JP2001326534A - 復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 高精度な外付の抵抗やコイル、キャパシタ等
の部品を用いること無く、素子の絶対値ばらつきと温度
特性に対して一定なレベルを有するＦＭ復調信号を生成
できるＦＭ復調回路を提供する。 【解決手段】 乗算回路１１およびループフィルタ１２
からなる位相比較回路においてＦＭ信号Ｓinと信号Ｓ13
の位相差に応じたレベルの信号Ｓ12a を出力し、この信
号Ｓ12a のレベルならびに回路素子の絶対値ばらつきお
よび温度特性に応じた周波数の信号Ｓ13をＶＣＯ１３で
生成する。また、信号Ｓ12a の時間的平均値に応じたレ
ベルを有する補償信号Ｓ15を補償信号生成回路１５で生
成する。増幅回路１６は、上記回路素子の絶対値ばらつ
きおよび温度特性による信号Ｓ12aのレベルの変動を相
殺する増幅率を上記補償信号Ｓ15に応じて設定し、信号
Ｓ12a を上記増幅率で増幅したＦＭ復調信号Ｓout を出
力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、所定の搬送波周波
数で周波数を変調されている信号を復調する復調回路に
関し、特にＰＬＬ方式の復調回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】テレビジョン放送の音声信号を伝送する
方式として、一般的に周波数変調（ＦＭ）方式が用いら
れている。

【０００３】ＦＭ方式で伝送される信号は、搬送波周波
数を中心にした周波数の時間的な変移に変換される。Ｆ
Ｍ方式は、信号を搬送波の振幅の時間的な変移に変換し
て伝送する振幅変調（ＡＭ）方式に比べてＳ／Ｎ比が大
きいので、音声信号の伝送に用いた場合、ＡＭ方式に比
べて音質の優れた信号を再生できる特徴がある。

【０００４】図３は、テレビジョン受信機の音声受信回
路の構成を示すブロック図である。図３において、１は
ＦＭ復調回路を、２はアンテナを、３はチューナーを、
４は中間周波増幅回路を、５は映像検波回路を、６は音
声中間周波数変換回路を、７は音声多重復調回路を、８
は低周波増幅回路を、９ａおよび９ｂはスピーカーをそ
れぞれ示す。

【０００５】アンテナ２は、図示しない放送局から送ら
れてくる電波信号を受信して電気信号に変換し、チュー
ナー３に出力する。チューナー３は、アンテナ２から入
力される電気信号から、指定されたチャンネルの信号を
取り出して増幅し、映像信号および音声信号を中間周波
数に変換して中間周波増幅回路４に出力する。中間周波
増幅回路４は、チューナー３で中間周波数に変換された
映像中間周波信号および音声中間周波信号を増幅し、増
幅された映像中間周波信号を映像検波回路５に、音声中
間周波信号を音声中間周波数変換回路６にそれぞれ出力
する。映像検波回路５は、中間周波増幅回路４で増幅さ
れた映像中間周波信号をコンポジット画像信号Ｓ５に変
換して、図示しない映像増幅回路に出力する。音声中間
周波数変換回路６は、中間周波増幅回路４から出力され
た音声中間周波信号をさらに周波数変換し、ＦＭ復調回
路１に出力する。ＦＭ復調回路１は、音声中間周波数変
換回路６から入力されたＦＭ変調信号から音声信号を復
調し、音声多重復調回路７に出力する。音声多重復調回
路７は、ＦＭ復調回路１で復調された信号からステレオ
放送時の左右の音声信号あるいは２音声放送時の主／副
音声信号を取り出して、低周波増幅回路８に出力する。
低周波増幅回路８は、音声多重復調回路７から出力され
た左右の音声信号あるいは主／副音声信号を増幅して、
スピーカー９ａおよび９ｂに出力する。スピーカー９ａ
および９ｂは、低周波増幅回路８で増幅された左右の音
声信号あるいは主／副音声信号を音波に変換する。

【０００６】上述した構成を有するカラーテレビジョン
受信機の音声受信回路の動作を説明する。

【０００７】図示しない放送局から送られてきた電波信
号は、アンテナ２に受信されて電気信号に変換され、チ
ューナー３に出力される。チューナー３に入力された電
気信号は、指定されたチャンネルの信号が取り出されて
増幅され、映像中間周波信号および音声中間周波信号に
周波数変換されて、中間周波増幅回路４に出力される。
日本の一般的なカラーテレビジョン受信機では、映像中
間周波信号が５８．７５ＭＨｚ、音声中間周波信号が５
４．２５ＭＨｚなる搬送波周波数を有している。

【０００８】中間周波増幅回路４に入力された映像中間
周波信号および音声中間周波信号は、それぞれフィルタ
ーによって弁別されて増幅された後、映像中間周波信号
は映像検波回路５に、音声中間周波信号は音声中間周波
数変換回路６にそれぞれ出力される。映像検波回路５に
出力された映像中間周波信号は、コンポジット画像信号
Ｓ５に復調されて、図示しない映像増幅回路に出力され
る。

【０００９】音声中間周波数変換回路６に入力された音
声中間周波信号は、さらに周波数を変換される。日本の
一般的なカラーテレビジョン受信機では、映像中間周波
信号の周波数５８．７５ＭＨｚと音声中間周波信号の周
波数５４．２５ＭＨｚとの差である４．５ＭＨｚの周波
数に変換される。周波数変換された後の信号は、振幅の
変動成分が除去されたあと、ＦＭ復調回路１に出力され
る。

【００１０】４．５ＭＨｚの周波数に変換されたＦＭ信
号は、ＦＭ復調回路１で音声帯域の信号に復調されて、
音声多重復調回路７に出力される。

【００１１】ＦＭ復調回路１で復調された音声帯域の信
号には、主音声信号のほかに、副音声信号が周波数変調
されたＦＭ信号や、制御信号が周波数変調されたＦＭ信
号が多重化されている。これらのＦＭ信号は音声多重復
調回路７で復調され、主音声信号とともに、ステレオ放
送時の左右の音声信号あるいは２音声放送時の主／副音
声信号として、低周波増幅回路８に出力される。低周波
増幅回路８に入力された音声信号はここで増幅され、ス
ピーカー９ａおよび９ｂにおいて音声に再生される。

【００１２】ところで、上述したカラーテレビジョン受
像機の音声受信回路において、ＦＭ復調回路１には幾つ
かの方式がある。クアドラチュア方式と呼ばれるＦＭ復
調回路では、ＬＣフィルタやセラミックフィルタによっ
て周波数が４．５ＭＨｚの時に位相を９０°シフトさせ
たＦＭ信号と、位相をシフトさせない元のＦＭ信号を乗
算回路で乗算し、そのあと搬送波による高周波成分を除
去することによって、ＦＭ復調信号を得ている。

【００１３】また、ＰＬＬ方式と呼ばれるＦＭ復調回路
では、位相同期ループ（Phase Locked Loop ）の基本構
成をそのまま用いることにより、ＦＭ復調信号を得てい
る。図４は、ＰＬＬ方式によるＦＭ復調回路の基本構成
を示すブロック図である。図４において、１１は乗算回
路を、１２はループフィルタを、１３は電圧制御発振回
路（ＶＣＯ）をそれぞれ示す。また、Ｓ１１は乗算回路
の出力信号を、Ｓ１２はループフィルタの出力信号を、
Ｓ１３はＶＣＯの出力信号をそれぞれ示す。

【００１４】乗算回路１１は、ＦＭ信号ＳinとＶＣＯ１
３の出力信号Ｓ１３を乗算し、乗算の結果の信号Ｓ１１
をループフィルタ１２に出力している。ループフィルタ
１２は、乗算回路１１の出力信号Ｓ１１から搬送波によ
る高周波成分を除去した信号Ｓ１２をＶＣＯ１３に帰還
している。ＶＣＯ１３は、ループフィルタ１２の出力信
号Ｓ１２の振幅に応じた周波数の信号１３を乗算回路１
１に出力する。

【００１５】図４に示すＦＭ復調回路の基本構成はＰＬ
Ｌの基本構成と同じなので、ＶＣＯ１３の出力する信号
Ｓ１３の周波数はＦＭ信号Ｓinの周波数に追従して変化
する。もしＰＬＬが正常に動作しており、ＦＭ信号Ｓin
と信号Ｓ１３の位相がロックしているなら、ＶＣＯ１３
の制御電圧の振幅はＦＭ信号Ｓinの周波数の時間的な変
移に追従して振動していなくてはならない。さらに、Ｆ
Ｍ信号Ｓinの周波数の時間的な変移は、周波数変調され
る前の元信号に等しい。したがって、ＶＣＯ１３の制御
電圧Ｓ１２からＦＭ復調信号を得ることができる。

【００１６】ところで、日本で採用されているテレビジ
ョンの放送方式では、ＦＭ復調回路１に入力されるＦＭ
信号の周波数変移の範囲が４．５ＭＨｚ±２５ｋＨｚと
定められており、中心周波数４．５ＭＨｚに対する周波
数の可変範囲は著しく小さい。このことは、図４に示す
ＰＬＬ方式のＦＭ復調回路において、信号Ｓ１２の直流
レベルに対するＦＭ復調信号の振幅が著しく小さいこと
を意味し、ＶＣＯ１３の電圧対周波数の変換特性が僅か
に変動しても、ＦＭ復調信号の振幅に大きな変動をもた
らすことになる。

【００１７】したがって、電圧対周波数の変換特性が抵
抗値と容量値によって決まる、例えば図５に示すような
マルチバイブレータによるＶＣＯをＦＭ復調回路に用い
た場合、抵抗値と容量値の温度特性や絶対値ばらつきが
ＦＭ復調信号の振幅にばらつきをもたらすことになる。

【００１８】図５は、抵抗とキャパシタからなる一般的
なマルチバイブレータによるＶＣＯの回路図である。図
５において、Ｄ１３１，１３２はダイオードを、Ｑ１３
１〜Ｑ１３８はｎｐｎ型トランジスタを、Ｒ１３１〜Ｒ
１３６は抵抗を、Ｃ１３１はキャパシタを、Ｉ１３１〜
Ｉ１３３は電流源を、Ｕ１３１は差動増幅回路をそれぞ
れ示している。またＶccは電源電圧を示している。

【００１９】以下に、図５に示すＶＣＯの接続関係につ
いて説明する。

【００２０】ｎｐｎ型トランジスタＱ１３３，Ｑ１３４
のベースは共に信号Ｓ１２を受けており、エミッタはそ
れぞれ抵抗値の等しい抵抗Ｒ１３３，Ｒ１３４を介して
接地電位に接続されている。また、ｎｐｎ型トランジス
タＱ１３３，Ｑ１３４のコレクタはそれぞれｎｐｎ型ト
ランジスタＱ１３１，Ｑ１３２のエミッタに接続されて
いる。さらに、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３３，Ｑ１３
４のコレクタの端子間にはキャパシタＣ１３１が接続さ
れている。

【００２１】ｎｐｎ型トランジスタＱ１３１，Ｑ１３２
のコレクタは、それぞれ抵抗Ｒ１３１，Ｒ１３２を介し
て電源電圧ＶCCに接続されている。また、抵抗Ｒ１３
１，Ｒ１３２にはダイオードＤ１３１，Ｄ１３２がそれ
ぞれ並列に、電源電圧ＶCCがアノード側になる方向で接
続されている。

【００２２】ｎｐｎ型トランジスタＱ１３７，Ｑ１３８
のコレクタは、それぞれｎｐｎ型トランジスタＱ１３
１，Ｑ１３２のベースに接続されており、また、それぞ
れ抵抗Ｒ１３５，Ｒ１３６を介して電源電圧ＶCCに接続
されている。さらに、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３７，
Ｑ１３８のコレクタ間の電圧は、差動増幅回路Ｕ１３１
で増幅され、信号Ｓ１３として出力されている。ｎｐｎ
型トランジスタＱ１３７，Ｑ１３８のエミッタは互いに
接続され、その接続点と接地電位の間には、電流源Ｉ１
３３が接続されている。

【００２３】ｎｐｎ型トランジスタＱ１３５，Ｑ１３６
のベースは、それぞれｎｐｎ型トランジスタＱ１３１，
Ｑ１３２のコレクタに接続されている。また、ｎｐｎ型
トランジスタＱ１３５，Ｑ１３６のコレクタは電源電圧
ＶCCに接続されている。さらに、ｎｐｎ型トランジスタ
Ｑ１３５，Ｑ１３６のエミッタと接地電位の間には、そ
れぞれ電流源Ｉ１３１，Ｉ１３２が接続されている。

【００２４】次に、以上に説明した構成を有するＶＣＯ
の動作を説明する。

【００２５】初期状態として、ｎｐｎ型トランジスタＱ
１３１がオン、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３２がオフの
状態になっていると仮定する。このとき、ｎｐｎ型トラ
ンジスタＱ１３１およびｎｐｎ型トランジスタＱ１３２
のコレクタ電圧は、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３５およ
びｎｐｎ型トランジスタＱ１３６によるエミッタフォロ
ア回路を介してｎｐｎ型トランジスタＱ１３７およびｎ
ｐｎ型トランジスタＱ１３８のベースにそれぞれ伝達さ
れる。ｎｐｎ型トランジスタＱ１３７およびｎｐｎ型ト
ランジスタＱ１３８は差動増幅回路を構成しており、ベ
ース電圧の大きさによっていずれか一方がオンになる。
この場合、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３６のエミッタ電
圧がｎｐｎ型トランジスタＱ１３５のエミッタ電圧に比
べて高いので、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３８がオンに
なり、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３７はオフになる。す
ると、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３１のベース電圧がｎ
ｐｎ型トランジスタＱ１３２のベース電圧に比べて高く
なるので、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３１がオンになり
ｎｐｎ型トランジスタＱ１３２がオフになる。これは、
最初に仮定した初期状態に等しい。

【００２６】ところで、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３１
がオンの状態になっていると、電源電圧Ｖccからダイオ
ードＤ１３１を介してキャパシタＣ１３１に電流が流れ
る。一方、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３３およびｎｐｎ
型トランジスタＱ１３４は、信号Ｓ１２に与えられる電
圧に応じた大きさの等しい電流Ｉo を流す定電流源を構
成しており、電源電圧ＶccからダイオードＤ１３１を介
して流れる電流の大きさは、この定電流源によって制限
される。したがって、キャパシタＣ１３１は一定の電流
Ｉo で充電される。

【００２７】キャパシタＣ１３１が充電されることによ
りｎｐｎ型トランジスタＱ１３１のコレクタ電圧が上昇
すると、これに応じてｎｐｎ型トランジスタＱ１３７の
ベース電圧も上昇する。そして、ｎｐｎ型トランジスタ
Ｑ１３７のベース電圧がｎｐｎ型トランジスタＱ１３８
のベース電圧より高くなると、ｎｐｎ型トランジスタＱ
１３７がオン、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３８がオフに
転ずる。これにより、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３２が
オン、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３１がオフの状態に移
行する。

【００２８】このため、キャパシタＣ１３１に蓄積され
た電荷は、電源電圧ＶccからダイオードＤ１３２を介し
て流れる電流Ｉo によって放電され、今度は逆方向に充
電されて、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３６およびＱ１３
８のベース電圧が上昇する。そして、ｎｐｎ型トランジ
スタＱ１３８のベース電圧がｎｐｎ型トランジスタＱ１
３７のベース電圧より高くなると、ｎｐｎ型トランジス
タＱ１３８がオン、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３７がオ
フに転じ、これにより、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３１
がオン、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３２がオフの初期状
態に戻る。以上の動作を繰り返すことにより、差動増幅
回路Ｕ１３１の出力Ｓ１３には一定の周波数の信号が発
生する。

【００２９】図６は、キャパシタＣ１３１の電圧波形を
示す図である。図６において、縦軸はキャパシタＣ１３
１の電圧を、横軸は時間をそれぞれ示している。またＶ
o はキャパシタＣ１３１の電圧波形の振幅を、Ｔo はキ
ャパシタＣ１３１の電圧波形の周期をそれぞれ示してい
る。図６に示すように、キャパシタＣ１３１は一定の電
流Ｉo によって充電されるので、キャパシタＣ１３１の
電圧波形は三角波状になる。

【００３０】キャパシタＣ１３１の容量値をＣo とする
と、以下の式が成立する。 Ｉo ＊Ｔo ／２ ＝ Ｃo ＊Ｖo ・・・・・・・・（１） また、三角波の発振周波数をｆo とすると、ｆo ＝１／
Ｔo なので以下の式が成り立つ。 ｆo ＝ Ｉo ／（２＊Ｃo ＊Ｖo ）・・・・（２） Ｉo ＝ ２＊Ｃo ＊Ｖo ＊ｆo ・・・・・（３）

【００３１】式（２）、式（３）から分かるように、発
振周波数ｆo とキャパシタＣ１３１の充電電流Ｉo の関
係にはキャパシタＣ１３１の容量値Ｃo が関与してい
る。したがって、容量値Ｃo の絶対値ばらつきと温度特
性がそのまま発振周波数ｆo に変動を与える要因にな
る。

【００３２】また、キャパシタＣ１３１の充電電流Ｉo
と信号Ｓ１２の電圧は比例関係にないので、電流値に比
例した電圧で制御するためには電圧−電流変換回路を入
力側に追加する必要がある。この場合、電圧−電流変換
回路に用いる抵抗の絶対値ばらつきと温度特性も発振周
波数ｆo に変動を与える要因になる。仮に、上述した電
圧−電流変換回路の入力電圧をＶ１、出力電流をＩo 、
電圧−電流変換回路に用いる抵抗をＲint とおけば、式
（３）は以下のようになる。 Ｖ１ ＝ Ｉo ＊Ｒint = 2*Co ＊Ｖo ＊ｆo ＊Ｒint ・・・（４）

【００３３】式（４）より、図５に示すＶＣＯの電圧対
発振周波数の特性は、回路の抵抗値や容量値の変動に影
響を受けることがわかる。一般的に、ＩＣ上に形成した
キャパシタや抵抗は素子ごとの値のばらつきが大きいた
め、後段に接続する回路に適切なレベルの信号を供給す
るための調整が必要になる。また、温度による変動が大
きいため、図５に示すようなマルチバイブレータによる
ＶＣＯをＦＭ復調回路に使用すると、ＦＭ復調信号の振
幅は温度に応じて大きく変動してしまうことになる。

【００３４】こうした不具合を解消するために、例えば
「日本国特許公報第２８２００６９号」に示されている
ような、素子の絶対値ばらつきと温度特性によるＦＭ復
調信号の出力レベルのばらつきを改善したＦＭ復調回路
が知られている。

【００３５】図７は、素子の絶対値ばらつきや温度特性
によるＦＭ復調信号の出力レベルのばらつきを改善した
従来のＦＭ復調回路を示す回路図である。図４と図７の
同一の符号は同一の内容を示す。その他、１４は温度補
償増幅回路を、１４１は増幅器を、１４２はデエンファ
シスフィルタを、１４３，１４４は基準電流発生回路
を、Ｒ１４１，Ｒ１４２は抵抗をそれぞれ示す。

【００３６】増幅器１４１は、ループフィルタの出力信
号Ｓ１２、基準電流発生回路１４３および１４４による
電流ｉ１およびｉ２を受けて、信号Ｓ１２に電流ｉ１お
よびｉ２で決まる増幅率を乗じた出力信号を生成し、デ
エンファシスフィルタ１４２に出力する。デエンファシ
スフィルタ１４２は、増幅器１４１の出力信号、基準電
流発生回路１４３および１４４による電流ｉ１およびｉ
２を受けて、増幅器１４１の出力信号に対し、電流ｉ１
およびｉ２で決まるカットオフ周波数から上の高周波帯
域の信号レベルを減衰させた出力信号を生成し、ＦＭ復
調信号Ｓout として出力する。基準電流発生回路１４３
は、ＩＣ内部の抵抗Ｒ１４１で決まる大きさの電流ｉ１
を、増幅器１４１およびデエンファシスフィルタ１４２
に出力する。基準電流発生回路１４４は、ＩＣ外部の抵
抗Ｒ１４２で決まる大きさの電流ｉ２を、増幅器１４１
およびデエンファシスフィルタ１４２に出力する。

【００３７】図７に示すＦＭ復調回路は、図４の基本構
成に加えて、温度補償増幅回路１４を設けたことに特徴
がある。以下に温度補償増幅回路１４の動作を説明す
る。

【００３８】増幅器１４１は、基準電流発生回路１４３
および１４４による２つの電流ｉ１およびｉ２によっ
て、以下の式に示すような増幅率Ａｖを有している。 Ａｖ ＝ （ＲL ／Ｒe ）＊（ｉ１／（２＊ｉ２））・・・（５） ただし、ＲL ，Ｒe はいずれもＩＣ内部の抵抗の抵抗値
を表す。また、ｉ１、ｉ２は基準電圧源Ｖref および抵
抗Ｒ１４１，Ｒ１４２の抵抗値ＲＲｉ，Ｒｘに対して以
下の関係を有している。 ｉ１ ＝ Ｖref ／ＲＲｉ・・・・（６） ｉ２ ＝ Ｖref ／Ｒｘ・・・・・（７） 式（６）、式（７）を式（５）に代入すると、増幅率Ａ
ｖは以下のようになる。 Ａｖ ＝ （ＲL ／Ｒe ）＊（Ｒｘ／（２＊ＲＲｉ））・・・・（８） よって、増幅器１４１の出力レベルＶAvは式（４）を用
いると以下のようになる。 ＶAv ＝ （ＲL ／Ｒe ）＊（Ｒint ／ＲＲｉ）＊Ｒｘ＊Ｃo ＊Ｖo ＊ｆo ・・・・（９） 上式から、増幅器１４１の出力レベルＶAvは内部抵抗Ｒ
L とＲe 、Ｒint とＲＲｉの相対比に依存することが分
かる。

【００３９】同一ＩＣの内部に形成した抵抗の温度係数
や抵抗値のばらつきは良く一致しているので、内部抵抗
の相対比に係る項が出力レベルＶAvの精度に与える影響
は小さい。したがって、増幅器１４１の出力レベルＶAv
の精度はＩＣ外部の抵抗ＲｘとＩＣ内部のキャパシタＣ
o の精度に影響される。さらに、キャパシタＣo の精度
による増幅器１４１の出力レベルＶAvのばらつきは、デ
エンファシスフィルタ１４２において、高周波帯域の信
号を減衰させるキャパシタの精度によるばらつきと相殺
される。このため、デエンファシスフィルタ１４２から
出力されるＦＭ復調信号Ｓout レベルの精度は、ＩＣ外
部の抵抗Ｒｘの精度にもっとも影響されることになる。
ＩＣの外部に付加する抵抗の精度はＩＣ内部の抵抗の精
度に比べて高くできるので、ＦＭ復調信号Ｓout レベル
の精度は改善される。

【００４０】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来のＰＬＬ
方式によるＦＭ復調回路によれば、例えばクアドラチュ
ア方式によるＦＭ復調回路で位相のシフトに必要となる
ＬＣフィルタやセラミックフィルタのような高価な外付
け部品を無くし、比較的安価な外付けの高精度な抵抗に
置き変えることで温度係数や素子ごとの値のばらつきに
よる出力レベルのばらつきを抑えることができるので、
出力レベルが無調整化されたＦＭ復調回路を、安いコス
トで製造できる利点がある。しかし、このような外付け
部品は、部品代のコストや部品実装に要するコストを押
し上げる原因となり、また実装のための面積を必要とす
ることから装置の小型化を阻害する原因ともなるので、
極力これを無くすことが望まれる。

【００４１】本発明はかかる事情に鑑みてなされたもの
であり、その目的は、抵抗やキャパシタなどの回路素子
の素子値のばらつきや温度特性による出力信号レベルの
ばらつきを抑止できるＦＭ復調回路を提供することにあ
る。

【００４２】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明では、所定の搬送波周波数で周波数を変調さ
れている変調信号および第１の信号を受けて、上記変調
信号と上記第１の信号の位相差に応じたレベルを有する
第１の復調信号を生成する位相比較回路と、所定の回路
素子を含み、上記第１の復調信号を受けて、上記第１の
復調信号のレベルおよび上記回路素子の素子値に応じた
周波数を有する上記第１の信号を生成する発振回路と、
上記第１の復調信号の時間的平均値に応じたレベルを有
する補償信号を生成する補償信号生成回路と、上記第１
の復調信号および上記補償信号を受けて、上記補償信号
のレベルに応じて、上記回路素子の素子値の変化による
上記第１の復調信号のレベルの変化を相殺する増幅率を
設定し、上記増幅率をもって上記第１の復調信号を増幅
した第２の復調信号を生成する増幅回路とを有してい
る。

【００４３】本発明では、上記発振回路は、キャパシタ
と、上記キャパシタの電圧が定められた第１のしきい値
より大きいとき上記キャパシタを放電し、上記第１のし
きい値より小さい定められた第２のしきい値より小さい
とき上記キャパシタを充電し、出力電流が上記第１の復
調信号に応じたレベルを有する第１の電流源とを含み、
上記キャパシタの充放電に同期した上記第１の信号を生
成している。

【００４４】本発明では、上記第１の電流源は、上記第
１の電流源の出力電流を検出する第１の電流検出抵抗
と、上記第１の電流検出抵抗の電圧が上記第１の復調信
号に応じたレベルを有するように上記第１の電流源の出
力電流を制御する第１の電流制御回路とを含んでいる。

【００４５】本発明では、上記増幅回路は、それぞれの
エミッタを接続された第１のトランジシタおよび第２の
トランジスタと、それぞれのエミッタを接続された第３
のトランジシタおよび第４のトランジスタと、第１のト
ランジシタおよび第２のトランジスタのエミッタ電流の
和が、上記補償信号に応じたレベルを有するように制御
する第２の電流源と、第３のトランジシタおよび第４の
トランジスタのエミッタ電流の和が、所定の電流となる
ように制御する第３の電流源とを含み、上記第１のトラ
ンジスタは、ベースに上記第４のトランジスタのベース
を接続され、コレクタに上記第１の復調信号に応じたレ
ベルを有する電流を入力され、上記第２のトランジスタ
は、ベースに上記第３のトランジスタのベースを接続さ
れ、上記第２の復調信号が上記第４のトランジスタのコ
レクタから出力される電流に応じたレベルを有してい
る。

【００４６】本発明では、上記第２の電流源は、上記第
２の電流源の出力電流を検出する第２の電流検出抵抗
と、上記第２の電流検出抵抗の電圧が上記補償信号に応
じたレベルを有するように上記第２の電流源の出力電流
を制御する第２の電流制御回路とを含んでいる。また、
本発明では、上記第３の電流源は、上記第３の電流源の
出力電流を検出する第３の電流検出抵抗と、上記第３の
電流検出抵抗の電圧が所定の電圧になるように上記第３
の電流源の出力電流を制御する第３の電流制御回路とを
含んでいる。

【００４７】本発明よれば、上記変調信号は、上記位相
比較回路において上記第１の信号との位相差を検出さ
れ、位相差に応じたレベルの上記第１の復調信号に変換
されて、上記発振回路、上記補償信号生成回路および上
記増幅回路に出力される。上記発振回路に入力された上
記第１の復調信号は、上記第１の復調信号のレベルに応
じた周波数を有する上記第１の信号に変換される。この
第１の信号の周波数は、上記発振回路が有する回路素子
の素子値の変化に応じて変化する。上記発振回路におい
て生成された上記第１の信号は上記位相比較回路に帰還
される。負帰還の働きにより、上記第１の信号の位相は
上記変調信号の位相と一致するように制御される。上記
補償信号生成回路に入力された上記第１の復調信号は、
上記第１の復調信号の時間的平均値に応じたレベルを有
する上記補償信号に変換されて上記増幅回路に出力され
る。上記増幅回路の増幅率は、上記回路素子の素子値の
変化による上記第１の復調信号のレベルの変化を相殺す
るように、上記補償信号のレベルに応じて設定される。
そして、上記増幅回路に入力された上記第１の復調信号
は、上記増幅率をもって増幅されたレベルを有する上記
第２の復調信号に変換されて出力される。

【００４８】本発明によれば、上記発振回路に入力され
た上記第１の復調信号は、上記第１の電流源において上
記第１の復調信号に応じたレベルの電流に変換される。
当該電流によって上記キャパシタは充電または放電され
る。充電と放電の切換は上記キャパシタの電圧に応じて
なされ、上記キャパシタの電圧が定められた上記第１の
しきい値より大きいとき上記キャパシタは放電され、上
記第２のしきい値より小さいとき上記キャパシタは充電
される。上記第１のしきい値は上記第２のしきい値より
大きいので、上記キャパシタは充電と放電を繰り返され
る。そして、上記キャパシタのかかる充放電に同期した
上記第１の信号が、上記発振回路において生成される。

【００４９】本発明によれば、上記第１の電流制御回路
によって上記第１の復調信号と上記第１の電流源の出力
電流を検出する第１の電流検出抵抗の電圧が比較され、
第１の電流検出抵抗の電圧が上記第１の復調信号に応じ
たレベルになるように、上記第１の電流源の出力電流が
制御される。

【００５０】本発明によれば、第１のトランジシタおよ
び第２のトランジスタのエミッタ電流の和が、上記補償
信号に応じたレベルを有するように上記第２の電流源に
よって制御されている。また、第３のトランジシタおよ
び第４のトランジスタのエミッタ電流の和が、所定の電
流となるように第３の電流源によって制御されている。
また、第１のトランジスタのベース−エミッタ間電圧と
第２のトランジスタのベース−エミッタ間電圧の差は、
第４のトランジスタのベース−エミッタ間電圧と第３の
トランジスタのベース−エミッタ間電圧の差と等しい。
これにより、第１のトランジシタのコレクタに入力され
る電流と第４のトランジスタから出力される電流の比
は、上記第２の電流源による電流と上記第３の電流源に
よる電流の比に等しくなる。したがって、上記第１の復
調信号は、上記第３の電流源に比例し上記補償信号に反
比例する増幅率に応じたレベルを有する上記第２の復調
信号に変換される。

【００５１】本発明によれば、上記第２の電流制御回路
によって上記補償信号と上記第２の電流源の出力電流を
検出する第２の電流検出抵抗の電圧が比較され、第２の
電流検出抵抗の電圧が上記補償信号に応じたレベルを有
するように、上記第２の電流源の出力電流が制御され
る。また、本発明によれば、上記第３の電流制御回路に
よって上記第３の電流源の出力電流を検出する第３の電
流検出抵抗の電圧と所定の電圧が比較され、第３の電流
検出抵抗の電圧と上記所定の電圧が一致するように、上
記第３の電流源の出力電流が制御される。

【００５２】

【発明の実施の形態】図１は、本発明に係るＦＭ復調回
路の実施形態を示す回路図である。図４と図１の同一の
符号は同一の内容を表している。その他、１５は補償信
号生成回路を、１６は増幅回路を、Ｃ１５１はキャパシ
タを、Ｒ１２１〜Ｒ１５３は抵抗を、Ｉ１２１は電流源
を、Ｑ１２１，Ｑ１５１はｎｐｎ型トランジスタを、Ｕ
１２１は電流出力型アンプを、Ｕ１５１はバッファアン
プを、Ｕ１２２，Ｕ１５２は演算増幅回路をそれぞれ示
す。また、Ｓ１２ａは電流出力型アンプＵ１２１の出力
信号を、Ｓ１２ｂは演算増幅回路Ｕ１２２の出力信号
を、Ｓ１５は補償信号生成回路の出力信号をそれぞれ示
している。

【００５３】図１に示すＦＭ復調回路の構成と接続関係
について説明する。なお、図４に示すＦＭ復調回路との
同一部分については説明を省略する。

【００５４】電流出力型アンプＵ１２１は、ループフィ
ルタ１２の出力信号Ｓ１２を受けて、抵抗Ｒ１２１と電
流源Ｉ１２１の接続点に電流を流している。また、この
接続点から増幅回路１６およびバッファアンプＵ１５１
の入力に、信号Ｓ１２ａが出力されている。抵抗Ｒ１２
１は、電流出力型アンプＵ１２１の出力および電流源Ｉ
１２１の接続点に、電源電圧Ｖccからの電流を流してい
る。電流源Ｉ１２１は、抵抗Ｒ１２１および電流出力型
アンプＵ１２１の出力の接続点から接地電位に、一定の
電流を流している。

【００５５】演算増幅器Ｕ１２２は、負側入力端子に電
流出力型アンプＵ１２１の出力の電圧を受けており、正
側入力端子に抵抗Ｒ１２２およびｎｐｎ型トランジスタ
Ｑ１２１のコレクタの接続点の電圧を受けている。ま
た、出力はｎｐｎ型トランジスタＱ１２１のベースに電
流を出力している。ｎｐｎ型トランジスタＱ１２１は、
電源電圧Ｖccから抵抗Ｒ１２２を介しコレクタに受けた
電流を、エミッタから抵抗Ｒ１２３を介し接地電位に流
している。また、ベースは演算増幅器Ｕ１２２の出力か
ら電流を入力されている。

【００５６】バッファアンプＵ１５１は、信号Ｓ１２ａ
を受けて、抵抗Ｒ１５１とキャパシタＣ１５１が構成す
る低域通過フィルタを介し、演算増幅器Ｕ１５２の負側
入力端子に信号を出力している。抵抗Ｒ１５１は、バッ
ファアンプＵ１５１から受けた高周波の電流を、キャパ
シタＣ１５１を介して接地電位に流している。演算増幅
器Ｕ１５２は、負側入力端子に抵抗Ｒ１５１を介してバ
ッファアンプＵ１５１からの信号を受けており、正側入
力端子に抵抗Ｒ１５２およびｎｐｎ型トランジスタＱ１
５１のコレクタの接続点の電圧を受けている。また、出
力はｎｐｎ型トランジスタＱ１５１のベースに電流を出
力するとともに、補償信号Ｓ１５を増幅回路１６に出力
している。ｎｐｎ型トランジスタＱ１５１は、電源電圧
Ｖccから抵抗Ｒ１５２を介してコレクタに受けた電流
を、エミッタから抵抗Ｒ１５３を介して接地電位に流し
ている。また、ベースは演算増幅器Ｕ１５２の出力から
電流を入力されている。

【００５７】増幅回路１６は、電流出力型アンプＵ１２
１による信号Ｓ１２ａおよび演算増幅器Ｕ１５２による
補償信号Ｓ１５を受けて、ＦＭ復調信号Ｓout を出力し
ている。この増幅回路１６は、具体的には図２に示す回
路を有している。

【００５８】図２は、本発明に係るＦＭ復調回路の増幅
回路１６を示す回路図である。図２において、Ｒ１〜Ｒ
４は抵抗を、Ｖref1〜Ｖref3は電圧源を、Ｑ１〜Ｑ６は
ｎｐｎ型トランジスタを、Ｑ７〜Ｑ１０はｐｎｐ型トラ
ンジスタを、Ｕ１，Ｕ３は演算増幅回路を、Ｕ２は電流
出力型差動アンプをそれぞれ示す。

【００５９】ｎｐｎ型トランジスタＱ１とｎｐｎ型トラ
ンジスタ型Ｑ２のエミッタ同志が接続されており、また
ｎｐｎ型トランジスタＱ３とｎｐｎ型トランジスタＱ４
のエミッタ同志が接続されている。ｎｐｎ型トランジス
タＱ２とｎｐｎ型トランジスタ型Ｑ３のベース同志が接
続されており、またｎｐｎ型トランジスタＱ１とｎｐｎ
型トランジスタＱ４のベース同志が接続されている。

【００６０】ｎｐｎ型トランジスタＱ１のベースおよび
コレクタとｎｐｎ型トランジスタＱ４のベースには、抵
抗Ｒ１を介して信号Ｓ１２ａが入力されている。ｎｐｎ
型トランジスタＱ２とｎｐｎ型トランジスタ型Ｑ３のベ
ースには、電流出力型差動アンプＵ２による電流が入力
されている。その電流出力型差動アンプＵ２は、正側入
力端子にｎｐｎ型トランジスタＱ４のベース電圧を、負
側入力端子に電圧源Ｖref2による電圧をそれぞれ受けて
いる。

【００６１】ｎｐｎ型トランジスタＱ１およびＱ２のエ
ミッタ電流は、ｎｐｎ型トランジスタＱ６のコレクタか
らエミッタを通り、抵抗Ｒ４を介して接地電位に流れ
る。そのｎｐｎ型トランジスタＱ６は、ベースに補償信
号Ｓ１５を受けている。ｎｐｎ型トランジスタＱ３およ
びＱ４のエミッタ電流は、ｎｐｎ型トランジスタＱ５の
コレクタからエミッタを通り、抵抗Ｒ３を介して接地電
位に流れる。そのｎｐｎ型トランジスタＱ５は、ベース
に演算増幅回路Ｕ３の出力を受けている。演算増幅回路
Ｕ３は、正側入力端子に電圧源Ｖref3による電圧を受
け、負側入力端子にｎｐｎ型トランジスタＱ５のエミッ
タ電圧を受けている。

【００６２】ｐｎｐ型トランジスタＱ７とｐｎｐ型トラ
ンジスタＱ８のベース同志が接続されており、コレクタ
は電源電圧Ｖccに接続されている。ｐｎｐ型トランジス
タＱ７のコレクタはｎｐｎ型トランジスタＱ１のコレク
タに接続されており、ｐｎｐ型トランジスタＱ８のコレ
クタとベースは、ｎｐｎ型トランジスタＱ２のコレクタ
に接続されている。ｐｎｐ型トランジスタＱ９とｐｎｐ
型トランジスタＱ１０のベース同志が接続されており、
コレクタは電源電圧Ｖccに接続されている。ｐｎｐ型ト
ランジスタＱ９のコレクタとベースはｎｐｎ型トランジ
スタＱ３のコレクタに接続されており、ｐｎｐ型トラン
ジスタＱ１０のコレクタは、ｎｐｎ型トランジスタＱ４
のコレクタに接続されている。

【００６３】演算増幅回路Ｕ１の負側入力端子には、ｐ
ｎｐ型トランジスタＱ１０のコレクタとｎｐｎ型トラン
ジスタＱ４のコレクタが接続されているとともに、演算
増幅回路Ｕ１の出力信号が抵抗Ｒ２を介して帰還されて
いる。また、正側入力端子には電圧源Ｖref1による電圧
が入力されている。演算増幅回路Ｕ１の出力から、ＦＭ
復調信号Ｓout が出力される。

【００６４】次に、上述した構成を有するＦＭ復調回路
の動作を説明する。本発明の従来方式に対する特徴は、
信号Ｓ１２の時間的平均値を用いて、ＦＭ復調信号Ｓou
t レベルの変動を補償していることにある。信号Ｓ１２
の時間的平均値は、ＶＣＯ１３の出力信号Ｓ１３がＦＭ
信号Ｓinの搬送波周波数に等しいときのループフィルタ
１２の出力値に相当する。

【００６５】ＶＣＯ１３の動作は、図５を参照して既に
説明した動作と同じであるので省略する。ただし、本実
施形態の説明においては図５の信号Ｓ１２を信号Ｓ１２
ｂに置き換える。ｎｐｎ型トランジスタＱ１２１，Ｑ１
３３，Ｑ１３４のベースには信号Ｓ１２ｂによる等しい
電圧が印加されているので、抵抗Ｒ１２３の抵抗値が抵
抗Ｒ１３３，Ｒ１３４の抵抗値と等しいとすると、抵抗
Ｒ１２３，Ｒ１３３，Ｒ１３４に流れる電流は全て等し
くなる。この電流を図１に示すようにＩo とする。

【００６６】抵抗Ｒ１２２、演算増幅回路Ｕ１２２、ｎ
ｐｎ型トランジスタＱ１２１は電圧−電流変換回路を構
成しており、演算増幅回路Ｕ１２２の負側入力端子に入
力される電圧に応じて、抵抗Ｒ１２２およびＲ１２３に
流れる電流Ｉo の大きさが制御される。すなわち、負側
入力端子の電圧が高くなると、演算増幅回路Ｕ１２２の
出力電圧は低下し、これによりｎｐｎ型トランジスタＱ
１２１のベース電圧が低下するので電流Ｉo が減少す
る。電流Ｉo が減少すると、抵抗Ｒ１２２による電圧降
下が減少するので正側入力端子の電圧が上昇し、負側入
力端子との電位差が打ち消される。逆に、負側入力端子
の電圧が低くなると、演算増幅回路Ｕ１２２の出力電圧
は上昇し、これによりｎｐｎ型トランジスタＱ１２１の
ベース電圧が上昇するので電流Ｉo が増大する。電流Ｉ
o が増大すると、抵抗Ｒ１２２による電圧降下が増大す
るので正側入力端子の電圧が低下し、負側入力端子との
電位差が打ち消される。

【００６７】上述の動作により、演算増幅回路Ｕ１２２
の正側入力端子と負側入力端子の電圧が等しくなるよう
に制御されているので、抵抗Ｒ１２１の電圧と抵抗Ｒ１
２２の電圧はほぼ等しくなる。抵抗Ｒ１２１の電圧をＶ
１、抵抗Ｒ１２２の抵抗値をＲint1とすると、式（３）
を用いることにより電圧Ｖ１は以下のようになる。 Ｖ１ ＝ Ｉo ＊Ｒint1 ＝ ２＊Ｃo ＊Ｖo ＊ｆo ＊Ｒint1・・・（１０） 上式は式（４）と形式的に等しくなる。

【００６８】バッファアンプＵ１５１の入力インピーダ
ンスは高いので、電流出力型アンプＵ１２１による電流
はこの入力に流れず、またバッファアンプＵ１５１の出
力と入力の信号のレベルは等しくなる。バッファアンプ
Ｕ１５１を介して受けた信号Ｓ１２ａは、抵抗１５１お
よびキャパシタＣ１５１が構成する低域通過フィルタに
よって高周波成分を除去されて、直流レベルに変換され
る。

【００６９】ところで、ＦＭ信号Ｓinは搬送波周波数を
中心に周波数が変調された信号なので、この信号を復調
したＦＭ復調信号Ｓout は、搬送波周波数に相当する直
流レベルを中心に振動する信号であると考えられる。そ
こで、搬送波周波数をｆc とすると、電圧Ｖ１が低域通
過フィルタにより高周波成分を除去された直流レベルの
電圧Ｖx は、 Ｖx ＝ ２＊Ｃo ＊Ｖo ＊ｆc ＊Ｒint1・・・（１１） となる。

【００７０】式（１１）で示す電圧Ｖx は、図１に示す
ように、演算増幅回路Ｕ１５２の負側入力端子と電源電
圧Ｖccの間の電圧である。抵抗Ｒ１５２と演算増幅回路
Ｕ１５２，ｎｐｎ型トランジスタＱ１５１は既に説明し
た電圧−電流変換回路を構成しているので、抵抗Ｒ１５
２の電圧は電圧Ｖx と等しくなる。したがって、抵抗Ｒ
１５２の抵抗値をＲint2，抵抗Ｒ１５３に流れる電流を
Ｉx とすると、 Ｉx ＝ Ｖx ／Ｒint2 ＝ ２＊Ｃo ＊Ｖo ＊ｆc ＊（Ｒint1／Ｒint2）・・・（１２） となる。

【００７１】次に、増幅回路１６の動作を説明する。増
幅回路１６は、補償信号生成回路１５による補償信号Ｓ
１５によって電圧増幅率の変化する回路である。

【００７２】ｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，
Ｑ４のベース・エミッタ間電圧をそれぞれＶBE1 ，ＶBE
2 ，ＶBE3 ，ＶBE4 とすると以下の式が成り立つ。 ＶBE1 −ＶBE2 ＋ＶBE3 −ＶBE4 ＝ ０・・・・（１３） 一方、ｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の
エミッタ電流をそれぞれＩ1 ，Ｉ2 ，Ｉ3 ，Ｉ4 とする
と、おおよそ以下の関係が成り立つ。 ＶBE1 ＝ （ｋＴ／ｑ）＊ｌｎ（Ｉ1 ／ＩS ）・・・・（１４ａ） ＶBE2 ＝ （ｋＴ／ｑ）＊ｌｎ（Ｉ2 ／ＩS ）・・・・（１４ｂ） ＶBE3 ＝ （ｋＴ／ｑ）＊ｌｎ（Ｉ3 ／ＩS ）・・・・（１４ｃ） ＶBE4 ＝ （ｋＴ／ｑ）＊ｌｎ（Ｉ4 ／ＩS ）・・・・（１４ｄ） ここでｋはボルツマン定数を、Ｔは絶対温度を、ｑは電
子の電荷量を、ＩS はエミッタ・ベース接合の逆方向の
飽和電流をそれぞれ示している。式（１４ａ）〜式（１
４ｄ）を式（１３）に代入すると、 ln( Ｉ1 ／ＩS)−ln( Ｉ2 ／ＩS)＝ ln(Ｉ4 ／ＩS)−ln( Ｉ4 ／ＩS) Ｉ1 ／Ｉ2 ＝ Ｉ4 ／Ｉ3 Ｉ1 ＊Ｉ3 ＝ Ｉ4 ＊Ｉ2 ・・・・（１５） が成立する。

【００７３】ｎｐｎ型トランジスタＱ７とｎｐｎ型トラ
ンジスタＱ８のベース・エミッタ間電圧は等しいので、
ｎｐｎ型トランジスタＱ７とｎｐｎ型トランジスタＱ８
のコレクタ電流も等しくなる。したがって、ｎｐｎ型ト
ランジスタＱ７のコレクタ電流をＩ11とすると、以下の
式が成り立つ。 Ｉ2 ＝ Ｉ11・・・・（１６） 同様に、ｎｐｎ型トランジスタＱ１０のコレクタ電流Ｉ
22に対しても、以下の式が成り立つ。 Ｉ3 ＝ Ｉ22・・・・（１７）

【００７４】抵抗Ｒ１に流れる電流をＩinとすると、ｎ
ｐｎ型トランジスタＱ１およびｎｐｎ型トランジスタＱ
４のベース電流がコレクタ電流に比べて十分小さい場
合、以下の式が成り立つ。 Ｉ11 ＝ Ｉ1 −Ｉin ・・・・（１８） また、演算増幅回路Ｕ１の出力から抵抗Ｒ２を介してｎ
ｐｎ型トランジスタＱ４のコレクタに流れる電流をIout
とすると、以下の式が成り立つ。 Ｉ22 ＝ Ｉ4 −Ｉout ・・・・（１９） 式（１８）、式（１９）を式（１６）、式（１７）に代
入すると、以下の式が成り立つ。 Ｉ2 ＝ Ｉ1 −Ｉin ・・・・（２０） Ｉ3 ＝ Ｉ4 −Ｉout ・・・・（２１） 式（２０）、式（２１）を式（１５）に代入して整理す
ると、以下のようになる。 Ｉ1 ＊Ｉout ＝ Ｉ4 ＊Ｉin ・・・・（２２）

【００７５】ｎｐｎ型トランジスタＱ６のコレクタ・エ
ミッタ間には、補償信号Ｓ１５で制御された一定の電流
Ｉx が流れるので、以下の式が成り立つ。 Ｉx ＝Ｉ1 ＋Ｉ2 ・・・・（２３） 上式に式（２０）を代入して整理すると、以下のように
なる。 Ｉ1 ＝（Ｉx ＋Ｉin）／２・・・・（２４） また、演算増幅器Ｕ３、ｎｐｎ型トランジスタＱ５およ
び抵抗Ｒ３は電圧−電流変換回路を形成しており、電圧
源Ｖref3の電圧と抵抗Ｒ３の抵抗値で定まる一定の電流
ＩY がｎｐｎ型トランジスタＱ５のコレクタ・エミッタ
間に流れる。抵抗Ｒ３の抵抗値をＲint3とすると、以下
の式が成り立つ。 ＩY ＝ Ｖref3／Ｒint3 ・・・・（２５） また、電流Ｉ3 、Ｉ4 と電流ＩY の関係は以下のように
なる。 ＩY ＝Ｉ3 ＋Ｉ4 ・・・・（２６） 上式に式（２１）を代入して整理すると、以下のように
なる。 Ｉ4 ＝（ＩY ＋Ｉout ）／２・・・・（２７） 式（２４）、式（２７）を式（２２）に代入して整理す
ると、以下のようになる。 Ｉout ＝ Ｉin＊（ＩY ／Ｉx ）・・・・（２８）

【００７６】ここで、ＦＭ信号Ｓinの周波数の変化分Δ
ｆに対する信号Ｓ１２ａの変化分をΔＶ1 とすると、式
（１０）から以下の式が成り立つ。 ΔＶ1 ＝ ２＊Ｃo ＊Ｖo ＊Δｆ＊Ｒint1・・・（２９）

【００７７】また、ｎｐｎ型トランジスタＱ１のベース
電位は電流出力型差動アンプＵ２によって電圧源Ｖref2
の電圧に等しくなるように制御されている。例えばｎｐ
ｎ型トランジスタＱ１のベース電圧が電圧源Ｖref2の電
圧に比べて高くなるとｎｐｎ型トランジスタＱ２のベー
ス電流が増加して電流Ｉ2 が増加し、式（２３）の関係
から電流Ｉ1 が減少するため、ｎｐｎ型トランジスタＱ
１のベース電圧は低下する。逆に、ｎｐｎ型トランジス
タＱ１のベース電圧が電圧源Ｖref2の電圧に比べて低く
なるとｎｐｎ型トランジスタＱ２のベース電流が減少し
て電流Ｉ2 が減少し、式（２３）の関係から電流Ｉ1 が
増加するため、ｎｐｎ型トランジスタＱ１のベース電圧
は上昇する。このようにして、ｎｐｎ型トランジスタＱ
１のベース電位は電圧源Ｖref2の電圧に等しくなるよう
に制御されている。したがって、信号Ｓ１２ａの変化分
ΔＶ1 に対する電流Ｉinの変化分ΔＩinは以下のように
なる。 ΔＩin ＝ ΔＶ1 ／Ｒa ・・・（３０） ただし、Ｒa は抵抗Ｒ１の抵抗値を表す。

【００７８】電流Ｉinの変化分ΔＩinに対する電流Ｉou
t の変化分ΔＩout は式（２８）から以下のようにな
る。 ΔＩout ＝ ΔＩin＊（ＩY ／Ｉx ）・・・・（３１） また、差動増幅回路Ｕ１から出力されるＦＭ復調信号Ｓ
out の電圧をＶout として、電圧Ｖout の変化分をΔＶ
out とすると、式（３０），式（３１）からから以下の
式が成り立つ。ただし、Ｒb は抵抗Ｒ２の抵抗値を表
す。 ΔＶout ＝ ΔＩout ＊Ｒb ＝ ΔＩin＊Ｒb ＊（ＩY ／Ｉx ） ＝ ΔＶ1 ＊（Ｒb ／Ｒa ）＊（ＩY ／Ｉx ）・・・（３２） 上式に式（１２）、式（２５）、式（２９）を代入して
整理すると以下の式が成立する。 ΔＶout ＝（Ｒb/Ｒa ）＊（Ｒint2/ Ｒint3）＊（Δｆ/ ｆc ）＊Ｖref3 ・・・（３３）

【００７９】電圧ΔＶout は、ＦＭ信号Ｓinの周波数変
化分Δｆに対するＦＭ復調信号電圧Ｖout の変化分を表
しており、これはＦＭ復調信号の出力レベルと考えるこ
とができる。式（３３）から分かるように、ＦＭ復調信
号の出力レベルは抵抗やキャパシタの絶対値に依存せ
ず、抵抗の相対値や基準電圧Ｖref3などに依存する。既
に述べたように、同一ＩＣの内部で形成した抵抗の温度
係数は良く一致しているので、抵抗の温度係数の相対値
は抵抗の温度係数の絶対値に比べて極めて小さい。ま
た、一般に同一ＩＣの内部で形成した抵抗値のばらつき
は一致した傾向を有しているので、抵抗値の相対値は、
抵抗値の絶対値に比べばらつきが少ない。さらに、バン
ドギャップ回路などを用いることによって、ＩＣの内部
に高精度の基準電圧源を作ることは容易である。したが
って、本実施形態によれば、高精度な外付け抵抗等の部
品を用いなくても、素子の絶対値ばらつきと温度特性に
よるＦＭ復調信号の出力レベルの変動が抑止できる。こ
れにより、部品点数を減らすことができるので、部品に
係るコストや部品実装に係るコストを削減できる。ま
た、調整が不要になるので調整に係るコストや部品を削
減できる。さらに、ＩＣ内部に部品を収めることができ
るので、装置を小型にすることができる。

【００８０】

【発明の効果】本発明によれば、高精度の外付け回路や
素子を用いずに、回路素子の絶対値ばらつきと温度特性
によるＦＭ復調信号の出力レベルの変動を抑止でき、出
力レベルの調整が不要になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、本発明に係るＦＭ復調回路の実施形態
を示す回路図である。

【図２】図２は、本発明に係るＦＭ復調回路の増幅回路
を示す回路図である。

【図３】図３は、テレビジョン受信機の音声受信回路の
構成を示すブロック図である。

【図４】図４は、ＰＬＬ方式によるＦＭ復調回路の基本
構成を示すブロック図である。

【図５】図５は、抵抗とキャパシタからなる一般的なマ
ルチバイブレータによるＶＣＯの回路図である。

【図６】図６は、図５に示すＶＣＯのキャパシタの電圧
波形を示す図である。

【図７】図７は、素子の絶対値ばらつきや温度特性によ
るＦＭ復調信号の出力レベルのばらつきを改善した従来
のＦＭ復調回路を示す回路図である。

【符号の説明】

１１…乗算回路、１２…ループフィルタ、１３…電圧制
御発振回路（ＶＣＯ）、１５…補償信号生成回路、１６
…増幅回路、Ｃ１３１，Ｃ１５１…キャパシタ、Ｒ１〜
Ｒ１５３…抵抗、Ｖref1〜Ｖref3…電圧源、Ｉ１２１〜
Ｉ１３３…電流源、Ｑ１〜Ｑ６，Ｑ１２１〜Ｑ１５１…
ｎｐｎ型トランジスタ、Ｑ７〜Ｑ１０…ｐｎｐ型トラン
ジスタ、Ｕ１，Ｕ３，Ｕ１２２，Ｕ１５２…演算増幅回
路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5C026 DA04 DA11 5J106 AA04 BB04 CC01 CC21 CC41 DD05 EE03 EE18 EE19 GG07 HH04 JJ04 JJ08 KK13 KK32 KK37 KK38

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】所定の搬送波周波数で周波数を変調されて
   いる変調信号および第１の信号を受けて、上記変調信号
   と上記第１の信号の位相差に応じたレベルを有する第１
   の復調信号を生成する位相比較回路と、 所定の回路素子を含み、上記第１の復調信号を受けて、
   上記第１の復調信号のレベルおよび上記回路素子の素子
   値に応じた周波数を有する上記第１の信号を生成する発
   振回路と、 上記第１の復調信号の時間的平均値に応じたレベルを有
   する補償信号を生成する補償信号生成回路と、 上記第１の復調信号および上記補償信号を受けて、上記
   補償信号のレベルに応じて、上記回路素子の素子値の変
   化による上記第１の復調信号のレベルの変化を相殺する
   増幅率を設定し、上記増幅率をもって上記第１の復調信
   号を増幅した第２の復調信号を生成する増幅回路とを有
   する復調回路。
2. 【請求項２】上記発振回路は、抵抗およびキャパシタを
   含み、上記第１の信号の周波数が上記抵抗および上記キ
   ャパシタの素子値に応じて変化し、 上記増幅回路は、上記抵抗および上記キャパシタの素子
   値の変化による上記第１の復調信号のレベルの変化を相
   殺する上記増幅率を設定する請求項１に記載の復調回
   路。
3. 【請求項３】上記発振回路は、 キャパシタと、 上記キャパシタの電圧が定められた第１のしきい値より
   大きいとき上記キャパシタを放電し、上記第１のしきい
   値より小さい定められた第２のしきい値より小さいとき
   上記キャパシタを充電し、出力電流が上記第１の復調信
   号に応じたレベルを有する第１の電流源とを含み、 上記キャパシタの充放電に同期した上記第１の信号を生
   成する請求項１に記載の復調回路。
4. 【請求項４】上記第１の電流源は、 上記第１の電流源の出力電流を検出する第１の電流検出
   抵抗と、 上記第１の電流検出抵抗の電圧が上記第１の復調信号に
   応じたレベルを有するように上記第１の電流源の出力電
   流を制御する第１の電流制御回路とを含む請求項３に記
   載の復調回路。
5. 【請求項５】上記増幅回路は、 それぞれのエミッタを接続された第１のトランジシタお
   よび第２のトランジスタと、 それぞれのエミッタを接続された第３のトランジシタお
   よび第４のトランジスタと、 第１のトランジシタおよび第２のトランジスタのエミッ
   タ電流の和が、上記補償信号に応じたレベルを有するよ
   うに制御する第２の電流源と、 第３のトランジシタおよび第４のトランジスタのエミッ
   タ電流の和が、所定の電流となるように制御する第３の
   電流源とを含み、 上記第１のトランジスタは、ベースに上記第４のトラン
   ジスタのベースを接続され、コレクタに上記第１の復調
   信号に応じたレベルを有する電流を入力され、 上記第２のトランジスタは、ベースに上記第３のトラン
   ジスタのベースを接続され、 上記第２の復調信号が上記第４のトランジスタのコレク
   タから出力される電流に応じたレベルを有する請求項１
   に記載の復調回路。
6. 【請求項６】上記第２の電流源は、 上記第２の電流源の出力電流を検出する第２の電流検出
   抵抗と、 上記第２の電流検出抵抗の電圧が上記補償信号に応じた
   レベルを有するように上記第２の電流源の出力電流を制
   御する第２の電流制御回路とを含む請求項５に記載の復
   調回路。
7. 【請求項７】上記第３の電流源は、 上記第３の電流源の出力電流を検出する第３の電流検出
   抵抗と、 上記第３の電流検出抵抗の電圧が所定の電圧になるよう
   に上記第３の電流源の出力電流を制御する第３の電流制
   御回路とを含む請求項５に記載の復調回路。
8. 【請求項８】上記増幅回路は、 それぞれのエミッタを接続された第１のトランジシタお
   よび第２のトランジスタと、 それぞれのエミッタを接続された第３のトランジシタお
   よび第４のトランジスタと、 第１のトランジシタおよび第２のトランジスタのエミッ
   タ電流の和が、上記補償信号に応じたレベルを有するよ
   うに制御する第２の電流源と、 第３のトランジシタおよび第４のトランジスタのエミッ
   タ電流の和が、所定の電流となるように制御する第３の
   電流源とを含み、 上記第１のトランジスタは、ベースに上記第４のトラン
   ジスタのベースを接続され、コレクタに上記第１の復調
   信号に応じたレベルを有する電流を入力され、 上記第２のトランジスタは、ベースに上記第３のトラン
   ジスタのベースを接続され、 上記第２の復調信号が上記第４のトランジスタのコレク
   タから出力される電流に応じたレベルを有する請求項４
   に記載の復調回路。
9. 【請求項９】上記第２の電流源は、 上記第２の電流源の出力電流を検出する第２の電流検出
   抵抗と、 上記第２の電流検出抵抗の電圧が上記補償信号に応じた
   レベルを有するように上記第２の電流源の出力電流を制
   御する第２の電流制御回路とを含み、 上記第３の電流源は、 上記第３の電流源の出力電流を検出する第３の電流検出
   抵抗と、 上記第３の電流検出抵抗の電圧が所定の電圧になるよう
   に上記第３の電流源の出力電流を制御する第３の電流制
   御回路とを含む請求項８に記載の復調回路。