JPH03953B2 - - Google Patents
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- JPH03953B2 JPH03953B2 JP60245283A JP24528385A JPH03953B2 JP H03953 B2 JPH03953 B2 JP H03953B2 JP 60245283 A JP60245283 A JP 60245283A JP 24528385 A JP24528385 A JP 24528385A JP H03953 B2 JPH03953 B2 JP H03953B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/44—Colour synchronisation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の背景〕
この発明は一般に発振器同期方式に関し、特に
カラーテレビジヨン受像機の色基準発振器の同期
に行うに適する形式のもので、静的な位相誤差を
実質的に完全に除去する手段を設けた同期方式に
関する。
カラーテレビジヨン受像機の色基準発振器の同期
に行うに適する形式のもので、静的な位相誤差を
実質的に完全に除去する手段を設けた同期方式に
関する。
カラーテレビジヨン受像機の通常の色同期方式
では、その受像機が処理した合成カラーテレビジ
ヨン信号のクロミナンス成分を形成する変調色搬
送波の復調に用いる基準振動(すなわち発振波)
を取出す色基準発振器の周波数と位相とを、
AFPC制御ループを用いて制御している。この
AFPC制御ループでは、その色基準発振器として
働く電圧制御発振器(VCO)の出力を位相検波
器により色同期バースト(クロミナンス成分に付
随していて線周波数で繰返し発生する。色副搬送
波の周波数と基準位相を持つ振動より成るバース
ト)と比較してVCOに印加する制御電圧を発生
する。
では、その受像機が処理した合成カラーテレビジ
ヨン信号のクロミナンス成分を形成する変調色搬
送波の復調に用いる基準振動(すなわち発振波)
を取出す色基準発振器の周波数と位相とを、
AFPC制御ループを用いて制御している。この
AFPC制御ループでは、その色基準発振器として
働く電圧制御発振器(VCO)の出力を位相検波
器により色同期バースト(クロミナンス成分に付
随していて線周波数で繰返し発生する。色副搬送
波の周波数と基準位相を持つ振動より成るバース
ト)と比較してVCOに印加する制御電圧を発生
する。
VCOの自走周波数が入来副搬送波周波数と一
致する場合は、そのループが位相検波器の各入力
間に所定の(直角)位相関係を設定維持する働ら
きをするが、VCOの自走周波数が入来副搬送波
周波数と異る場合は、このループはVCOの自走
周波数を入来副搬送波周波数に合うように変える
働らきをする。この様にして動作周波数を変えた
状態では静的位相誤差が生ずるのが普通である。
すなわち、通常のAFPCループが安定したとき
は、位相検波器の両入力間の位相関係は解決すべ
き周波数差の大きさと向きに依存する大きさと向
きの位相誤差に従つて所要の直角位相関係とは異
つている。
致する場合は、そのループが位相検波器の各入力
間に所定の(直角)位相関係を設定維持する働ら
きをするが、VCOの自走周波数が入来副搬送波
周波数と異る場合は、このループはVCOの自走
周波数を入来副搬送波周波数に合うように変える
働らきをする。この様にして動作周波数を変えた
状態では静的位相誤差が生ずるのが普通である。
すなわち、通常のAFPCループが安定したとき
は、位相検波器の両入力間の位相関係は解決すべ
き周波数差の大きさと向きに依存する大きさと向
きの位相誤差に従つて所要の直角位相関係とは異
つている。
上記静的位相誤差を補正しないときは、受像機
の色復調器により再生された色差信号に応じて表
示される色画像に着色誤差を生じる。カラーテレ
ビジヨン受像機は色復調器に印加する基準発振波
の位相を調節するためにAFPCループに対してそ
の外付装置をなす手動制御装置を持つているが、
視聴者によるこの様な制御装置の手動調節に頼る
ことは上記した静的位相誤差を補正するための充
分満足できるような解決にはならない。
の色復調器により再生された色差信号に応じて表
示される色画像に着色誤差を生じる。カラーテレ
ビジヨン受像機は色復調器に印加する基準発振波
の位相を調節するためにAFPCループに対してそ
の外付装置をなす手動制御装置を持つているが、
視聴者によるこの様な制御装置の手動調節に頼る
ことは上記した静的位相誤差を補正するための充
分満足できるような解決にはならない。
この発明の原理により、カラーテレビジヨン受
像機に適する発振器同期方式が提供されるが、こ
れは発振器の自走周波数が同期信号の周波数と異
つていて発振器をこの同期信号に同期化させる動
作を行なうとき、静的位相誤差が事実上発生しな
いように働く。
像機に適する発振器同期方式が提供されるが、こ
れは発振器の自走周波数が同期信号の周波数と異
つていて発振器をこの同期信号に同期化させる動
作を行なうとき、静的位相誤差が事実上発生しな
いように働く。
この発明の例示実施例においては、入出力端子
間に帯域通過濾波器を挿入した非反転増幅器より
成る発振器が移相器に結合されており、その移相
器は発振器と比較器の双方からの信号を受け入れ
るようになつている。その位相比較器はその第1
の入力端子に発振器からの信号を受け、第2の入
力端子に色同期バーストを受けて、その入力信号
間の位相差の直角位相からの偏倚の大きさと向き
を表わす振幅と極性を持つ第1の制御電圧を発生
する。また周期的に反復するキーイング期間中
に、上記第1の制御電圧に応じて、その電圧が第
1の極性を示すときは第1の方向に、第2の極性
を示すときはその第1の方向と反対の第2の方向
に電荷蓄積コンデンサに蓄積される電荷(すなわ
ち電荷量)を変えるキード手段が設けられてい
る。このキード期間中に行われる電荷変更の大き
さは第1の制御電圧の大きさに依存する。その電
荷蓄積コンデンサの両端間に生ずる電圧から第2
の制御電圧が取出される。
間に帯域通過濾波器を挿入した非反転増幅器より
成る発振器が移相器に結合されており、その移相
器は発振器と比較器の双方からの信号を受け入れ
るようになつている。その位相比較器はその第1
の入力端子に発振器からの信号を受け、第2の入
力端子に色同期バーストを受けて、その入力信号
間の位相差の直角位相からの偏倚の大きさと向き
を表わす振幅と極性を持つ第1の制御電圧を発生
する。また周期的に反復するキーイング期間中
に、上記第1の制御電圧に応じて、その電圧が第
1の極性を示すときは第1の方向に、第2の極性
を示すときはその第1の方向と反対の第2の方向
に電荷蓄積コンデンサに蓄積される電荷(すなわ
ち電荷量)を変えるキード手段が設けられてい
る。このキード期間中に行われる電荷変更の大き
さは第1の制御電圧の大きさに依存する。その電
荷蓄積コンデンサの両端間に生ずる電圧から第2
の制御電圧が取出される。
移相器の出力端子からの信号と第1の制御電圧
とに応動する第1の被制御手段が設けられ、第1
の制御電圧の振幅と極性に依存する振幅と極性を
持つ第1の移相信号を帯域通過濾波器に供給する
ようになつている。また、その移相器の出力端子
からの信号と第2の制御電圧と基準直流電圧とに
応動する第2の被制御手段が設けられ、上記帯域
通過濾波器に、第2の制御電圧と基準直流電圧の
間に大きさの差があればその差の大きさと向きに
依存する大きさと極性の第2の移相信号を追加供
給するようになつている。
とに応動する第1の被制御手段が設けられ、第1
の制御電圧の振幅と極性に依存する振幅と極性を
持つ第1の移相信号を帯域通過濾波器に供給する
ようになつている。また、その移相器の出力端子
からの信号と第2の制御電圧と基準直流電圧とに
応動する第2の被制御手段が設けられ、上記帯域
通過濾波器に、第2の制御電圧と基準直流電圧の
間に大きさの差があればその差の大きさと向きに
依存する大きさと極性の第2の移相信号を追加供
給するようになつている。
上記キーイング期間はフイールド周波数で反復
し、連続する複数の線期間に跨る受信信号の垂直
ブランキング期間の一部と一致するように調時さ
れているのが望ましく、また位相比較器に供給さ
れる色同期バーストは通常周波数で反復するが垂
直ブランキング期間の上記一部の期間中は存在し
ないキーイングパルスに応じてバースト分離器か
ら取出されるのが望ましい。
し、連続する複数の線期間に跨る受信信号の垂直
ブランキング期間の一部と一致するように調時さ
れているのが望ましく、また位相比較器に供給さ
れる色同期バーストは通常周波数で反復するが垂
直ブランキング期間の上記一部の期間中は存在し
ないキーイングパルスに応じてバースト分離器か
ら取出されるのが望ましい。
蓄積電荷を変えるキード手段は、その一例を説
明すると、フイールド周波数で反復する上記キー
イング期間中だけ付勢される電流源にエミツタ電
極を共通に接続された第1および第2のトランジ
スタと、この第2トランジスタのコレクタ電流に
応動する電流ミラー回路とを含んでいる。この電
流ミラー回路は、その第1および第2のトランジ
スタとは反対の導電型で、第1トランジスタのコ
レクタ電極にそのコレクタ電極を直流結合した出
力トタンジスタを持つている。この形式のキード
手段を使用するときは、第1および第2のトラン
ジスタの両ベース電極間に第1の制御電圧を印加
し、これによつて出力トランジスタのコレクタ電
極と基準電位点の間に挿入された電荷蓄積コンデ
ンサの両端子間に生ずる電圧から、第2の制御電
圧を取出すようにする。
明すると、フイールド周波数で反復する上記キー
イング期間中だけ付勢される電流源にエミツタ電
極を共通に接続された第1および第2のトランジ
スタと、この第2トランジスタのコレクタ電流に
応動する電流ミラー回路とを含んでいる。この電
流ミラー回路は、その第1および第2のトランジ
スタとは反対の導電型で、第1トランジスタのコ
レクタ電極にそのコレクタ電極を直流結合した出
力トタンジスタを持つている。この形式のキード
手段を使用するときは、第1および第2のトラン
ジスタの両ベース電極間に第1の制御電圧を印加
し、これによつて出力トランジスタのコレクタ電
極と基準電位点の間に挿入された電荷蓄積コンデ
ンサの両端子間に生ずる電圧から、第2の制御電
圧を取出すようにする。
第1図に示すカラーテレビジヨン受像機の一部
において、非反転増幅器10はその出力端子と入
力端子の間に挿入された帯域通過濾波器を介して
充分な正帰還をかけられ、その濾波器の通過帯域
内の動作周波数で発振器として動作し得るように
なつている。
において、非反転増幅器10はその出力端子と入
力端子の間に挿入された帯域通過濾波器を介して
充分な正帰還をかけられ、その濾波器の通過帯域
内の動作周波数で発振器として動作し得るように
なつている。
この非反転増幅器10の出力は増幅器端子Hと
動作電位源の正端子(+Vcc)の間に接続された
負荷抵抗11の両端間に発生される。また端子H
は1対の縦続エミツタホロワ段(npnトランジス
タ12,13を使用)を介して帯域通過濾波器の
入力端子BIに結合されている。
動作電位源の正端子(+Vcc)の間に接続された
負荷抵抗11の両端間に発生される。また端子H
は1対の縦続エミツタホロワ段(npnトランジス
タ12,13を使用)を介して帯域通過濾波器の
入力端子BIに結合されている。
トランジスタ12はそのベース電極が端子Hに
直結され、コレクタ電極が+Vcc電源端子に直結
され、エミツタ電極がエミツタホロワトランジス
タ13のベース電極に直結された端子Qに抵抗1
2Rを介して接続されている。トランジスタ13
はそのコレクタ電極が+Vcc電源端子に直結さ
れ、エミツタ電極が帯域通過濾波器の入力端子
BIに直結され、またエミツタ抵抗14を介して
動作電位源の負端子(例えば接地電位点)に戻さ
れている。
直結され、コレクタ電極が+Vcc電源端子に直結
され、エミツタ電極がエミツタホロワトランジス
タ13のベース電極に直結された端子Qに抵抗1
2Rを介して接続されている。トランジスタ13
はそのコレクタ電極が+Vcc電源端子に直結さ
れ、エミツタ電極が帯域通過濾波器の入力端子
BIに直結され、またエミツタ抵抗14を介して
動作電位源の負端子(例えば接地電位点)に戻さ
れている。
帯域通過濾波器の出力端子BOは追加のエミツ
タホロワ段(npnトランジスタ19を使用)を介
して非反転増幅器10の入力端子Fに結合され、
トランジスタ19はベース電極を端子BOに、エ
ミツタ電極を端子Fに、コレクタ電極を電源端子
Vccにそれぞれ直結されている。npnトランジス
タ20はエミツタホロワトランジスタ19の電流
源の働らきをし、そのコレクタ電極が端子Fに、
ベース電極がバイアス電位源の正端子+Vbにそ
れぞれ直結され、エミツタ電極がエミツタ抵抗2
1を介して接地されている。
タホロワ段(npnトランジスタ19を使用)を介
して非反転増幅器10の入力端子Fに結合され、
トランジスタ19はベース電極を端子BOに、エ
ミツタ電極を端子Fに、コレクタ電極を電源端子
Vccにそれぞれ直結されている。npnトランジス
タ20はエミツタホロワトランジスタ19の電流
源の働らきをし、そのコレクタ電極が端子Fに、
ベース電極がバイアス電位源の正端子+Vbにそ
れぞれ直結され、エミツタ電極がエミツタ抵抗2
1を介して接地されている。
非反転増幅器10の出力端子と入力端子の間の
再生帰還路は上記濾波器の端子BI,BO間に比較
的狭帯域の帯域通過濾波器を挿入することにより
完成されるが、その濾波器はその両端子BI,BO
間に直列に接続された(Q決定用)抵抗17と圧
電結晶15とコンデンサ16により形成される。
結晶15とコンデンサ16の諸常数はこれらの素
子が受像機に供給されるカラーテレビジヨン信号
の公称色副搬送波周波数(例えばNTSC方式の信
号では3579545Hz)またはその極く近傍で直列共
振を呈するように選ばれている。コンデンサ16
は例えば発振器の自走周波数の設定手段を与える
ために可変とすることもできる。抵抗17の抵抗
値は帰還路の帯域通過濾波器特性が適当に狭帯域
幅(例えば1000Hz)になる様に選ばれる。端子
BOと大地との間のコンデンサ18は抵抗17と
共働して、所要の動作周波数の高調波を著しく減
衰させ、その様な高い周波数の振動が実質的に持
続しないようにする。
再生帰還路は上記濾波器の端子BI,BO間に比較
的狭帯域の帯域通過濾波器を挿入することにより
完成されるが、その濾波器はその両端子BI,BO
間に直列に接続された(Q決定用)抵抗17と圧
電結晶15とコンデンサ16により形成される。
結晶15とコンデンサ16の諸常数はこれらの素
子が受像機に供給されるカラーテレビジヨン信号
の公称色副搬送波周波数(例えばNTSC方式の信
号では3579545Hz)またはその極く近傍で直列共
振を呈するように選ばれている。コンデンサ16
は例えば発振器の自走周波数の設定手段を与える
ために可変とすることもできる。抵抗17の抵抗
値は帰還路の帯域通過濾波器特性が適当に狭帯域
幅(例えば1000Hz)になる様に選ばれる。端子
BOと大地との間のコンデンサ18は抵抗17と
共働して、所要の動作周波数の高調波を著しく減
衰させ、その様な高い周波数の振動が実質的に持
続しないようにする。
上記発振器の発振波の周波数と位相とを入来カ
ラーテレビジヨン信号の色副搬送波基準と同期さ
せるため、、第1図の方式には位相比較器32が
含まれている。この位相比較器32の局部入力は
増幅器10の入力の端子Fから取出した振動から
成つている。クロミナンス信号増幅器36は、端
子Cに現われる色副搬送波周波数と基準位相をも
つ振動である周期性同期バーストを伴う入来信号
のクロミナンス成分に応動し、その出力をバース
ト分離器35に供給する。分離機35は端子BG
からのバーストゲートパルスにより制御されて分
離された色同期バーストを位相比較器32の他方
の入力(端子SB)に供給する。
ラーテレビジヨン信号の色副搬送波基準と同期さ
せるため、、第1図の方式には位相比較器32が
含まれている。この位相比較器32の局部入力は
増幅器10の入力の端子Fから取出した振動から
成つている。クロミナンス信号増幅器36は、端
子Cに現われる色副搬送波周波数と基準位相をも
つ振動である周期性同期バーストを伴う入来信号
のクロミナンス成分に応動し、その出力をバース
ト分離器35に供給する。分離機35は端子BG
からのバーストゲートパルスにより制御されて分
離された色同期バーストを位相比較器32の他方
の入力(端子SB)に供給する。
位相比較器32はその入力信号間の位相関係を
表わす出力を発生する働らきをする。例えば、位
相比較器32はプシユプル出力を生ずる型のもの
で、その出力端子CV,CV′の各濾波コンデンサ
33,34の両端間に相補制御電圧を発生する。
この相補的な2つの制御電圧の間には、比較器3
2の両入力間に存在する所要の直角位相関係から
の逸脱の大きさと向きを表わす大きさと極性をも
つ差がある。この位相比較器32の機能を果たす
ために使用が望ましい装置は例えば米国特許第
4229759号に例示されている。
表わす出力を発生する働らきをする。例えば、位
相比較器32はプシユプル出力を生ずる型のもの
で、その出力端子CV,CV′の各濾波コンデンサ
33,34の両端間に相補制御電圧を発生する。
この相補的な2つの制御電圧の間には、比較器3
2の両入力間に存在する所要の直角位相関係から
の逸脱の大きさと向きを表わす大きさと極性をも
つ差がある。この位相比較器32の機能を果たす
ために使用が望ましい装置は例えば米国特許第
4229759号に例示されている。
端子CV,CV′の制御電圧は非反転増幅器10
と負荷抵抗11を共有する移相信号増幅器31の
動作を制御する。この増幅器31の信号入力端子
に印加される信号は、帯域通過濾波器の出力端子
BOに生ずる振動を入力に受ける直角移相回路3
0の出力端子Eから取出される。この移相回路3
0の諸常数は端子BOからの振動に実質的に90゜の
遅相を与えるようになつている。
と負荷抵抗11を共有する移相信号増幅器31の
動作を制御する。この増幅器31の信号入力端子
に印加される信号は、帯域通過濾波器の出力端子
BOに生ずる振動を入力に受ける直角移相回路3
0の出力端子Eから取出される。この移相回路3
0の諸常数は端子BOからの振動に実質的に90゜の
遅相を与えるようになつている。
増幅器31は、(比較器32の両入力間の直角
位相関係の存在を反映して)端子CV,CV′の制
御電圧間に平衡が存在するときは信号出力を発生
せず、それによつて局部カラー発振器の自走周波
数は撹乱されないように制御されるが、(比較器
の両入力間の所要の直角位相関係からの第1の向
きへの逸脱を反映して)制御電圧のある向きへの
不平衡が存在するときは、その不平衡の大きさに
依存する大きさを有しかつ端子Eに生ずる移相信
号の反映されたものを共有負荷抵抗11の両端間
に生成する。この様に移相信号を制御した形で注
入すると、比較器の両入力間の所要直角位相関係
からの逸脱を最小にする向きに発振器動作を変え
てこれを受信した色同期バーストに同期させるこ
とができる。
位相関係の存在を反映して)端子CV,CV′の制
御電圧間に平衡が存在するときは信号出力を発生
せず、それによつて局部カラー発振器の自走周波
数は撹乱されないように制御されるが、(比較器
の両入力間の所要の直角位相関係からの第1の向
きへの逸脱を反映して)制御電圧のある向きへの
不平衡が存在するときは、その不平衡の大きさに
依存する大きさを有しかつ端子Eに生ずる移相信
号の反映されたものを共有負荷抵抗11の両端間
に生成する。この様に移相信号を制御した形で注
入すると、比較器の両入力間の所要直角位相関係
からの逸脱を最小にする向きに発振器動作を変え
てこれを受信した色同期バーストに同期させるこ
とができる。
上述のように、第1図の発振器同期方式は米国
特許第4020500号明細書記載の方式と同様であり、
この特許には移相信号増幅器31の機能の実行に
適する構成が例示されている。この例示構成の変
形でそれに代用することができ、しかも制御の対
称性の利点を有するものが米国特許第4485353号
に開示されている。この変形の使用に当つては、
移相器の出力をその入力と混成して移相信号増幅
器31の信号入力を発生することが望ましいが、
この混成には、第1図に破線mで示すように端子
F(非反転増幅器10の入力)の信号を増幅器3
1に追加供給するのがよい。
特許第4020500号明細書記載の方式と同様であり、
この特許には移相信号増幅器31の機能の実行に
適する構成が例示されている。この例示構成の変
形でそれに代用することができ、しかも制御の対
称性の利点を有するものが米国特許第4485353号
に開示されている。この変形の使用に当つては、
移相器の出力をその入力と混成して移相信号増幅
器31の信号入力を発生することが望ましいが、
この混成には、第1図に破線mで示すように端子
F(非反転増幅器10の入力)の信号を増幅器3
1に追加供給するのがよい。
上述の同期方式の動作時の「静的位相誤差」の
問題に対処するため、第1図の回路は追加の装置
即ちキード電圧比較器40、電荷蓄積コンデンサ
41および追加の移相信号増幅器42を含んでい
る。
問題に対処するため、第1図の回路は追加の装置
即ちキード電圧比較器40、電荷蓄積コンデンサ
41および追加の移相信号増幅器42を含んでい
る。
キード電圧比較器40は端子AKBからそのキ
ーイング入力に供給されたフイールド周波数のキ
ーイングパルスによつて決まるキーイング期間中
に周期的に付勢され、その信号入力として端子
CV,CV′に生ずる制御電圧が印加される。この
比較器の出力端子VOと大地との間には電荷蓄積
コンデンサ41が接続されている。
ーイング入力に供給されたフイールド周波数のキ
ーイングパルスによつて決まるキーイング期間中
に周期的に付勢され、その信号入力として端子
CV,CV′に生ずる制御電圧が印加される。この
比較器の出力端子VOと大地との間には電荷蓄積
コンデンサ41が接続されている。
キーイング期間中に端子CV,CV′の各制御電
圧間に一方の極性の差があるとき、コンデンサ4
1に蓄積されている電荷(すなわち電荷量)は第
1の方向の変化を受け、そのキーイング期間中に
生ずる電荷の変化の大きさは上記の差の大きさに
依存するが、キーイング期間中の端子CV,
CV′の各制御電圧間に反対の極性の差があるとき
は、コンデンサ41に蓄積された電荷が上記第1
の方向とは反対の第2の方向に変更され、上記キ
ーイング期間中に行われる変更の大きさは上記反
対方向の極性の差の大きさに依存する。各キーイ
ング期間相互間ではコンデンサ41が「ホール
ド」状態で動作し、その蓄積電荷を保存する。端
子CV,CV′の制御電圧間に差がないとき即ち制
御電圧の平衡が存在するときは、キーイング期間
中に電荷の変更は起らない。
圧間に一方の極性の差があるとき、コンデンサ4
1に蓄積されている電荷(すなわち電荷量)は第
1の方向の変化を受け、そのキーイング期間中に
生ずる電荷の変化の大きさは上記の差の大きさに
依存するが、キーイング期間中の端子CV,
CV′の各制御電圧間に反対の極性の差があるとき
は、コンデンサ41に蓄積された電荷が上記第1
の方向とは反対の第2の方向に変更され、上記キ
ーイング期間中に行われる変更の大きさは上記反
対方向の極性の差の大きさに依存する。各キーイ
ング期間相互間ではコンデンサ41が「ホール
ド」状態で動作し、その蓄積電荷を保存する。端
子CV,CV′の制御電圧間に差がないとき即ち制
御電圧の平衡が存在するときは、キーイング期間
中に電荷の変更は起らない。
追加の移相信号増幅器42は直角移相回路30
の出力端子Eからの移相信号を信号入力とし、コ
ンデンサ41の両端間に生ずる電圧に応ずる制御
電圧と基準直流電圧+VRを制御入力として受入
れ、その両制御入力間に平衡が存在するときは出
力を生じないが、その入力間に不平衡が生じたと
きは端子Eに生ずる移相信号を反転したものをそ
の不平衡度に依存する大きさで端子Q(帯域濾波
器の入力端子BIに信号を供給するエミツタホロ
ワトランジスタ13のベース電極)に印加する働
きをする。両制御入力間に逆極性の不平衡がある
ときは、増幅器42が端子Eに生ずる移相信号の
反転しないものをその不平衡度に依存する大きさ
で端子Qに印加する働きをする。
の出力端子Eからの移相信号を信号入力とし、コ
ンデンサ41の両端間に生ずる電圧に応ずる制御
電圧と基準直流電圧+VRを制御入力として受入
れ、その両制御入力間に平衡が存在するときは出
力を生じないが、その入力間に不平衡が生じたと
きは端子Eに生ずる移相信号を反転したものをそ
の不平衡度に依存する大きさで端子Q(帯域濾波
器の入力端子BIに信号を供給するエミツタホロ
ワトランジスタ13のベース電極)に印加する働
きをする。両制御入力間に逆極性の不平衡がある
ときは、増幅器42が端子Eに生ずる移相信号の
反転しないものをその不平衡度に依存する大きさ
で端子Qに印加する働きをする。
端子AKBに印加されるフイールド周波数のキ
ーイングパルスのタイミングは、一例をあげる
と、比較器40を付勢するための各キーイング期
間が受信カラーテレビジヨン信号の垂直ブランキ
ング期間の同期パルス以後の部分と一致すると共
に、連続複数個(例えば7つ)の線期間にまたが
るようになつている。この様なタイミングと幅を
持つフイールド周波数のキーイングパルスは例え
ば米国特許第4484228号開示のようなカラー映像
管バイアスの自動制御装置を使用する形式のカラ
ーテレビジヨン受像機において便利に得られる。
この様なフイールド周波数のキーイングパルスの
発生に適する装置の詳細説明は、上記特許を参照
されたい。
ーイングパルスのタイミングは、一例をあげる
と、比較器40を付勢するための各キーイング期
間が受信カラーテレビジヨン信号の垂直ブランキ
ング期間の同期パルス以後の部分と一致すると共
に、連続複数個(例えば7つ)の線期間にまたが
るようになつている。この様なタイミングと幅を
持つフイールド周波数のキーイングパルスは例え
ば米国特許第4484228号開示のようなカラー映像
管バイアスの自動制御装置を使用する形式のカラ
ーテレビジヨン受像機において便利に得られる。
この様なフイールド周波数のキーイングパルスの
発生に適する装置の詳細説明は、上記特許を参照
されたい。
バースト分離機35の端子BGに印加される線
周波数のバーストゲートパルスのタイミングは連
続する色同期用バーストの水平ブランキング期間
の後部ポーチ位置に一致するようになつている
が、端子BGに生ずるゲートパルス列の性質は、
端子AKBに生ずるキーイングパルスがカバーす
る各期間中バーストゲートパルスがない様にその
ゲートパルスがフイールド周波数で見掛け上中断
するようなものが好ましい。この様な周期性中断
型のバーストゲートパルスもカラー映像管バイア
スの自動制御を用いる上記形式のカラーテレビジ
ヨン受像機のあるもの(例として「アールシーエ
ー・カラーテレビジヨン受像機用基本サービスデ
ータ集(RCA Color Television Receiver
Basic Service Data Booklet)」1984年CTC
131号記載の形式の受像機)で便利に得られる。
所要の中断特性のゲートパルス列を発生する装置
の説明は例えば特願昭59−263736号(特開60−
145790対応)および特願昭59−264357号(特開60
−145788対応)の各明細書を参照されたい。
周波数のバーストゲートパルスのタイミングは連
続する色同期用バーストの水平ブランキング期間
の後部ポーチ位置に一致するようになつている
が、端子BGに生ずるゲートパルス列の性質は、
端子AKBに生ずるキーイングパルスがカバーす
る各期間中バーストゲートパルスがない様にその
ゲートパルスがフイールド周波数で見掛け上中断
するようなものが好ましい。この様な周期性中断
型のバーストゲートパルスもカラー映像管バイア
スの自動制御を用いる上記形式のカラーテレビジ
ヨン受像機のあるもの(例として「アールシーエ
ー・カラーテレビジヨン受像機用基本サービスデ
ータ集(RCA Color Television Receiver
Basic Service Data Booklet)」1984年CTC
131号記載の形式の受像機)で便利に得られる。
所要の中断特性のゲートパルス列を発生する装置
の説明は例えば特願昭59−263736号(特開60−
145790対応)および特願昭59−264357号(特開60
−145788対応)の各明細書を参照されたい。
以上の説明から明らかなように、位相比較器3
2の有効動作の期間は電圧比較器40の付勢期間
と重ならない。垂直ブランキング期間のうち電圧
比較器40が端子AKBからのキーイングパルス
により付勢されている期間中は、端子BGにバー
ストゲートパルスが生ぜず、位相比較器32への
色同期バースト入力の供給が行われないが、フイ
ールド周波数で連続する各キーイングパルスの間
に来る電圧比較器40の不能期間中は、位相比較
器32内での局部発振との比較のために同期バー
スト入力が供給される線期間が極めて多い 位相比較器32と増幅器31は、増幅器10と
その再生帰還路によつて構成された局部色発振器
と共働して、入来カラーバーストに対して発振器
の周波数と位相を固定する働らきをする位相固定
ループを形成する。この発振器の自走周波数が入
来同期バーストの副搬送波周波数に等しいとき
は、端子Fの局部発振がその入来バーストの基準
位相と所要の直角関係にあることを保証する状態
にそのループが安定する。この状態では受像機の
色復調器(図示せず)に印加するため発振器から
取出された基準振動の正確な位相合せが容易に達
せられる。このループの安定状態では端子CV,
CV′の制御電圧が平衡し、即ちその差が実質的に
0になる。
2の有効動作の期間は電圧比較器40の付勢期間
と重ならない。垂直ブランキング期間のうち電圧
比較器40が端子AKBからのキーイングパルス
により付勢されている期間中は、端子BGにバー
ストゲートパルスが生ぜず、位相比較器32への
色同期バースト入力の供給が行われないが、フイ
ールド周波数で連続する各キーイングパルスの間
に来る電圧比較器40の不能期間中は、位相比較
器32内での局部発振との比較のために同期バー
スト入力が供給される線期間が極めて多い 位相比較器32と増幅器31は、増幅器10と
その再生帰還路によつて構成された局部色発振器
と共働して、入来カラーバーストに対して発振器
の周波数と位相を固定する働らきをする位相固定
ループを形成する。この発振器の自走周波数が入
来同期バーストの副搬送波周波数に等しいとき
は、端子Fの局部発振がその入来バーストの基準
位相と所要の直角関係にあることを保証する状態
にそのループが安定する。この状態では受像機の
色復調器(図示せず)に印加するため発振器から
取出された基準振動の正確な位相合せが容易に達
せられる。このループの安定状態では端子CV,
CV′の制御電圧が平衡し、即ちその差が実質的に
0になる。
しかし、局部発振器の自走周波数が入来バース
トの幅搬送波周波数と等しくない場合に位相固定
ループで固定が行われると、そのループは発振周
波数の変更を行うのに適当な状態すなわち比較器
32の出力に誤差電圧の直流成分が引続き存在す
ることを要する状態に安定してしまう。この様に
して、このループは端子Fの局部発振が入来バー
ストの基準位相との所要の直角位相関係から外れ
た状態で安定し、その外れが静的誤差を構成す
る。この静的位相誤差の大きさと向きは解消を要
する周波数差の大きさと向きに依存する。色復調
器に供給された基準振動の位相合せの精度不良は
静的位相誤差があるためで、この精度不良が
NTSC型のカラーテレビジヨン受像機に表示され
たカラー画像の色相誤差となる。(またPAL型の
カラーテレビジヨン受像機に表示されたカラー画
像の飽和度誤差となる)。
トの幅搬送波周波数と等しくない場合に位相固定
ループで固定が行われると、そのループは発振周
波数の変更を行うのに適当な状態すなわち比較器
32の出力に誤差電圧の直流成分が引続き存在す
ることを要する状態に安定してしまう。この様に
して、このループは端子Fの局部発振が入来バー
ストの基準位相との所要の直角位相関係から外れ
た状態で安定し、その外れが静的誤差を構成す
る。この静的位相誤差の大きさと向きは解消を要
する周波数差の大きさと向きに依存する。色復調
器に供給された基準振動の位相合せの精度不良は
静的位相誤差があるためで、この精度不良が
NTSC型のカラーテレビジヨン受像機に表示され
たカラー画像の色相誤差となる。(またPAL型の
カラーテレビジヨン受像機に表示されたカラー画
像の飽和度誤差となる)。
しかし、第1図の方式は上記局部発振器制御用
固定ループだけに依存せず、下述のように静的位
相誤差とその無用の結果を実質的になくする働き
をすることのできる追加の装置40,41,42
を含んでいる。
固定ループだけに依存せず、下述のように静的位
相誤差とその無用の結果を実質的になくする働き
をすることのできる追加の装置40,41,42
を含んでいる。
説明のためバースト副搬送波周波数と増幅器1
0とその再生帰還路で構成された発振器の自走周
波数との間に差があり、また位相比較器32が入
来バーストと局部発振と比較する働きをした一連
の線期間後、位相固定ループが固定を達成したと
すると、端子CV,CV′の電圧の間には(静的位
相誤差を表わす)特定の向きと大きさの安定した
差があり、この電圧差がその固定達成後のフイー
ルド周波数キーイング期間中電圧比較器40の制
御入力に印加され、出力コンデンサ41に蓄積さ
れた電荷の変更が行われ、その変更の向きと大き
さが入力電圧差の向きと大きさによつて決まる。
この結果得られたコンデンサ41の両端間の電圧
の変化のため増幅器42の制御入力に不平衡を生
じ、この不平衡の結果増幅器42により発振器の
帰還路中に移相信号が注入される。この不平衡は
次のフイールドを通じて変らない。
0とその再生帰還路で構成された発振器の自走周
波数との間に差があり、また位相比較器32が入
来バーストと局部発振と比較する働きをした一連
の線期間後、位相固定ループが固定を達成したと
すると、端子CV,CV′の電圧の間には(静的位
相誤差を表わす)特定の向きと大きさの安定した
差があり、この電圧差がその固定達成後のフイー
ルド周波数キーイング期間中電圧比較器40の制
御入力に印加され、出力コンデンサ41に蓄積さ
れた電荷の変更が行われ、その変更の向きと大き
さが入力電圧差の向きと大きさによつて決まる。
この結果得られたコンデンサ41の両端間の電圧
の変化のため増幅器42の制御入力に不平衡を生
じ、この不平衡の結果増幅器42により発振器の
帰還路中に移相信号が注入される。この不平衡は
次のフイールドを通じて変らない。
上記キーイング期間に続いて、増幅器42によ
る注入によつて今安定状態を破られた位相固定ル
ープは、次のフイールドの各線期間中に新たに固
定に達することを求める。新しく優勢な状態下で
固定が得られたとき、そのループは安定してお
り、静的位相誤差が少なく、すなわち端子CV,
CV′の電圧間の安定した差の大きさが少なくなつ
ている。位相固定ループの観点から、装置40,
41,42の動作は発振器の自走周波数をバース
ト副搬送波周波数との差を減ずる向きに調節する
ものである。
る注入によつて今安定状態を破られた位相固定ル
ープは、次のフイールドの各線期間中に新たに固
定に達することを求める。新しく優勢な状態下で
固定が得られたとき、そのループは安定してお
り、静的位相誤差が少なく、すなわち端子CV,
CV′の電圧間の安定した差の大きさが少なくなつ
ている。位相固定ループの観点から、装置40,
41,42の動作は発振器の自走周波数をバース
ト副搬送波周波数との差を減ずる向きに調節する
ものである。
次のフイールド周波数キーイング期間には(大
きさの小さい)電荷の変更が起る。位相固定ルー
プの観点から、装置40,41,42の動作によ
りここで発振器の自走周波数の調節がさらに行わ
れて、バースト副搬送波周波数との差を更に減じ
る。次のフイールドでは更に静的位相誤差が小さ
くなつて固定が達せられる。
きさの小さい)電荷の変更が起る。位相固定ルー
プの観点から、装置40,41,42の動作によ
りここで発振器の自走周波数の調節がさらに行わ
れて、バースト副搬送波周波数との差を更に減じ
る。次のフイールドでは更に静的位相誤差が小さ
くなつて固定が達せられる。
以上からフイールドの連続と共に位相固定ルー
プが静的誤差を実質的完全になくするように固定
した状態に収歛することが判る。位相比較器32
は、発振器の動作周波数の変更を続けるためにそ
の出力に誤差電圧の直流成分を生じさせる負担か
ら事実上解放される。代りに必要とする直流成分
は補助装置40,41,42のコンデンサ41に
蓄積されている。受像機の色復調器に供給すべき
基準振動に対する位相決めの精度がその補助装置
に直流成分を蓄積することで影響されることはな
い。
プが静的誤差を実質的完全になくするように固定
した状態に収歛することが判る。位相比較器32
は、発振器の動作周波数の変更を続けるためにそ
の出力に誤差電圧の直流成分を生じさせる負担か
ら事実上解放される。代りに必要とする直流成分
は補助装置40,41,42のコンデンサ41に
蓄積されている。受像機の色復調器に供給すべき
基準振動に対する位相決めの精度がその補助装置
に直流成分を蓄積することで影響されることはな
い。
第2図は第1図の方式のキード電圧比較器40
および増幅器42の機能を実行するのに有利な回
路配置の略図である。
および増幅器42の機能を実行するのに有利な回
路配置の略図である。
第2図で比較器40は双方のエミツタ電極が
npn電流源トランジスタ53のコレクタ電極に接
続された1対のnpnトランジスタ51,52を用
いた差動増幅器を含む。この電流源トランジスタ
53は、陽極をそのベース電極に接続し陰極を接
地したダイオード55によりそのベース・エミツ
タ電路を側路され、そのベース電極には、コレク
タ電極を+Vcc給電端子に直結しベース電極をキ
ーイングパルス入力端子AKBに直結されたnpn
エミツタホロワトランジスタ54のベース・エミ
ツタ電路を介してフイールド周波数の(正の)キ
ーイングパルが供給され、比較器40を周期的に
付勢するようになつている。
npn電流源トランジスタ53のコレクタ電極に接
続された1対のnpnトランジスタ51,52を用
いた差動増幅器を含む。この電流源トランジスタ
53は、陽極をそのベース電極に接続し陰極を接
地したダイオード55によりそのベース・エミツ
タ電路を側路され、そのベース電極には、コレク
タ電極を+Vcc給電端子に直結しベース電極をキ
ーイングパルス入力端子AKBに直結されたnpn
エミツタホロワトランジスタ54のベース・エミ
ツタ電路を介してフイールド周波数の(正の)キ
ーイングパルが供給され、比較器40を周期的に
付勢するようになつている。
この比較器の出力端子CVに生ずる制御電圧は、
npnエミツタホロワトランジスタ71と減圧抵抗
72を含む移相段と縦続にnpnトランジスタ71
と減圧抵抗72を含む移相段と縦続にnpnトラン
ジスタ70を接続したエミツタホロワ段を介して
差動増幅器トランジスタ51のベース電極に印加
される。トランジスタ70はそのコレクタ電極を
+Vcc給電端子に直結され、ベース電極を端子
CVに直結され、エミツタ電極をトランジスタ7
1のベース電極に直結されている。またトランジ
スタ71はそのコレクタ電極を+Vcc給電端子に
直結され、エミツタ電極を抵抗72を介して増幅
器トランジスタ51のベース電極に接続されてい
る。npnトランジスタ73はレベル移動段の電流
源として働くもので、そのコレクタ電極がトラン
ジスタ51のベース電極に直結され、エミツタ電
極がエミツタ抵抗74を介して接地されている。
npnエミツタホロワトランジスタ71と減圧抵抗
72を含む移相段と縦続にnpnトランジスタ71
と減圧抵抗72を含む移相段と縦続にnpnトラン
ジスタ70を接続したエミツタホロワ段を介して
差動増幅器トランジスタ51のベース電極に印加
される。トランジスタ70はそのコレクタ電極を
+Vcc給電端子に直結され、ベース電極を端子
CVに直結され、エミツタ電極をトランジスタ7
1のベース電極に直結されている。またトランジ
スタ71はそのコレクタ電極を+Vcc給電端子に
直結され、エミツタ電極を抵抗72を介して増幅
器トランジスタ51のベース電極に接続されてい
る。npnトランジスタ73はレベル移動段の電流
源として働くもので、そのコレクタ電極がトラン
ジスタ51のベース電極に直結され、エミツタ電
極がエミツタ抵抗74を介して接地されている。
同様に、比較器の出力端子CV′に生ずる制御電
圧は、npnエミツタホロワトランジスタ76と減
圧抵抗77を備えたレベル移動段と縦続にnpnト
ランジスタ75を接続したエミツタホロワ段を介
して差動増幅器トランジスタ52のベース電極に
印加される。トランジスタ75はそのコレクタ電
極を+Vcc給電端子に、ベース電極と端子CV′に
それぞれ直結され、エミツタ電極を抵抗77を介
して差動増幅器トランジスタ52のベース電極に
結合されている。npnトランジスタ78はレベル
移動段の電流源として働らくもので、そのコレク
タ電極はトランジスタ52のベース電極に直結さ
れ、エミツタ電極はエミツタ抵抗79を介して接
地されている。
圧は、npnエミツタホロワトランジスタ76と減
圧抵抗77を備えたレベル移動段と縦続にnpnト
ランジスタ75を接続したエミツタホロワ段を介
して差動増幅器トランジスタ52のベース電極に
印加される。トランジスタ75はそのコレクタ電
極を+Vcc給電端子に、ベース電極と端子CV′に
それぞれ直結され、エミツタ電極を抵抗77を介
して差動増幅器トランジスタ52のベース電極に
結合されている。npnトランジスタ78はレベル
移動段の電流源として働らくもので、そのコレク
タ電極はトランジスタ52のベース電極に直結さ
れ、エミツタ電極はエミツタ抵抗79を介して接
地されている。
ダイオード81の陽極は抵抗80を介して+
Vcc給電端子に接続され、陰極は抵抗82を介し
て接地されている。素子80,81,82は動作
電位源の両端間に分圧器を形成し、そのダイオー
ド81の陽極の分圧出力が上記電流源トランジス
タ73,78のベース電極にバイアス電圧として
印加される。
Vcc給電端子に接続され、陰極は抵抗82を介し
て接地されている。素子80,81,82は動作
電位源の両端間に分圧器を形成し、そのダイオー
ド81の陽極の分圧出力が上記電流源トランジス
タ73,78のベース電極にバイアス電圧として
印加される。
差動増幅器トランジスタ52のコレクタ電流は
npnトランジスタ61,63,65を用いた電流
ミラー回路の入力電流として働らく。トランジス
タ61はエミツタ電極がエミツタ抵抗62を介し
て+Vcc給電端子に戻され、コレクタ電極が増幅
器トランジスタ52のコレクタ電極およびトラン
ジスタ63のベース電極に直結されている。また
トランジスタ63のコレクタ電極は接地され、エ
ミツタ電極はトランジスタ61のベース電極に直
結されると共に、抵抗64を介して+Vcc給電端
子に接続されている。電源ミラー回路の出力トラ
ンジスタとして働らくトランジスタ65は、その
ベース電極をトランジスタ61のベース電極に直
結され、エミツタ電極はエミツタ抵抗66を介し
て+Vcc給電端子に戻され、コレクタ電極をダイ
オード67を介して増幅器トランジスタ51のコ
レクタ電極に結合されている。連結用ダイオード
67の極性は、その陽極がトランジスタ65のコ
レクタ電極に接続されるようになつている。
npnトランジスタ61,63,65を用いた電流
ミラー回路の入力電流として働らく。トランジス
タ61はエミツタ電極がエミツタ抵抗62を介し
て+Vcc給電端子に戻され、コレクタ電極が増幅
器トランジスタ52のコレクタ電極およびトラン
ジスタ63のベース電極に直結されている。また
トランジスタ63のコレクタ電極は接地され、エ
ミツタ電極はトランジスタ61のベース電極に直
結されると共に、抵抗64を介して+Vcc給電端
子に接続されている。電源ミラー回路の出力トラ
ンジスタとして働らくトランジスタ65は、その
ベース電極をトランジスタ61のベース電極に直
結され、エミツタ電極はエミツタ抵抗66を介し
て+Vcc給電端子に戻され、コレクタ電極をダイ
オード67を介して増幅器トランジスタ51のコ
レクタ電極に結合されている。連結用ダイオード
67の極性は、その陽極がトランジスタ65のコ
レクタ電極に接続されるようになつている。
電圧比較器の出力端子VOはトランジスタ65
のコレクタ電極に直結され、その比較器の出力蓄
積コンデンサ41は端子VOと大地の間に挿入さ
れている。キーイング期間中に両端子CV,
CV′の制御電圧に差があつて、その極性がCVよ
りCV′が正になるものであれば、増幅器トランジ
スタ52のコレクタ電極を反映するトランジスタ
65のコレクタ電流が増幅器トランジスタ51の
コレクタ電流を超え、この余分の電流がそのキー
イング期間中コンデンサ41の充電電流として流
れ、端子VOの電位を(正方向に)引上げる。こ
の端子VOの電位はその次のフイールド中その上
昇レベルに保たれる。
のコレクタ電極に直結され、その比較器の出力蓄
積コンデンサ41は端子VOと大地の間に挿入さ
れている。キーイング期間中に両端子CV,
CV′の制御電圧に差があつて、その極性がCVよ
りCV′が正になるものであれば、増幅器トランジ
スタ52のコレクタ電極を反映するトランジスタ
65のコレクタ電流が増幅器トランジスタ51の
コレクタ電流を超え、この余分の電流がそのキー
イング期間中コンデンサ41の充電電流として流
れ、端子VOの電位を(正方向に)引上げる。こ
の端子VOの電位はその次のフイールド中その上
昇レベルに保たれる。
これに対し、キーイング期間中に両端子CV,
CV′の制御電圧間の差の極性が、CV′よりCVが
正なるものであれば、ミラー回路の出力トランジ
スタ65に供給される電流が増幅器トランジスタ
51の電流儒要を満さず、その不足分がキーイン
グ期間中にコンデンサ41からの放電電流で埋合
される結果、端子VOの電位が引下げられる。こ
の端子VOの電位は次のフイールド中その下降レ
ベルに保たれる。
CV′の制御電圧間の差の極性が、CV′よりCVが
正なるものであれば、ミラー回路の出力トランジ
スタ65に供給される電流が増幅器トランジスタ
51の電流儒要を満さず、その不足分がキーイン
グ期間中にコンデンサ41からの放電電流で埋合
される結果、端子VOの電位が引下げられる。こ
の端子VOの電位は次のフイールド中その下降レ
ベルに保たれる。
第2図において、移相信号増幅器42は1対の
差動増幅器I,Nを含み、差動増幅器Iはエミツ
タ電極同志で接続された1対のnpnトランジスタ
120,121を含み、差動増幅器Nは同様にエ
ミツタ電極同志で接続された1対のnpnトランジ
スタ122,123を含んでいる。トランジスタ
120,123のベース電極は移相振動の生ずる
端子E(第1図の装置の移相回路30の出力端子)
に直結され、トランジスタ121,122のベー
ス電極はバイアス電位源の正端子+Vb′に直結さ
れて適当なバイアス電位に保たれている。トラン
ジスタ121,123のコレクタ電極は+Vcc給
電端子に直結され、トランジスタ120,122
のコレクタ電極は出力端子Qに直結されている。
(第1図の装置では、端子Qが発振器の再生帰還
路の帯域通過濾波器を駆動するエミツタホロワの
ベース電極であり、抵抗12Rとトランジスタ1
2のエミツタ・コレクタ電路の直列回路がその端
子Qと+Vcc給電端子間に直流電路を形成する。) 差動増幅器Iはその出力端子Qに端子Eからの
移相振動の反転したものを発生し、差動増幅器N
はその出力端子Qにその移相振動の反転しないも
のを発生することが判る。この差動増幅器I,Q
の利得が等しければ、その出力は相殺されて発振
器のループ内は増幅器42から注入される移相振
動はなくなるが、その利得が異れば移相信号の注
入が起り、その大きさが利得の差の大きさに依存
し、その相対位相が利得の差の向きに依存する。
差動増幅器I,Nを含み、差動増幅器Iはエミツ
タ電極同志で接続された1対のnpnトランジスタ
120,121を含み、差動増幅器Nは同様にエ
ミツタ電極同志で接続された1対のnpnトランジ
スタ122,123を含んでいる。トランジスタ
120,123のベース電極は移相振動の生ずる
端子E(第1図の装置の移相回路30の出力端子)
に直結され、トランジスタ121,122のベー
ス電極はバイアス電位源の正端子+Vb′に直結さ
れて適当なバイアス電位に保たれている。トラン
ジスタ121,123のコレクタ電極は+Vcc給
電端子に直結され、トランジスタ120,122
のコレクタ電極は出力端子Qに直結されている。
(第1図の装置では、端子Qが発振器の再生帰還
路の帯域通過濾波器を駆動するエミツタホロワの
ベース電極であり、抵抗12Rとトランジスタ1
2のエミツタ・コレクタ電路の直列回路がその端
子Qと+Vcc給電端子間に直流電路を形成する。) 差動増幅器Iはその出力端子Qに端子Eからの
移相振動の反転したものを発生し、差動増幅器N
はその出力端子Qにその移相振動の反転しないも
のを発生することが判る。この差動増幅器I,Q
の利得が等しければ、その出力は相殺されて発振
器のループ内は増幅器42から注入される移相振
動はなくなるが、その利得が異れば移相信号の注
入が起り、その大きさが利得の差の大きさに依存
し、その相対位相が利得の差の向きに依存する。
各増幅器I,Nの差動利得制御は、直列抵抗1
13,114を介してエミツタ電極同志が接続さ
れた1対のnpnトランジスタ110,112を含
む利得制御装置により行われる。トランジスタ1
10のエミツタ電極には、コレクタ電極を低抗1
13,114の接続点に、ベース電極を+Vbバ
イアス電位端子にそれぞれ直結され、エミツタ電
極がエミツタ抵抗116を介して接地されたnpn
電極源トランジスタ115によつて電流が供給さ
れる。トランジスタ110はそのコレクタをトラ
ンジスタ120,121の互いに接続されたエミ
ツタに直結されて、差動増幅器Iの電流源として
働らき、トランジスタ112はそのコレクタをト
ランジスタ122,123の互いに接続されたエ
ミツタに直結されて、差動増幅器Nの電流源とし
て働らく。
13,114を介してエミツタ電極同志が接続さ
れた1対のnpnトランジスタ110,112を含
む利得制御装置により行われる。トランジスタ1
10のエミツタ電極には、コレクタ電極を低抗1
13,114の接続点に、ベース電極を+Vbバ
イアス電位端子にそれぞれ直結され、エミツタ電
極がエミツタ抵抗116を介して接地されたnpn
電極源トランジスタ115によつて電流が供給さ
れる。トランジスタ110はそのコレクタをトラ
ンジスタ120,121の互いに接続されたエミ
ツタに直結されて、差動増幅器Iの電流源として
働らき、トランジスタ112はそのコレクタをト
ランジスタ122,123の互いに接続されたエ
ミツタに直結されて、差動増幅器Nの電流源とし
て働らく。
バイアス供給用の分圧器は+Vcc給電端子と大
地との間に順次直列接続された抵抗101,10
4と順バイアスダイオード105から成り、分圧
抵抗101,104の接続点に生ずるバイアス電
圧がnpnトランジスタ102のベース電極に印加
される。トランジスタ102のエミツタ電極はエ
ミツタ抵抗103を介して接地され、コレクタ電
極は制御入力端子CI′に直結されると共に、抵抗
106を介して動作電位源の正端子+Vbbに結合
されている。抵抗106を介しトランジスタ10
2の引出す電流は、トランジスタ112のベース
電極に直結された制御入力端子CI′に(第1図の
説明に+VRとして引用された)基準直流入力電
位を形成する。
地との間に順次直列接続された抵抗101,10
4と順バイアスダイオード105から成り、分圧
抵抗101,104の接続点に生ずるバイアス電
圧がnpnトランジスタ102のベース電極に印加
される。トランジスタ102のエミツタ電極はエ
ミツタ抵抗103を介して接地され、コレクタ電
極は制御入力端子CI′に直結されると共に、抵抗
106を介して動作電位源の正端子+Vbbに結合
されている。抵抗106を介しトランジスタ10
2の引出す電流は、トランジスタ112のベース
電極に直結された制御入力端子CI′に(第1図の
説明に+VRとして引用された)基準直流入力電
位を形成する。
第2の制御入力端子CIはトランジスタ110
のベース電極に直結されている。npnトランジス
タ92のコレクタ電極は端子CIに直結されると
共に、抵抗96を介して+Vbb給電端子に結合さ
れ、エミツタ電極はエミツタ抵抗を介して接地さ
れている。またそのトランジスタ92のベース電
極と大地との間には抵抗94と順バイアスダイオ
ード95の直列回路が挿入されている。トランジ
スタ92により抵抗92を介して引出され、制御
入力端子CIの制御電圧を決定する電流は、コン
デンサ41の両端間の比較器出力電圧により制御
される。この制御は比較器の出力端子VOをnpn
エミツタホロワトランジスタ90のベース・エミ
ツタ電路と抵抗91の直列回路を介してトランジ
スタ92のベース電極に結合することにより可能
になつている。トランジスタ90のコレクタ電極
は+Vcc給電端子に直結されている。
のベース電極に直結されている。npnトランジス
タ92のコレクタ電極は端子CIに直結されると
共に、抵抗96を介して+Vbb給電端子に結合さ
れ、エミツタ電極はエミツタ抵抗を介して接地さ
れている。またそのトランジスタ92のベース電
極と大地との間には抵抗94と順バイアスダイオ
ード95の直列回路が挿入されている。トランジ
スタ92により抵抗92を介して引出され、制御
入力端子CIの制御電圧を決定する電流は、コン
デンサ41の両端間の比較器出力電圧により制御
される。この制御は比較器の出力端子VOをnpn
エミツタホロワトランジスタ90のベース・エミ
ツタ電路と抵抗91の直列回路を介してトランジ
スタ92のベース電極に結合することにより可能
になつている。トランジスタ90のコレクタ電極
は+Vcc給電端子に直結されている。
端子VOの比較器出力電圧の変動範囲の中心
で、端子CIの制御電位と端子CI′の基準電位との
平衡が生ずるが、この平衡状態においてトランジ
スタ110,112のコレクタ電極が相等しけれ
ば、差動増幅器I,Nの利得が整合し、その出力
が相殺される。比較器の出力電圧がその範囲の中
心より低くなると端子CIの制御電圧が基準直流
入力に対して上昇して増幅器Iの利得を増し、増
幅器Nの利得を減じて、端子Eからの移相信号の
反転したものの注入を行うが、これに対してその
出力電圧がその中心より高くなると端子CIの制
御電圧が低下して増幅器Iの利得を減じ、増幅器
Nの利得を増して、その端子Eからの移相信号の
反転しないものの注入を行う。
で、端子CIの制御電位と端子CI′の基準電位との
平衡が生ずるが、この平衡状態においてトランジ
スタ110,112のコレクタ電極が相等しけれ
ば、差動増幅器I,Nの利得が整合し、その出力
が相殺される。比較器の出力電圧がその範囲の中
心より低くなると端子CIの制御電圧が基準直流
入力に対して上昇して増幅器Iの利得を増し、増
幅器Nの利得を減じて、端子Eからの移相信号の
反転したものの注入を行うが、これに対してその
出力電圧がその中心より高くなると端子CIの制
御電圧が低下して増幅器Iの利得を減じ、増幅器
Nの利得を増して、その端子Eからの移相信号の
反転しないものの注入を行う。
第1図はこの発明の1実施例による発振器同期
方式を備えたカラーテレビジヨン受像機の一部の
部分ブロツク回路図、第2図は第1図の発振器同
期方式の選ばれた機能を果たすために用いて有利
な装置の回路図である。 10…非反転増幅器、15,16,17…帯域
通過濾波器、30…移相器、31…第1の制御手
段、32…位相比較器、40…キード手段、41
…コンデンサ、42…第2の制御手段。
方式を備えたカラーテレビジヨン受像機の一部の
部分ブロツク回路図、第2図は第1図の発振器同
期方式の選ばれた機能を果たすために用いて有利
な装置の回路図である。 10…非反転増幅器、15,16,17…帯域
通過濾波器、30…移相器、31…第1の制御手
段、32…位相比較器、40…キード手段、41
…コンデンサ、42…第2の制御手段。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 線周波数およびフイールド周波数の各偏向同
期成分と、ルミナンス成分およびクロミナンス成
分とを含み、そのクロミナンス成分が被写体の色
を表わす色差信号情報により変調され、副搬送波
周波数と基準位相とを有し線周波数で反復する発
振のバーストの形の色同期情報を伴う色副搬送波
を含む合成カラーテレビジヨン信号を受信するカ
ラーテレビジヨン受像機において、 入力端子と出力端子を有する非反転増幅器と、
この出力端子と入力端子の間に結合された帯域通
過濾波器とを含む発振器と、 上記発振器から信号を受けるように結合された
入力端子と出力端子とを有する移相器と、 上記発振器から信号を受けるように結合された
第1の入力端子と、上記色同期バーストを受ける
ように結合された第2の入力端子とを有し、その
入力端子に生ずる各信号間の直角位相差から少し
でも逸脱があればその大きさと向きを表わす振幅
と極性を有する第1の制御電圧を発生する位相比
較器と、 上記移相器の出力端子に生ずる信号と上記第1
の制御電圧に応じてその制御電圧の振幅と極性に
依存する振幅と極性を有する第1の移相信号を帯
域通過濾波器に供給する第1の被制御手段と、 電荷蓄積コンデンサと、 上記第1の制御電圧に応じて、上記コンデンサ
に蓄積された電荷を、上記第1の制御電圧が第1
の極性を示すとき第1の方向に、上記第1の制御
電圧が第2の極性を示すとき上記第1の方向と反
対の第2の方向に、周期的に反復するキーイング
期間中変え、その1キーイング期間中に行われる
電荷変更の大きさが上記第1の制御電圧大きさに
依存するキード手段と、 上記第1の被制御手段とは関係なく、上記移相
器の出力端子に生ずる信号と、上記電荷蓄積コン
デンサの両端間に生ずる電圧から引出される第2
の制御電圧と、基準直流電圧とに応じて上記帯域
通過濾波器に上記第2の制御電圧と上記基準直流
電圧の間に大きさの差があればその差の大きさと
向きに依存する大きさと極性の第2の移相信号を
追加供給する第2の被制御手段とを含む発振器同
期方式。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US666835 | 1984-10-31 | ||
US06/666,835 US4611239A (en) | 1984-10-31 | 1984-10-31 | Oscillator synchronizing system for eliminating static phase errors |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61108280A JPS61108280A (ja) | 1986-05-26 |
JPH03953B2 true JPH03953B2 (ja) | 1991-01-09 |
Family
ID=24675681
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60245283A Granted JPS61108280A (ja) | 1984-10-31 | 1985-10-30 | 発振器同期方式 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4611239A (ja) |
JP (1) | JPS61108280A (ja) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4769692A (en) * | 1987-03-27 | 1988-09-06 | The Grass Valley Group, Inc. | Method and apparatus for calibrating the phase of a video signal |
JP2788797B2 (ja) * | 1991-06-13 | 1998-08-20 | 日本電気株式会社 | 位相同期ループ回路 |
US6836295B1 (en) | 1995-12-07 | 2004-12-28 | J. Carl Cooper | Audio to video timing measurement for MPEG type television systems |
US7268825B2 (en) * | 2003-04-01 | 2007-09-11 | Thomson Licensing Llc | Digital synchronizing generator |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4020500A (en) * | 1975-11-19 | 1977-04-26 | Rca Corporation | Controlled oscillator |
US4047223A (en) * | 1976-01-16 | 1977-09-06 | Zenith Radio Corporation | Frequency scanning automatic phase control system |
US4229759A (en) * | 1978-08-23 | 1980-10-21 | Rca Corporation | Signal detector including sample and hold circuit with reduced offset error |
US4249199A (en) * | 1979-10-09 | 1981-02-03 | Rca Corporation | Phase compensated controlled oscillator |
US4485353A (en) * | 1982-05-28 | 1984-11-27 | Rca Corporation | PLL Oscillator synchronizing system with matrix for phase correction |
US4485354A (en) * | 1982-05-28 | 1984-11-27 | Rca Corporation | PLL Oscillator synchronizing system with DC control of free-running frequency |
-
1984
- 1984-10-31 US US06/666,835 patent/US4611239A/en not_active Expired - Lifetime
-
1985
- 1985-10-30 JP JP60245283A patent/JPS61108280A/ja active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US4611239A (en) | 1986-09-09 |
JPS61108280A (ja) | 1986-05-26 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |