DE60029043T2

DE60029043T2 - Verfahren und Anordnung zum Abstimmen eines Resonators

Info

Publication number: DE60029043T2
Application number: DE60029043T
Authority: DE
Inventors: Simo Murtojärvi
Original assignee: Nokia Oyj
Current assignee: Nokia Oyj
Priority date: 1999-04-19
Filing date: 2000-03-23
Publication date: 2007-01-18
Anticipated expiration: 2020-03-24
Also published as: FI990873A0; EP1047191A1; DE60029043D1; FI107090B; US6392501B1; FI990873A; EP1047191B1

Description

Die Erfindung, die in den unabhängigen Ansprüchen definiert ist, bezieht sich auf ein Bandpassfilter, das der Frequenz des Eingangssignals folgt, insbesondere für das Reduzieren von Rauschen auf dem Empfangsband mobiler Kommunikationseinrichtungen.
Bei Zweiwege-Funkgeräten wird ein Teil des Rauschens auf dem Empfangsband durch die Sendeschaltung im Gerät erzeugt. Um ein solches Rauschen in GSM-Mobilstationen zu reduzieren, spezifiziert beispielsweise eine Senderspezifikation, dass die Rauschleistungsdichte auf dem Empfangsband –79 dBm/100 kHz nicht übersteigen soll. Wenn man das Signal-zu-Rausch-Verhältnis und die maximale Sendeleistung kommerzieller Quadraturmodulatoren berücksichtigt, so wird eine zusätzliche Dämpfung von mindestens 12 dB auf dem Empfangsband in der Sendeschaltung benötigt.
Aus dem Stand der Technik ist es bekannt, ein Duplexfilter zu verwenden, um eine ausreichende Dämpfung auf dem Empfangsband zu erzielen. Ein Nachteil des Duplexfilters besteht darin, dass es auch das gesendete Signal dämpft. Somit muss die Leistung der Ausgangsstufe entsprechend erhöht werden, was zu einer beträchtlichen Zunahme des Stromverbrauchs des Geräts führt.
Zusätzlich ist eine Anordnung bekannt, in der das Rauschen auf dem Empfangsband durch ein Filter gedämpft wird, das vor der Ausgangsstufe platziert ist, und durch ein Kerbfilter. Der Sperrbereich des Kerbfilters ist am unteren Ende des übertragenen Frequenzbandes angeordnet und wird nur eingeschaltet, wenn die oberen Kanäle verwendet werden. Rauschen, das vom untere Ende des Sendebandes zum Empfangsband durch die Nichtlinearität der Ausgangsstufe übertragen wird, wird somit gedämpft. Der Nachteil einer solchen Anordnung ist ihre technische Komplexität und somit die relativ großen zusätzlichen Kosten. Das Dokument EP-A-0 663 724 beschreibt ein adaptives Filter.
Weiterhin ist eine Anordnung bekannt, in welcher das Modulationsergebnis zuerst in einen relativ niedrigen konstanten Bereich fällt. Das Rausch-Dämpfungs-Filtern kann in so einen Fall mittels ein und demselben Tiefpassfilter unabhängig vom HF-Kanal verwirklicht werden. 1 zeigt eine solche Struktur gemäß dem Stand der Technik. Sie umfasst einen Modulator 11, einen Phasendifferenzdetektor 12, ein Tiefpassfilter 13, das das oben erwähnte Rausch-Dämpfungsfilter darstellt, und einen spannungsgesteuerten Oszillator 14, der ein Funkfrequenzsignal RF-OUT erzeugt. Ein Steuersignal n bestimmt den HF-Kanal. Das HF-Signal vom Oszillator 14 wird in einem Mischer 16 mit einem Signal von einem Synthesizer 15 gemischt, dessen Frequenz vom gewählten Kanal abhängt, was ein Signal A produziert, das sich immer in demselben Frequenzbereich befindet. Dieses wird an den Modulator 11 gegeben, wo es unter Verwendung von Basisbandsignalen I und Q quadratisch moduliert wird. Das Ergebnis ist Signal B, dessen Phase mit der Phase einer Sinuswelle konstanter Frequenz verglichen wird. Diese konstante Frequenz f_ref bestimmt die Frequenzen der Signale A und B. Wenn sich die Frequenz oder die Phase des Signals B durch die Modulation ändert, steuert das Ausgangssignal C vom Filter 13 den Oszillator 14 in einer Weise, dass eine entsprechende Änderung im Ausgangssignal RF-OUT auftritt. Die Änderung ist entsprechend durch die Rückkopplung über den Mischer 16. Ein Nachteil des Verfahrens besteht darin, dass es für Modulationen, in denen die Trägeramplitude auch variiert, nicht geeignet ist.
Eine Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Lösung für das Abstimmen eines Resonators zu liefern, wobei es diese Lösung möglich macht, die oben erwähnten, mit dem Stand der Technik verbundenen Nachteile zu reduzieren.
Die Grundidee der Erfindung ist folgende: Ein Eingangssignal, bei dem es sich beispielsweise um eine modulierte Trägerwelle handeln kann, benötigt ein Bandpassfilter des Resonatortyps, dessen Resonanzfrequenz elektrisch einstellbar ist. Die Resonanzfrequenz wird gezwungen, der Frequenz des Eingangssignals zu folgen, auf der Basis der Phase der Resonatorspannung: Wenn die Frequenz des Eingangssignals, die gleich der Frequenz der Resonatorspannung ist, sich ändert, ändert sich auch die Phase der Resonatorspannung. Es wird ein Signal erzeugt, das proportional zur Phasendifferenz zwischen der Spannung des Eingangssignals und der Resonatorspannung ist. Dieses Signal wird verwendet, um die Reaktanz des Resonators so zu steuern, dass sich die Resonanzfrequenz in derselben Richtung ändert wie die Frequenz des Eingangssignals. Wenn die Resonanzfrequenz die neue Frequenz des Eingangssignals erreicht, hat die Phasendifferenz abgenommen, so dass sie nahe bei null liegt, und die Resonanzfrequenz hört auf, sich zu ändern. Somit folgt die Resonanzfrequenz der Frequenz des Eingangssignals.
Ein Vorteil der Erfindung ist der, dass die Resonanzfrequenz des Resonators relativ genau auf die Frequenz des Eingangssignals eingestellt werden kann, da die Charakteristik des Resonators bei der Resonanzfrequenz am steilsten ist, wodurch der Phasendifferenzdetektor sogar auf die leichtesten Frequenzänderungen stark reagiert. Da die Resonanzfrequenz genau eingestellt werden kann, kann das Filter, das aus dem Resonator besteht, so angepasst werden, dass es Rauschen, das relativ dicht an der Frequenz des Eingangssignals liegt, dämpft. Somit kann die oben erwähnte Rauschdämpfung auf dem Empfangsband des GSM-Netzes ohne komplizierte zusätzliche Anordnungen verwirklicht werden. Ein anderer Vorteil der Erfindung ist der, dass die Struktur gemäß der Erfindung die Verwendung von Modulationen erlaubt, die zu Änderungen der Trägerwellenamplitude führen. Ein weiterer Vorteil der Erfindung ist der, dass die Abstimmung auf die neue Frequenz sehr schnell erfolgt. Ein nochmals weiterer Vorteil der Erfindung ist der, dass die Herstellungskosten der Struktur gemäß der Erfindung relativ niedrig sind.
Das Verfahren gemäß der Erfindung für das Reduzieren von Rauschen in einem Empfangsband eines Funkempfängers, wovon ein Eingangssignal einen Resonator so speist, dass der Resonator mit der Frequenz des Eingangssignals oszilliert, wobei das Verfahren darauf basiert, dass die Mittenfrequenz des Durchlassbandes des Resonators im wesentlichen auf die Frequenz des Eingangssignals eingestellt wird, umfasst folgende Schritte:
Erzeugen eines Differenzsignals proportional zu einer Phasendifferenz zwischen der Resonatorspannung und einer Spannung des Eingangssignals; und
Ändern der Resonanzfrequenz des Resonators mittels des Differenzsignals derart, dass die Phasendifferenz kleiner wird.
Das Verfahren ist dadurch gekennzeichnet, dass das Differenzsignal verstärkt wird, um ein Ändern der Resonanzfrequenz effektiver zu machen, wobei das Verstärken des Differenzsignals analog implementiert wird.
Die Anordnung gemäß der Erfindung für das Reduzieren von Rauschen in einem Empfangsband eines Funkempfängers umfasst einen Resonator, um das Rauschen zu filtern, Mittel, um ein Differenzsignal proportional zur Phasendifferenz zwischen der Resonatorspannung und einer Spannung des Eingangssignals des Resonators zu erzeugen, und Mittel zum Ändern einer Resonanzfrequenz des Resonators auf der Basis des Differenzsignals derart, dass die Phasendifferenz kleiner wird, wobei die Anordnung weiter dadurch gekennzeichnet ist, dass sie einen Analogverstärker für das Differenzsignal umfasst, um das Ändern der Resonanzfrequenz effektiver zu machen.
Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen beschrieben.
Die Erfindung wird unten im Detail beschrieben. Es wird Bezug genommen auf die begleitenden Zeichnungen.
1 zeigt ein Blockdiagramm einer Struktur gemäß dem Stand der Technik;
2 zeigt ein Blockdiagramm einer Struktur gemäß der Erfindung;
3 zeigt mittels eines Beispiels das Frequenzverhalten eines Resonatorfilters;
4 zeigt ein lineares Modell einer Struktur gemäß der Erfindung;
5 zeigt ein Beispiel der Struktur gemäß der Erfindung in Form eines Schaltungsdiagramms; und
6 zeigt ein anderes Beispiel der Struktur gemäß der Erfindung.
1 wurde schon in Verbindung mit der Beschreibung des Stands der Technik diskutiert.
2 zeigt eine Lösung gemäß der Erfindung in Form eines Blockdiagramms. Es umfasst als funktionale Blöcke ein Bandpassfilter 100, einen Phasendifferenzdetektor 200 und einen Verstärker 250. Ein Signal v_i mit einer Frequenz f und einer Phase Φ_i wird zum Filter gebracht. Das Signal v_i kann frequenzmoduliert sein, wobei sich f in diesem Fall auf die Mittenfrequenz bezieht. Das Filter gibt ein Signal v_o aus, dessen Frequenz gleich der des Eingangssignals ist, und dessen Phase Φ_o beträgt. Zum Eingangssignal v_i ist Rauschen n_i hinzugefügt, und zum Ausgangssignal v_o ist Rauschen n_o hinzugefügt. Durch das Filter ist die Leistungsdichte eines Rauschens n_o des Ausgangssignals in einer gegebenen Distanz von der Frequenz f kleiner als die des Rauschens n_i des Eingangssignals. Die Eingangs- und Ausgangssignale des Filters 100 werden an den Phasendifferenzdetektor 200 geliefert, der ein Signal v_e erzeugt, das proportional der Phasendifferenz Φ_o – Φ_i ist. Das Signal wird im Block 250 verstärkt. In der wirklichen Schaltung kann der Verstärker in den Phasendifferenzdetektor eingefügt sein. Das vom Verstärker 250 erzeugte Signal v_c wird zum Filter 100 gebracht, wo es den Ort des Durchlassbandes des Filters gemäß der oben beschriebenen Grundidee der Erfindung bestimmt. Eine Rückkopplung zwingt die Mittenfrequenz des Durchlassbandes der Signalfrequenz f zu folgen.
3 zeigt ein Beispiel des Frequenzverhaltens eines Bandpassfilters des Resonatortyps. Das Frequenzverhalten umfasst einen Amplitudengang 32 und einen Phasengang 31. Die Amplitude A ist am größten bei der Resonanzfrequenz f_r. Die Phase Φ oder die Phasendifferenz zwischen den Ausgangs- und Eingangssignalen ändert sich von –90° bis +90°, wenn die Frequenz von einem sehr niedrigen zu einem sehr hohen Wert zunimmt. Bei der Resonanzfrequenz f_r ist die Phase Φ null. Die Erfindung verwendet die Form des Phasengangs. Um die Resonanzfrequenz f_r ändert sich die Phase Φ relativ steil, wenn sich die Frequenz f ändert, mit anderen Worten die Neigung ΔΦ/Δf des Phasengangs 31 ist ziemlich steil, das heißt der Empfindlichkeitskoeffizient s₁ ist ziemlich groß. Somit kann durch das Folgen der Phasenänderung die Resonanzfrequenz f_r auf die Frequenz des Eingangssignals genauer eingestellt werden, als wenn man beispielsweise der Amplitudenänderung folgt.
4 zeigt ein lineares Modell eines Systems gemäß der Erfindung, das den 2 und 3 entspricht. Das Modell umfasst drei Empfindlichkeitskoeffizienten s₁, s₂ und s₃. Zuerst wird eine Differenz Δf der Frequenz f des Eingangssignals und der Resonanzfrequenz f_r erzeugt. Diese Differenz wird im Block 41 mit dem Empfindlichkeitskoeffizienten S₁ der Resonanzschaltung multipliziert, was eine Phasendifferenz ΔΦ erzeugt, die der Frequenzdifferenz entspricht. Im Block 42 wird die Phasendifferenz ΔΦ mit dem Empfindlichkeitskoeffizienten S₂ multipliziert. Der Koeffizient S₂ ist gleich dem Verhältnis Δv_c/ΔΦ. So zeigt er an, wie stark das Signal v_c, das durch den Phasendifferenzdetektor 200 und den zugehörigen Verstärker 250 erzeugt wird, sich ändert, wenn sich die Phasendifferenz ändert. Im Block 43 wird die Änderung Δv_c des Signals v_c mit dem Empfindlichkeitskoeffizienten s₃ multipliziert. Der Koeffizient s₃ ist gleich dem Verhältnis Δf_r/Δv_c. So zeigt er an, wie stark sich die Resonanzfrequenz f_r des Resonators 100 ändert, wenn sich das Steuersignal v_c ändert. Die Änderung Δf_r wird zu einer konstanten Frequenz f_ro, die der Mittenfrequenz des Betriebsfrequenzbereichs entspricht, hinzu addiert, was einen augenblicklichen Wert der Resonanzfrequenz f_r erzeugt. Das Produkt der Empfindlichkeitskoeffizienten s₁, s₂ und s₃ ist gleich der gesamten Verstärkung G des Kreises, der durch die Struktur geformt wird, wobei G eine dimensionslose Zahl ist. 4 ergibt: G(f – fr) + fro = fr so fr = (Gf + fro)/(G + 1) ≈ f – (f – fro)/G (1)
Der letzte Ausdruck für die Resonanzfrequenz f_r gilt, wenn die Kreisverstärkung G groß ist. Man kann sehen, wenn die Verstärkung sagen wir einmal 1000 beträgt, dass die Resonanzfrequenz f_r auf die Frequenz f des Eingangssignals mit einer Genauigkeit eingestellt wird, bei der der Fehler Eintausendstel der Differenz zwischen der Frequenz f und der Mittenfrequenz f_ro des Bereichs beträgt.
5 zeigt ein Beispiel der Schaltungsimplementierung der Erfindung, die 2 entspricht. Sie umfasst ein Bandpassfilter 100, einen Analogmultiplizierer 210, eine Verstärkerstufe 251, ein Tiefpassfilter 220, und einen Pufferverstärker 300. Das Eingangssignal der Struktur ist v_i, dessen Frequenz f und dessen Phase Φ_i ist. Das Ausgangssignal der gesamten Struktur ist v_out. Das Bandpassfilter 100 umfasst eine Parallelresonanzschaltung, deren induktiver Zweig durch die Spule L und der kapazitiver Zweig durch die Kapazitätsdioden CD1, CD2, die in Serie verbunden sind, gebildet wird. Zusätzlich umfasst das Bandpassfilter 100 einen Kondensator C1, über den das Eingangssignal v_i an den Resonator geliefert wird. Das Ausgangssignal des Filters 100 ist v_o, dessen Phase Φ_o ist. Das Eingangssignal v_i wird über den Kondensator C2 und das Ausgangssignal v_o über den Kondensator C3 an den Analogmultiplizierer 210 gegeben, was ihr Produkt v_m ergibt. Der Analogmultiplizierer basiert in diesem Beispiel auf einer allgemein bekannten Gilbert-Zelle 211, die drei differentielle Paare Q1-Q2, Q3-Q4 und Q5-Q6 aufweist. Eines der gegenseitig multiplizierten Signale steuert das Paar Q1-Q2, und das andere steuert die Paare Q3-Q4 und Q5-Q6. Das Ausgangssignal v_m des Analogmultiplizierers 210 ist proportional zu sinΦe + sin(4πft) (2)wobei t die Zeit darstellt. Die Phase Φ_e bezieht sich auf die Abweichung von 90° der Phasendifferenz der Eingangsspannungen der Gilbert-Zelle. Sie ist gleich der Phasendifferenz Φ_o – Φ_i. Das Signal v_m wird zur Verstärkerstufe 251 gebracht, die einen Transistor Q7, einen Widerstand R1, der vom Emitter dieses Transistors mit der Versorgungsspannung v_s verbunden ist, und einen Widerstand R2, der vom Kollektor mit Erde verbunden ist, umfasst. Die Spannungsverstärkung ist in diesem Fall R2/R1. Vom Kollektor des Transistors Q7 wird das Signal zum Tiefpassfilter 200 geführt. Das Filter umfasst in Serie verbunden einen Widerstand R3 und einen Kondensator C4 als auch einen Widerstand R4, von dem ein Ende mit Erde verbunden ist. Das Signal wird zwischen dem Widerstand R3 und dem Kondensator C4 heraus genommen. Wenn R4 << R3 + R2 ist, und die Zeitkonstante R4·C4 >> 1/(2πf), so beträgt die Filterdämpfung bei der Frequenz 2f (R3 + R2)/R4, das heißt, sie ist sehr hoch. Bei niedrigen Frequenzen tritt keine Dämpfung auf, so dass der oben erwähnte Ausdruck für das Signal v_m auf den sich relativ langsam ändernden ersten Ausdruck sinΦ_e reduziert wird. Wenn die Phasendifferenz Φ_o – Φ_i sehr klein ist, so ist das Ausgangssignal v_c des Filters ihr proportional. Das Signal v_c wird über den Widerstand R5 zwischen den Kapazitätsdioden CD1, CD2 des Resonators geleitet. Das Signal v_c bestimmt die gesamte Kapazität der Dioden und so die Resonanzfrequenz des Resonators. Eine geeigneter Gleichspannungspegel für die Steuerspannung v_c wird durch ein geeignetes Dimensionieren der Verstärkerstufe 251 erzielt. Wenn beispielsweise die Frequenz f des Signals v_i zunimmt, so erzeugt der Resonator für die Phasendifferenz Φ_o – Φ_i einen positiven Wert, der nicht null ist. Die innere Kopplung des Analogmultiplizierers 210 ist so, dass der Teil proportional zur Phasendifferenz der Spannung v_m dann abnimmt. Dies führt zu einer Zunahme des Stroms des Transistors Q7 und weiter zu einer Zunahme der Steuerspannung v_c. Die Zunahme der Steuerspannung v_c bewirkt, dass die Kapazität des Resonators fällt, und somit dass die Resonanzfrequenz steigt. Die Änderung endet, wenn die Resonanzfrequenz die Frequenz des Eingangssignals erreicht hat.
Das Ausgangssignal v_o des Filters 100 wird über einen Entkopplungskondensator C5 an den Pufferverstärker 300, an die Basis des Transistors Q8 geführt. Der Transistor Q8 ist so geschaltet, dass er als Emitterfolger funktioniert. Der Kollektor ist direkt und die Basis über den Widerstand R6 mit der Versorgungsspannungsleitung verbunden, und der Emitter ist über den Widerstand R7 mit Erde verbunden. Das Ausgangssignal v_out der gesamten Struktur wird vom Emitter des Transistors Q8 über einen Entkopplungskondensator C6 genommen.
Es folgt auch aus der oben beschriebenen Rückkopplung, dass die Phase Φ_o der Phase Φ_i des Eingangssignals folgt, wenn eine Änderung bei letzterem auftritt, während die Frequenz f konstant bleibt. In diesem Fall ändert sich die Resonanzfrequenz momentan, bis die Phasendifferenz auf null reduziert ist. Unabhängig von der Phasendifferenznachfolge kann das Filter 100 andererseits leicht so dimensioniert werden, dass das Signal v_o relativ niederfrequenten Amplitudenänderungen folgt, die möglicherweise im Eingangssignal v_i auftreten.
6 zeigt ein anderes Beispiel der Schaltungsimplementierung der Erfindung 100. Das Filter 100 ist ein Schallwellenresonator (bulk acoustic wave, BAW). Die Eingangs und Ausgangssignale des Filters sind wie in 5 bezeichnet. Sie werden in diesem Beispiel unter Verwendung eines wohl bekannten abgeglichenen Diodenmischers 215 gemischt, der passende Dioden D1, D2, D3 und D4 als auch Wandler T1 und T2 aufweist. Wenn die Frequenzkomponenten, deren Frequenzen gleich oder größer als die Frequenz f des Eingangssignals sind, aus dem Ausgangssignal v_m des Mischers 215 entfernt werden, wird ein Signal übrig gelassen, das proportional zur Phasendifferenz Φ_o – Φ_i ist. Diese hochfrequenten Komponenten werden durch eine Verstärkereinheit 240 gedämpft. Sie enthält einen Operationsverstärker A1, der als ein invertierender Verstärker geschaltet ist. Die Eingangsimpedanz des Operationsverstärkers beträgt R1 und die Rückkopplungsimpedanz umfasst eine parallele Verbindung eines Zweigs, der aus dem Widerstand R2 besteht, und des anderen Zweigs, der aus dem Widerstand R3 und dem Kondensator C3, die in Serie verbunden sind, besteht. Die Verstärkung der Einheit 240 bei relativ niedrigen Frequenzen beträgt dann R2/R1 und bei relativ hohen Frequenzen (R2||R3)/R1, wobei R2||R3 den Widerstand der parallelen Verbindung der Widerstände R2 und R3 darstellt. Im allgemeinen bezieht sich der Buchstabe "R" in der Zeichnung sowohl auf den Widerstand als auch seinen Widerstandswert. Ähnlich bezieht sich "C" sowohl auf einen Kondensator als auch dessen Kapazität. Die gewünschte Filterwirkung wird erzielt, wenn R3 << R2. Das Ausgangssignal v_c der Einheit 240 wird zum BAW-Resonator gebracht, wo es die Frequenz des Resonators bestimmt. Das Ausgangssignal v_o des Filters 100 wird zu einem ähnlichen Pufferverstärker 300 wie in 5 gebracht, um das Ausgangssignal v_out zu erzeugen.
Oben wurden Lösungen gemäß der Erfindung beschrieben, aber die Erfindung ist nicht auf die beschriebenen Lösungen beschränkt. Beispielsweise ist es möglich, andere bekannte Strukturen für das Filter und die Schaltung, die der Phasendifferenz folgt, zu verwenden. Die Erfindung kann auch in Verbindung mit Systemen verwendet werden, die andere Modulations- und Kodierschemata verwenden, wie beispielsweise TDMA (Vielfachzugriff im Zeitmultiplex), CDMA (Vielfachzugriff im Kodemultiplex) und UMTS (Universales mobiles Telekommunikationssystem). Die erfinderische Idee kann auf viele verschiedene Arten innerhalb des Umfangs, der durch die unabhängigen Ansprüche definiert wird, angewandt werden.

Claims

Verfahren zum Reduzieren von Rauschen in einem Empfangsband eines Funkempfängers, wovon ein Eingangssignal (v_i) einen Resonator so speist, dass der Resonator mit der Frequenz des Eingangssignals oszilliert, wobei das Verfahren darauf basiert, dass die Mittenfrequenz des Durchlassbandes des Resonators im Wesentlichen auf die Frequenz des Eingangssignals eingestellt wird und die Schritte umfasst: – Erzeugen eines Differenzsignals (v_c) proportional zu einer Phasendifferenz (Δϕ) zwischen Resonatorspannung und einer Spannung des Eingangssignals, und – Ändern der Resonanzfrequenz des Resonators mittels des Differenzsignals derart, dass die Phasendifferenz kleiner wird, dadurch gekennzeichnet, dass das Differenzsignal (v_c) verstärkt wird, um ein Ändern der Resonanzfrequenz effektiver zu machen, wobei das Verstärken des Differenzsignals analog implementiert wird.
Verfahren gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass um das Differenzsignal zu erzeugen – die Spannung des Eingangssignals und die Resonatorspannung miteinander multipliziert werden, und – die Frequenzkomponenten, deren Frequenzen mindestens gleich der Frequenz des Eingangssignals sind, in dem resultierenden Signal gedämpft werden.
Verfahren gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass um das Differenzsignal zu erzeugen – die Spannung des Eingangssignals und die Resonatorspannung miteinander gemischt werden, und – die Frequenzkomponenten, deren Frequenzen mindestens gleich der Frequenz des Eingangssignals sind, in dem resultierenden Signal gedämpft werden.
Verfahren gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Kapazität des Resonators als Funktion des Differenzsignals gesteuert wird, um die Resonanzfrequenz des Resonators zu ändern.
Anordnung zum Reduzieren von Rauschen in einem Empfangsband eines Funkempfängers, wobei die Anordnung umfasst: – einen Resonator (100), um das Rauschen zu filtern – Mittel (200), um ein Differenzsignal proportional zur Phasendifferenz zwischen Resonatorspannung und einer Spannung des Eingangssignals des Resonators zu erzeugen, und – Mittel (CD1, CD2) zum Ändern einer Resonanzfrequenz des Resonators auf Basis des Differenzsignals derart, dass die Phasendifferenz kleiner wird, dadurch gekennzeichnet, dass sie weiter einen Analogverstärker (250; 251; 240) für das Differenzsignal umfasst, um ein Ändern der Resonanzfrequenz effektiver zu machen.
Anordnung gemäß Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel, um das Differenzsignal zu erzeugen, umfassen – Mittel (210), um die Spannung des Eingangssignals und die Resonatorspannung miteinander zu multiplizieren, – Mittel (220), um in den resultierenden Signalfrequenz-Komponenten Frequenzen davon, die mindestens gleich der Frequenz des Eingangssignals sind, zu dämpfen.
Anordnung gemäß Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel zum Multiplizieren der Spannung des Eingangssngals und der Resonatorspannung miteinander eine Gilbert-Zelle (211) umfassen, von der ein erster Eingang mit dem Eingang eines Filters (100) verbunden ist, umfassend den Resonator, und von der ein zweiter Eingang mit dem Ausgang des Filters verbunden ist.
Anordnung gemäß Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel zum Ändern der Resonanzfrequenz des Resonators mindestens eine Kapazitätsdiode (CD1, CD2) umfassen, die von dem Differenzsignal gesteuert werden.
Anordnung gemäß Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel zum Erzeugen des Differenzsignals umfassen – Mittel (215) zum Mischen der Spannung des Eingangssignals und der Resonatorspannung miteinander, – Mittel (R3, C3) zum Dämpfen in den resultierenden Signalfrequenz-Komponenten Frequenzen davon, die mindestens der Frequenz des Eingangssignals sind.
Anordnung gemäß Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel (215) zum Mischen der Spannung des Eingangssignals und der Resonatorspannung miteinander ein abgeglichener Diodenmischer sind, wovon ein erster Eingang mit dem Eingang des Filters verbunden ist, umfassend den Resonator und wovon ein zweiter Eingang mit dem Ausgang des Filters verbunden ist.