特性に示すごと
く、周波数が変化する。そこで、端子Ｅ、Ｆの電位差Δ
Ｖを変化させるとｉ、がｉ１’、ｉｌ−のようになり、
その時ｖ１ もＶｌＦ、Ｖｌ”となって位相角θが正
、負に変化し、そのたびに発振周波数を、ｆｌ、ｆｌＰ
Ｊ、／／と変化させることができるものである。
増幅され、そのコレクタ電圧、ＶＢ、ｖＡとなる。その
場合５発振が持続するにはｖｌ、Ｖ２がＶＢ、ｖＡと一
致しなければならないからコイル９とコンデンサ１ｏの
共振回路の位相ずれにより、位相の補正が行なわれ、も
とのｖＡ、ＶＢに一致する。位相の補正を行なうために
は第６図の共振回路の周波数ｆ対位相φ特性に示すごと
く、周波数が変化する。そこで、端子Ｅ、Ｆの電位差Δ
Ｖを変化させるとｉ、がｉ１’、ｉｌ−のようになり、
その時ｖ１ もＶｌＦ、Ｖｌ”となって位相角θが正
、負に変化し、そのたびに発振周波数を、ｆｌ、ｆｌＰ
Ｊ、／／と変化させることができるものである。
以上のように１本発明の電圧制御型発振器によれば次の
様な効果が得られる。
様な効果が得られる。
１ 電圧制御で周波数を変えることができ、合計電流は
変化しないので、従来のものより電流の消費量を少なく
できる。
変化しないので、従来のものより電流の消費量を少なく
できる。
２ 回路が対称にできるので、トランジスタの特性変化
による周波数のドリフト等が少ない。
による周波数のドリフト等が少ない。
また、電源電圧の変動があっても、影響を受けることが
少ない。
少ない。
３ 集積回路素子化に適している回路で構成できる０
４ 回路が対称であるから、電源とアースに流れる合計
電流の交流成分は零となシ、他回路へ発振成分がもれて
、悪影響を与えることがない。
電流の交流成分は零となシ、他回路へ発振成分がもれて
、悪影響を与えることがない。
第１図は一般的な同期検波回路のブロック図、第２図は
従来の一例の電圧制御型発振器の回路図、７ 、８ 、
、、、、、差動増幅器のトランジスタ、９゜１０ 、、
、、、、共振回路のコイルとコンデンサ、１１゜１２
、１３ 、１４ 、、、、、、π／２移相器のコンデン
サとトランジスタ、１６〜２１ 、、、、、、振幅、極
性調整回路のトランジスタと抵抗。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第１
！ｌｌ ヒーｔ’４出之１イ＝ン ５ 第 ３図
従来の一例の電圧制御型発振器の回路図、７ 、８ 、
、、、、、差動増幅器のトランジスタ、９゜１０ 、、
、、、、共振回路のコイルとコンデンサ、１１゜１２
、１３ 、１４ 、、、、、、π／２移相器のコンデン
サとトランジスタ、１６〜２１ 、、、、、、振幅、極
性調整回路のトランジスタと抵抗。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第１
！ｌｌ ヒーｔ’４出之１イ＝ン ５ 第 ３図
Claims (1)
- 差動増巾器の両トランジスタのコレクタ間に共その出力
を第２の出力とし、この第２の出力を受けて振幅及び極
性を外部電圧で調整するようにした振巾極性調整器を設
け、その調整された出力と、上記第１の出力とを加算合
成して前記差動増巾器の入力に帰還するようになしたこ
とを特徴とする電圧制御型発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56113915A JPS5814603A (ja) | 1981-07-20 | 1981-07-20 | 電圧制御型発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56113915A JPS5814603A (ja) | 1981-07-20 | 1981-07-20 | 電圧制御型発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5814603A true JPS5814603A (ja) | 1983-01-27 |
| JPH0119282B2 JPH0119282B2 (ja) | 1989-04-11 |
Family
ID=14624372
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56113915A Granted JPS5814603A (ja) | 1981-07-20 | 1981-07-20 | 電圧制御型発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5814603A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4600899A (en) * | 1985-02-11 | 1986-07-15 | General Motors Corporation | Dual mode crystal phase shift transistor oscillator |
| JPH05160644A (ja) * | 1991-12-04 | 1993-06-25 | Fujitsu Ten Ltd | 位相差発振回路 |
| KR100366196B1 (ko) * | 1992-12-28 | 2003-03-03 | 소니 가부시끼 가이샤 | 발진기 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4950854A (ja) * | 1972-09-18 | 1974-05-17 | ||
| JPS5182554A (ja) * | 1975-01-16 | 1976-07-20 | Sony Corp | Kahenshuhasuhatsushinkairo |
| JPS5239391A (en) * | 1975-09-25 | 1977-03-26 | Citizen Watch Co Ltd | Composite vibrator for watches |
| JPS5635504A (en) * | 1979-08-31 | 1981-04-08 | Toshiba Corp | Voltage control oscillator |
-
1981
- 1981-07-20 JP JP56113915A patent/JPS5814603A/ja active Granted
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4950854A (ja) * | 1972-09-18 | 1974-05-17 | ||
| JPS5182554A (ja) * | 1975-01-16 | 1976-07-20 | Sony Corp | Kahenshuhasuhatsushinkairo |
| JPS5239391A (en) * | 1975-09-25 | 1977-03-26 | Citizen Watch Co Ltd | Composite vibrator for watches |
| JPS5635504A (en) * | 1979-08-31 | 1981-04-08 | Toshiba Corp | Voltage control oscillator |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4600899A (en) * | 1985-02-11 | 1986-07-15 | General Motors Corporation | Dual mode crystal phase shift transistor oscillator |
| JPH05160644A (ja) * | 1991-12-04 | 1993-06-25 | Fujitsu Ten Ltd | 位相差発振回路 |
| KR100366196B1 (ko) * | 1992-12-28 | 2003-03-03 | 소니 가부시끼 가이샤 | 발진기 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0119282B2 (ja) | 1989-04-11 |
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