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Die
Erfindung bezieht sich auf eine Empfangsvorrichtung und ein Empfangsverfahren
und insbesondere auf eine Empfangsvorrichtung und ein Empfangsverfahren,
die in geeigneter Weise zum Empfangen und zur direkten orthogonalen
Detektierung einer digital modulierten Welle verwendet werden können.
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Ein
Sendesignal einer digitalen Satellitensendung, wie beispielsweise
von SKY PerfecTV (Markenname), stellt ein Signal dar, welches unter Heranziehung
der QPSK-Modulation
(Quadratur-Phasenumtastung) digital moduliert ist. Demgemäss enthält eine
Empfangsvorrichtung für
den Empfang einer digital modulierten Welle des Sendesignals einen
Orthogonal-Detektor, der ein I-Komponentensignal und ein Q-Komponentensignal
der digital modulierten Welle detektiert.
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1 zeigt
ein Beispiel eines Aufbaus eines konventionellen Orthogonal-Detektors.
Gemäß 1 wird
in dem dargestellten Orthogonal-Detektor eine mittels einer (nicht
dargestellten) Antenne empfangene und in der Frequenz in ein Signal
von 950 MHz bis 2150 MHz im L-Band umgesetzte digital modulierte
Welle als Eingangssignal einem Eingangsanschluss 1 eines
Vorverstärkers
(AMP) 2 eingangsseitig zugeführt. Der Vorverstärker 2 verstärkt das
Eingangssignal und gibt ein resultierendes Signal an ein veränderbar
gesteuertes Bandpassfilter (BPF) 3 ab. Das veränderbar
gesteuerte Bandpassfilter 3 entfernt eine in dem Eingangssignal
von dem Vorverstärker 2 enthaltene
Bildstörfrequenz
auf eine Kanalauswahlspannung von einem in einer PLL-Schaltung (phasenverriegelte
Schleife) 23 eingebauten Tiefpassfilter und gibt eine resultierende
Spannung an eine Dämpfungseinrichtung
bzw. Dämpfungsglied
(ATT) 4 ab. Die Bildstörfrequenz
bezeichnet ein Signal, welches durch Überlagerungs-Detektierung eines
Mischers 6 erzeugt wird und welches eine Frequenz besitzt,
welche gleich einer (Schwingungsfrequenz F1 eines örtlichen
Oszillators 22) + (einer Zwischenfrequenz (480 MHz), welches
von dem Mischer 6 abgegeben wird) ist.
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Die
Dämpfungseinrichtung
bzw. das Dämpfungsglied 4 begrenzt
den Pegel des Signals von dem veränderbar gesteuerten Bandpassfilter 3 auf einen
festen Pegel, und zwar auf der Grundlage eines AGC-(automatischen
Verstärkungssteuerungs-)-Signals,
welches der betreffenden Dämpfungseinrichtung
von der Außenseite
des Orthogonal-Detektors
eingangsseitig zugeführt
wird; die betreffende Dämpfungseinrichtung
gibt ein resultierendes Signal an einen Verstärker (AMP) 5 ab. Der
Verstärker 5 verstärkt das
Signal von der Dämpfungseinrichtung 4 und
gibt das verstärkte
Signal an den Mischer 6 ab.
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Der
Mischer 6 multipliziert das ihm von dem Verstärker 5 her
eingangsseitig zugeführte
Signal mit dem ihm eingangsseitig von dem örtlichen Oszillator 22 zugeführten Signal,
um ein Zwischenfrequenzsignal (480 MHz) zu erhalten, und er gibt
das Zwischenfrequenzsignal an einen Zf-Verstärker 7 ab. Die Frequenz
(Schwingungsfrequenz) LF des durch den örtlichen Oszillator 22 gelieferten
Schwingungssignals wird durch ein Steuersignal zur Steuerung des
Untersetzungsverhältnisses
der PLL-Schaltung 23 auf eine Kanalauswahloperation seitens
eines Benutzers hin festgelegt, so dass dem folgenden Ausdruck (1) genügt werden
kann: Schwingungsfrequenz
LF = Empfangsfrequenz Fin + Zwischenfrequenzsignal Zf (480 MHz) (1)
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Insbesondere
Ausgangsimpulse des in der PLL-Schaltung 23 eingebauten
spannungsgesteuerten Oszillators, die dem Steuersignal entsprechen, werden
durch ein in der PLL-Schaltung 23 eingebautes Tiefpassfilter
integriert, so dass sie in eine Gleichspannung umgesetzt werden.
Die Gleichspannung wird als Kanalauswahlspannung einem Resonanzkreis
(TANK) 24 zugeführt
und verändert
die spannungsgesteuerte veränderliche
Kapazität
des Resonanzkreises 24, um dadurch die Frequenz des Schwingungssignals
des örtlichen
Oszillators 22 zu steuern. Ferner wird die Kanalauswahlspannung
von dem Tiefpassfilter der PLL-Schaltung 23 auch dem Bandpassfilter 3 zugeführt.
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Der
Zf-Verstärker 7 verstärkt die
ihm eingangsseitig von dem Mischer 6 zugeführte Zwischenfrequenz
und gibt die verstärkte
Zwischenfrequenz an ein Oberflächenwellenfilter
(OFW) 8 ab. Das Oberflächenwellenfilter 8 begrenzt
das Frequenzband der ihm eingangsseitig von dem Zf-Verstärker 7 zugeführten Zwischenfrequenz
und gibt ein resultierendes Signal an einen Zf-Verstärker (AMP) 9 ab.
Der Zf-Verstärker 9 korrigiert
den Amplitudenverlust des Oberflächenwellenfilters 8 und
gibt ein resultierendes Signal an eine Dämpfungseinrichtung bzw. ein Dämpfungsglied 10 ab.
Das Dämpfungsglied 10 begrenzt
den Pegel des Signals von dem Zf-Verstärker 9 auf einen festliegenden
Pegel auf der Grundlage des AGC-Signals und gibt ein resultierendes
Signal an ein Paar von Mischern 11 und 12 ab.
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Der
Mischer 11 multipliziert das Signal von dem Dämpfungsglied 10 mit
einem von dem Oszillator 18 abgegebenen Signal, der durch
einen Oberflächenwellen-Oszillator 17 gesteuert
wird, und er gibt ein resultierendes Signal an einen Basisband-Verstärker 13 ab.
Der Basisband-Verstärker 13 verstärkt das
Signal von dem Mischer 11 und gibt das verstärkte Signal
an ein Tiefpassfilter (LPF) 15 ab. Das Tiefpassfilter 15 bedämpft aus
den ihm eingangsseitig von dem Basisband-Verstärker 13 zugeführten Signalen
jene Signale mit Frequenzen, die höher sind als das Zwischenfrequenzband.
Das Tiefpassfilter 15 gibt ein resultierendes Signal als
I-(In-Phase)-Komponentensignal von einem Ausgangsanschluss 20 ab.
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Der
Mischer 12 multipliziert das Signal von dem Dämpfungsglied 10 mit
dem Signal von dem Oszillator 18, welches eine Phase besitzt,
die durch einen 90°-Phasenschieber
19 um 90 Grad verschoben ist, und er gibt ein resultierendes Signal
an einen Basisband-Verstärker 14 ab.
Der Basisband-Verstärker 14 verstärkt das
Signal von dem Mischer 12 und gibt das verstärkte Signal
an ein Tiefpassfilter (LPF) 16 ab. Das Tiefpassfilter 16 bedämpft aus
den ihm eingangsseitig von dem Basisband-Verstärker 14 zugeführten Signalen
jene Signale mit Frequenzen, die höher sind als das Zwischenfrequenzband.
Das Tiefpassfilter 16 gibt ein resultierendes Signal als Q-(Quadratur-Phase)-Komponentensignal
von einem weiteren Ausgangsanschluss 21 ab.
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Es
sei darauf hingewiesen, dass bezüglich der
I-Komponenten- und Q-Komponentensignale,
die von dem Orthogonal-Detektor ausgangsseitig abgegeben werden,
eine Viterbi-Decodierung, eine Fehlerkorrekturverarbeitung, eine
Decodierungsverarbeitung und so weiter aufeinanderfolgend ausgeführt werden.
In EP-A-0865165 (Toshiba) ist ein Detektor ähnlich jenem angegeben, wie
er in 1 gezeigt ist, wie dies auch für WO 00/13306 (Maxim) zutrifft.
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Obwohl
der in 1 dargestellte Orthogonal-Detektor eine Zwischenfrequenz
aus einem Eingangssignal des L-Bandes erzeugt und die I-Komponenten-
und Q-Komponenten-Signale
aus dem Zwischenfrequenzsignal ermittelt, ist in den vergangenen
Jahren ein Orthogonal-Detektor des direkten Detektiertyps entwickelt
worden. Der Orthogonal-Detektor des direkten Detektiertyps ist im
Schaltungsaufbau derart vereinfacht, dass er die I-Komponenten- und
Q-Komponentensignale direkt aus einem Eingangssignal des L-Bandes
ermittelt.
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2 zeigt
ein Beispiel eines Aufbaus eines Orthogonal-Detektors des direkten
Detektiertyps. Es sei darauf hingewiesen, dass der Orthogonal-Detektor
des direkten Detektiertyps nachstehend einfach als direkter Orthogonal-Detektor
bezeichnet wird.
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Gemäß 2 wird
in dem dargestellten direkten Orthogonal-Detektor ein durch einen
Vorverstärker
(AMP) 2 verstärktes
Eingangssignal des L-Bandes einem Dämpfungsglied (ATT) 4 eingangsseitig
zugeführt.
Das Dämpfungsglied 4 begrenzt
den Pegel des Eingangssignals des L-Bandes von dem Vorverstärker 2 auf
einen festliegenden Wert auf der Grundlage eines ihm eingangsseitig
von der Außenseite
des direkten Orthogonal-Detektors zugeführten AGC-Signals hin, und
er gibt ein resultierendes Signal an einen Verstärker (AMP) 5 ab. Der
Verstärker 5 verstärkt das
Eingangssignal des L-Bandes von dem Dämpfungsglied 4 und
gibt ein resultierendes Signal an ein Paar von Mischern 31 und 32 ab.
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Der
Mischer 31 multipliziert das Eingangssignal des L-Bandes
von dem Verstärker 5 mit
einem von einem Oszillator 37 abgegebenen Signal und liefert
ein resultierendes Signal an einen Verstärker (AMP) 33 mit
veränderbarer
Verstärkung.
Der Verstärker 33 mit
veränderbarer
Verstärkung
begrenzt den Pegel des Signals von dem Mischer 31 auf das AGC-Signal
hin und gibt ein resultierendes Signal an ein Tiefpassfilter (LPF) 35 ab.
Das Tiefpassfilter 35 bedämpft aus den ihm eingangsseitig
von dem Verstärker 33 mit
veränderbarer
Verstärkung
zugeführten
Signalen jene Signale mit Frequenzen, die höher sind als eine Zwischenfrequenz.
Das Tiefpassfilter 35 gibt ein resultierendes Signal als
I-Komponentensignal von einem Ausgangsanschluss 20 ab.
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Der
Mischer 32 multipliziert das Eingangssignal des L-Bandes
von dem Verstärker 5 mit
dem Signal von dem Oszillator 37, welches eine Phase besitzt,
die durch einen 90°-Phasenschieber 40 um
90 Grad verschoben ist, und er gibt ein resultierendes Signal an
einen Verstärker
(AMP) 34 mit veränderbarer
Verstärkung
ab. Der Verstärker 34 mit
veränderbarer
Verstärkung
begrenzt den Pegel des Signals von dem Mischer 32 auf das
AGC-Signal hin und gibt ein resultierendes Signal an ein Tiefpassfilter
(LPF) 36 ab. Das Tiefpassfilter 36 bedämpft aus
den ihm eingangsseitig von dem Verstärker 34 mit veränderbarer
Verstärkung
zugeführten
Signalen jene Signale mit Frequenzen, die höher sind als die Zwischenfrequenz.
Das Tiefpassfilter 36 gibt ein resultierendes Signal als
Q-Komponentensignal von einem weiteren Ausgangsanschluss 21 ab.
Es sei darauf hingewiesen, dass die Verstärker 33 und 34 mit
veränderbarer Verstärkung dazu
vorgesehen sind, die Begrenzung auf den Signalpegel auszugleichen,
der in dem Fall ungenügend
ist, dass er lediglich durch die Verarbeitung des Dämpfungsgliedes 4 erhalten
wird, und der eine Steuerungs- bzw. Regelbreite ähnlich jener des Dämpfungsgliedes 4 aufweist.
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Der
Oszillator 37 erzeugt ein Signal mit einer bestimmten Frequenz
entsprechend dem Steuersignal zur Steuerung des Untersetzungsverhältnisses einer
PLL-Schaltung 38 auf eine Kanalauswahloperation durch einen
Benutzer hin. Insbesondere werden Ausgangsimpulse eines in der PLL-Schaltung 38 eingebauten
spannungsgesteuerten Oszillators entsprechend dem Steuersignal mittels
eines Tiefpassfilters integriert, welches ebenfalls in der PLL-Schaltung 38 eingebaut
bzw. enthalten ist, so dass die betreffenden Impulse in eine Gleichspannung
umgesetzt werden. Sodann wird die Gleichspannung als Kanalauswahlspannung
einem Resonanzkreis (TANK) 39 zugeführt, und sie verändert die
spannungsgesteuerte veränderliche
Kapazität
des Resonanzkreises 39, um dadurch die Frequenz des Schwingungssignals
durch den Oszillator 17 zu steuern.
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Da
der direkte Orthogonal-Detektor gemäß 2 keine Überlagerungs-Detektierung
ausführt (die
der Verarbeitung des Mischers 6 gemäß 1 entspricht),
tritt auf diese Weise keine Bildstörung auf. Da eine Bildstörfrequenz
nicht entfernt zu werden braucht, kann demgemäss bei dem direkten Orthogonal-Detektor
das Bandpassfilter 3 gemäß 1 weggelassen
werden. Da verschiedene Elemente von dem Zf-Verstärker 7 bis
zu dem Dämpfungsglied 10 und
so weiter gemäß 1 von
dem direkten Orthogonal-Detektor weggelassen werden können, ist der
direkte Orthogonal-Detektor im Vergleich zu dem in 1 dargestellten
Orthogonal-Detektor hinsichtlich des Schaltungsumfangs vereinfacht
und in den Kosten reduziert.
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Ein
Eingangssignal für
den in 2 dargestellten direkten Orthogonal-Detektor weist
einen breiten Frequenzbereich (950 MHz bis 2150 MHz) auf. Dies führt zu folgendem
Problem.
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Falls
ein Eingangssignal für
den Vorverstärker 2 ein
einzelnes sinusförmiges
Signal ist, wie es durch den folgenden Ausdruck (1) gegeben ist, Vi =
(Vcosωt) (1)dann ruft
insbesondere mit Rücksicht
darauf, dass die nichtlineare Eingangs-/Ausgangs-Kennlinie des Vorverstärkers 2 so
ist, dass sie durch den folgenden Ausdruck (2) gegeben ist, V0 =
a0 + a1Vi + a2V2 i + a3Vi 3, (2)eine
zweite Oberwelle des Eingangssignals eine Störung mit dem Empfangsband hervor,
wie dies durch den folgenden Ausdruck (3) angegeben ist: V0 =
a0 + a1Vcosωt + a2(Vcosωt)2 + a3(Vcosωt)3
= a0 + a1Vcosωt
+ a2V2(1 + cos2ωt)/2
+ ... (3)
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Wenn
beispielsweise ein Signal von 1900 MHz aus den Eingangsignalen zu
empfangen ist, wird ein Signal Vi von 950 MHz, welches in den Eingangssignalen
enthalten ist, durch den Vorverstärker 2 verstärkt, woraufhin
eine höhere
Oberwellenkomponente (cos2ωt)
mit einer Frequenz von 1900 MHz, die gleich dem Zweifachen der Frequenz
des Signals Vi ist, erzeugt wird und eine Störung mit dem Empfangsband hervorruft.
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Ferner
tritt in den Mischern 31 und 32 eine Schwebungsinterferenz
mit einer Frequenz Fb auf, die gleich der Differenz zwischen einem
Wert ist, der gleich dem Zweifachen der Frequenz Fd des zu empfangenen
Signals ist, und der Oszillator- bzw. Schwingungsfrequenz LF des
Signals von dem Oszillator 37 ist, wie dies durch den folgenden
Ausdruck (4) angegeben ist: Fb = 2Fd – LF. (4)
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In
dem Fall, dass das Frequenzband des Eingangssignals von 950 MHz
bis 2150 MHz reicht, wie dies oben beschrieben worden ist, ist die
Bedingung, dass die zweite Oberwelle eine Störung beim Empfang hervorruft,
dann erfüllt,
wenn die halbe Empfangsfrequenz Fd gegeben ist mit 950 MHz oder mehr,
wie dies durch den folgenden Ausdruck (5) angegeben ist: 950 MHz ≤ Fd/2. (5)
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Die
Bedingung, dass die Schwebungsinterferenz auftritt, ist dadurch
gegeben, dass das Zweifache der Empfangsfrequenz Fd gegeben ist
mit 2150 MHz oder darunter liegt, wie dies durch den folgenden Ausdruck
(6) angegeben ist: 2Fd ≤ 2150 MHz. (6)
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Wenn
die Empfangsfrequenz Fd der Bedingung des Ausdrucks (5) genügt, das
heißt
dann, wenn die Empfangsfrequenz Fd gegeben ist mit 1900 MHz bis
2150 MHz, ist es demgemäss
notwendig, ein Signal mit einer Frequenz (950 MHz bis 1075 MHz), die
gleich der Hälfte
der Empfangsfrequenz Fd beträgt,
zu bedämpfen.
Wenn unterdessen die Empfangsfrequenz Fd der Bedingung des Ausdrucks
(6) genügt,
das heißt
dann, wenn die Empfangsfrequenz Fd 950 MHz bis 1075 MHz beträgt, ist
es notwendig, ein Signal mit einer Frequenz (1900 MHz bis 2150 MHz)
zu bedämpfen,
die gleich dem Zweifachen der Empfangsfrequenz Fd ist.
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Es
ist jedoch schwierig, eine Schaltung aufzubauen, durch die das zu
bedämpfende
Frequenzband in Abhängigkeit
von einer Veränderung
einer Empfangsfrequenz verändert
werden kann, wie dies oben beschrieben worden ist, da der Frequenzbereich (950
MHz bis 2150 MHz) des eingangsseitigen Signals ein breites Band
darstellt. Demgemäss
gibt es dabei ein Problem dahingehend, dass es schwierig ist, eine
Störung
bzw. Interferenz durch die zweite Oberwelle und eine Schwebungsinterferenz
bei einem direkten Orthogonal-Detektor zu verhindern.
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Verschiedene
Aspekte und Merkmale der Erfindung sind in den beigefügten Ansprüchen erfasst.
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Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung können
eine Empfangsvorrichtung und ein Empfangsverfahren bereitstellen,
die eine Störung durch
eine zweite Oberwelle und eine Schwebungsinterferenz in einem direkten
Orthogonal-Detektor verhindern können.
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Gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Empfangsvorrichtung
zum Empfangen und zur direkten orthogonalen Detektierung einer digital
modulierten Welle bereitgestellt, umfassend
eine Verstärkungseinrichtung
zum Verstärken
der ihr eingangsseitig zugeführten
digital modulierten Welle,
eine Dämpfungseinrichtung zum Bedämpfen eines Signals
mit einer Frequenz, die gleich dem Zweifachen einer bestimmten Empfangsfrequenz
ist, oder eines anderen Signals mit einer anderen Frequenz, die
gleich einer Hälfte
der Empfangsfrequenz ist, der durch die genannte Verstärkungseinrichtung
verstärkten
digital modulierten Welle
und eine Detektiereinrichtung zum
Detektieren eines I-Komponentensignals und eines Q-Komponentensignals
aus der durch die genannte Dämpfungseinrichtung
bedämpften
digital modulierten Welle.
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Gemäß einem
weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Empfangsverfahren
für eine
Empfangsvorrichtung zum Empfangen und zur direkten orthogonalen
Detektierung einer digital modulierten Welle bereitgestellt, umfassend
einen
Verstärkungsschritt
zum Verstärken
der eingangsseitig zugeführten
digital modulierten Welle,
einen Dämpfungsschritt zum Bedämpfen eines
Signals mit einer Frequenz, die gleich dem Zweifachen einer bestimmten
Empfangsfrequenz ist, oder eines anderen Signals mit einer anderen
Frequenz, die gleich einer Hälfte
der Empfangsfrequenz ist, der durch den Verstärkungsschritt verstärkten digital
modulierten Welle
und einen Detektierschritt zum Detektieren
eines I-Komponentensignals und eines Q-Komponentensignals aus der durch den
genannten Dämpfungsschritt
bedämpften
digital modulierten Welle.
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Bei
der Empfangsvorrichtung und bei dem Empfangsverfahren wird eine
eingangsseitige digital modulierte Welle verstärkt, und innerhalb der verstärkten digital
modulierten Welle wird ein Signal mit einer Frequenz, die gleich
dem Zweifachen einer bestimmten Empfangsfrequenz ist, oder ein Signal
mit einer anderen Frequenz, die gleich einer Hälfte der Empfangsfrequenz ist,
bedämpft.
Sodann werden ein I-Komponentensignal und ein Q-Komponentensignal von
der bedämpften
digital modulierten Welle detektiert.
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Mittels
der Empfangsvorrichtung und mittels des Empfangsverfahrens können folglich
mit Rücksicht
darauf, dass ein Signal mit einer Frequenz, die gleich dem Zweifachen
einer bestimmten Empfangsfrequenz ist, oder ein Signal mit einer
anderen Frequenz, die gleich einer Hälfte der Empfangsfrequenz ist,
bedämpft
wird, eine Störung
durch eine zweite Oberwelle oder eine Schwebungsinterferenz in einem
direkten Orthogonal-Detektor
verhindert werden.
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Nunmehr
wird die Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen
beispielhaft beschrieben, in denen einander entsprechende Teile mit
entsprechenden Bezugszeichen bezeichnet sind; in den Zeichnungen
zeigen
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1 ein
Blockdiagramm, welches einen konventionellen Orthogonal-Detektor veranschaulicht,
-
2 ein
Blockdiagramm, welches einen konventionellen direkten Orthogonal-Detektor
veranschaulicht,
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3 ein
Blockdiagramm, welches einen direkten Orthogonal-Detektor veranschaulicht,
bei dem die vorliegende Erfindung angewandt ist,
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4 ein
Schaltungsdiagramm, welches ein Beispiel eines detaillierten Aufbaus
einer in 3 dargestellten Filterschaltung
veranschaulicht,
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5A und 5B ein
Schaltungsdiagramm, welches unterschiedliche Operationen der Filterschaltung
gemäß 4 veranschaulicht,
und
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6 ein
Diagramm, welches eine prinzipielle Charakteristik der Filterschaltung
gemäß 4 veranschaulicht.
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In 3 ist
ein direkter Orthogonal-Detektor veranschaulicht, bei dem die vorliegende
Erfindung angewandt ist. Der dargestellte direkte Orthogonal-Detektor
stellt eine verbesserte Vorrichtung auf der Grundlage des oben unter
Bezugnahme auf 2 beschriebenen direkten Orthogonal-Detektors dar.
Der direkte Orthogonal-Detektor enthält sämtliche Komponenten des direkten
Orthogonal-Detektors gemäß 2;
er unterscheidet sich jedoch von dem betreffenden direkten Orthogonal-Detektor
gemäß 2,
und zwar lediglich dadurch, dass er zusätzlich eine Filterschaltung 41 enthält, die
zwischen dem Vorverstärker 2 und
dem Dämpfungsglied 4 eingefügt ist.
Es sei darauf hingewiesen, dass die Beschreibung der gemeinsamen
Komponenten hier zur Vermeidung von Redundanz weggelassen wird.
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Die
Filterschaltung 41 wird auf ein ihr eingangsseitig zugeführtes Steuersignal
hin, welches auf einer Kanalauswahloperation durch einen Benutzer
basiert, in ein Hochpassfilter oder in ein Tiefpassfilter geändert. 4 zeigt
ein Beispiel eines detaillierten Aufbaus der Filterschaltung 41.
Gemäß 4 weist
die Filterschaltung 41 einen Anschluss 51 auf, dem
ein Eingangssignal (950 MHz bis 2150 MHz) von dem Vorverstärker 2 her
eingangsseitig zugeführt
wird. Ein weiterer Anschluss 52 ist mit dem Dämpfungsglied 4 verbunden.
Mit einem Spannungsversorgungsanschluss 53 ist ein Paar
von in Reihe liegenden Vorspannungswiderständen 54 und 55 verbunden,
die zur Aufteilung eines ihnen zugeführten Potentials dienen. Außerdem liegt
ein weiteres Paar von in Reihe geschalteten Vorspannungswiderständen 67 und 68 an
dem Spannungsversorgungsanschluss 53; diese Vorspannungswiderstände dienen
zur Aufteilung eines ihnen zugeführten
Potentials.
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Eine
Hochfrequenz-Schaltdiode 57 ist mit ihrer Anode an einem
Verbindungspunkt der Vorspannungswiderstände 54 und 55 angeschlossen,
und sie ist mit ihrer Kathode mit einem Steueranschluss 69 der
Filterschaltung 41 über
einen Widerstand 59 verbunden. Eine weitere Hochfrequenz-Schaltdiode 64 ist
mit ihrer Kathode an einem Verbindungspunkt der Vorspannungswiderstände 67 und 68 angeschlossen,
und sie ist mit ihrer Anode mit dem Steueranschluss 69 über einen
Widerstand 62 verbunden. Wenn eine der Hochfrequenz-Schaltdioden 57 und 64 auf
ein Potential eines dem Steueranschluss 69 eingangsseitig
zugeführten
Steuersignals hin eingeschaltet bzw. in den leitenden Zustand gesteuert
ist, ist die andere Hochfrequenz-Schaltdiode ausgeschaltet bzw.
in den nicht leitenden Zustand gesteuert.
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Ein
Kondensator 56 ist mit seinem einen Ende mit dem Anschluss 51 und
mit seinem anderen Ende mit dem Anschluss 52 über eine
Induktivität bzw.
Spule 61 verbunden. Ein weiterer Kondensator 58 ist
mit seinem einen Ende mit einem Verbindungspunkt des Kondensators 56 und
der Induktivität
bzw. Spule 61 verbunden, und er ist mit seinem anderen Ende
mit der Kathode der Hochfrequenz-Schaltdiode 57 verbunden.
Ein weiterer Kondensator 60 ist mit seinem einen Ende geerdet
bzw. liegt damit auf Masse, und er ist mit seinem anderen Ende mit
dem Steueranschluss 69 verbunden. Eine Induktivität bzw. Spule 63 ist
mit ihrem einen Ende mit einem Verbindungspunkt der Induktivität bzw. Spule 61 und
dem Anschluss 52 verbunden, und sie ist mit ihrem anderen
Ende mit einem Kondensator 65 verbunden. Ein Ende des Kondensators 65 liegt über einen Überbrückungskondensator 66 an
Erde bzw. Masse.
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Es
sei darauf hingewiesen, dass die Kondensatoren 56 und 65 sowie
die Induktivitäten
bzw. Spulen 61 und 63 in geeigneter Weise kombiniert
sind, um ein Hochpassfilter oder ein Tiefpassfilter eines Hochfrequenzbandes
zu bilden. Die Kondensatoren 58, 60 und 66 sind
Nebenschlusskondensatoren, die im hohen Frequenzband niedrige Impedanzen
aufweisen.
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Anschließend wird
die Arbeitsweise der Filterschaltung 41 beschrieben. Falls
ein Steuersignal des niedrigen Pegels dem Steueranschluss 69 eingangsseitig
zugeführt
wird, wird die Hochfrequenz-Schaltdiode 57 eingeschaltet
bzw. in den leitenden Zustand gesteuert, und die Hochfrequenz-Schaltdiode 64 wird
ausgeschaltet bzw. in den gesperrten Zustand gesteuert. In diesem
Fall überträgt die Hochfrequenz-Schaltdiode 57 ein
Hochfrequenzsignal ohne dessen Bedämpfung. Folglich wird bewirkt,
dass der Kondensator 56 durch die Reihenschaltung der Hochfrequenz-Schaltdiode 57 und
des Kondensators 58 offensichtlich eine kleine Kapazität aufweist
und nicht als Filter wirkt. Unterdessen befindet sich die Hochfrequenz-Schaltdiode 64 in
einem Zustand hoher Impedanz und überträgt kein Hochfrequenzsignal.
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Infolgedessen
wird die Gesamtkapazität
der in Reihe liegenden Kondensatoren 65 und 66 auf Grund
des Kapazitätsverhältnisses
zwischen diesen im Wesentlichen gleich jener des Kondensators 65. Falls
eine Dämpfung
auf jene Elemente ausgeübt wird,
die hauptsächlich
das Filter aus den Elementen bilden, durch die eine Hochfrequenz
auf Grund der obigen Operation hindurch gelangt, dann weisen die betreffenden
Elemente einen solchen Aufbau auf, wie dies in 5A veranschaulicht
ist. Wie aus 5A ersichtlich ist, wirkt die
Filterschaltung 41 als Tiefpassfilter (LPF), wenn die Hochfrequenz-Schaltdiode 57 eingeschaltet
bzw. in den leitenden Zustand gesteuert ist und wenn die Hochfrequenz-Schaltdiode 64 ausgeschaltet
bzw. in den gesperrten Zustand gesteuert ist.
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Falls
dem Steueranschluss 69 ein Steuersignal des hohen Pegels
eingangsseitig zugeführt
wird, dann ist die Hochfrequenz-Schaltdiode 57 ausgeschaltet
bzw. in den gesperrten Zustand gesteuert und die Hochfrequenz-Schaltdiode 64 ist
eingeschaltet bzw. in den leitenden Zustand gesteuert. In diesem
Fall befindet sich die Hochfrequenz-Schaltdiode 57 in einem
Zustand hoher Impedanz, und durch sie wird kein Hochfrequenzsignal übertragen.
Unterdessen wird ein Hochfrequenzsignal durch die Hochfrequenz-Schaltdiode 64 ohne
eine B Signalbedämpfung übertragen.
Infolgedessen wirkt der Kondensator 65 nicht als Filter.
Betrachtet man jene Elemente, die hauptsächlich das Filter bilden, von
den Elementen, durch die eine Hochfrequenz als Ergebnis der oben
beschriebenen Operation hindurchgelangt, dann weisen diese Elemente
einen Aufbau auf, wie er in 5B veranschaulicht
ist. Wie aus 5B ersichtlich ist, wirkt die
Filterschaltung 41 als Hochpassfilter (HPF), wenn die Hochfrequenz-Schaltdiode 57 ausgeschaltet
bzw. in den Sperrzustand gesteuert ist und wenn die Hochfrequenz-Schaltdiode 64 eingeschaltet
bzw. in den leitenden Zustand gesteuert ist.
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6 veranschaulicht
im Prinzip eine Charakteristik bzw. Kennlinie, wenn die Filterschaltung 41 als
Tiefpassfilter oder als Hochpassfilter wirkt. Wenn die Filterschaltung 41 als
Tiefpassfilter wirkt, bedämpft
sie Signale eines Frequenzbandes, das insbesondere höher ist
als 1900 MHz, wie dies durch eine Kurve „a" in 6 angegeben
ist. Wenn demgegenüber
die Filterschaltung 41 als Hochpassfilter wirkt, bedämpft sie
Signale eines anderen Frequenzbandes, das insbesondere niedriger
ist als 1075 MHz, wie dies durch eine weitere Kurve „b" in 6 angegeben
ist.
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Anschließend wird
eine Empfangsfrequenzgrenze beschrieben, an der die Filterschaltung 41 in ein
Tiefpassfilter oder in ein Hochpassfilter geändert wird. Wie oben beschrieben,
ist es in dem Fall, dass die Empfangsfrequenz Fd innerhalb des Bereiches von
1900 MHz bis 2150 MHz liegt, notwendig, die Filterschaltung 41 in
ein Hochpassfilter zu ändern,
welches ein Signal mit einer Frequenz (950 MHz bis 1075 MHz) bedämpfen kann,
die gleich einer Hälfte der
Empfangsfrequenz Fd ist. Wenn andererseits die Empfangsfrequenz
Fd innerhalb des Bereiches von 950 MHz bis 1075 MHz liegt, ist es
notwendig, die Filterschaltung 41 in ein Tiefpassfilter
zu ändern,
welches ein Signal mit einer anderen Frequenz (1900 MHz bis 2150
MHz) bedämpfen
kann, die gleich dem Zweifachen der Empfangsfrequenz Fd ist. Wenn
die Empfangsfrequenz Fd innerhalb des Bereiches von 1075 MHz bis
1900 MHz liegt, dann kann die Filterschaltung 41 mit Rücksicht
darauf, dass die Störung bzw.
Interferenz mit der zweiten Oberwelle oder die Schwebungsinterferenz
in dem Frequenzband (950 MHz bis 2150 MHz) des Eingangssignals nicht
auftritt, irgendein Filter eines Tiefpassfilters und eines Hochpassfilters
sein. Demgemäss
kann eine beliebige Frequenz innerhalb des Bereiches von 1075 Mhz bis
1900 MHz als Grenze herangezogen werden, so dass für den Empfang
eines Signals mit einer Frequenz, die tiefer liegt als die Grenze,
die Filterschaltung 41 in ein Tiefpassfilter geändert wird,
dass jedoch für
den Empfang eines anderen Signals mit einer Frequenz, die höher ist
als die Frequenz der Grenze, die Filterschaltung 41 in
ein Hochpassfilter geändert
wird.
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Es
sei darauf hingewiesen, dass die Charakteristik bzw. Kennlinie der
Filterschaltung 41 nicht auf jene beschränkt ist,
die in 6 gezeigt ist, sondern dass sie in Abhängigkeit
von einem zu empfangenden Frequenzband, einer Charakteristik bzw.
Kennlinie des Vorverstärkers
oder dergleichen geändert werden
kann.
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Ferner
braucht die Filterschaltung 41 nicht als Tiefpassfilter
oder als Hochpassfilter genutzt zu werden, sondern sie kann eingeschränkt unter
Nutzung lediglich einer der Funktionen verwendet sein.
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Es
sei darauf hingewiesen, dass die vorliegende Erfindung bei sämtlichen
elektronischen Vorrichtungen angewandt werden kann, die eine digital modulierte
Welle orthogonal detektieren.
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Obwohl
eine bevorzugte Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung unter Heranziehung von spezifischen Begriffen
beschrieben worden ist, dient eine solche Beschreibung lediglich
veranschaulichenden Zwecken, und es dürfte einzusehen sein, dass Änderungen
und Abwandlungen ohne Abweichung vom Schutzumfang der folgenden
Ansprüche vorgenommen
werden können.
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Insofern,
als die oben beschriebenen Ausführungsformen
der Erfindung implementiert bzw. realisiert sind, und zwar zumindest
zum Teil unter Heranziehung einer durch Software gesteuerten Datenverarbeitungsvorrichtung,
dürfte
ersichtlich sein, dass ein Computerprogramm, welches für eine derartige
Software-Steuerung sorgt, und ein Speichermedium, durch welches
ein derartiges Computerprogramm gespeichert wird, als Aspekte der
vorliegenden Erfindung in Betracht kommen.