DE2854128A1 - Empfaengereingangsschaltung mit verbesserung des signal-rauschabstandes - Google Patents

Empfaengereingangsschaltung mit verbesserung des signal-rauschabstandes

Info

Publication number
DE2854128A1
DE2854128A1 DE19782854128 DE2854128A DE2854128A1 DE 2854128 A1 DE2854128 A1 DE 2854128A1 DE 19782854128 DE19782854128 DE 19782854128 DE 2854128 A DE2854128 A DE 2854128A DE 2854128 A1 DE2854128 A1 DE 2854128A1
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
frequency
mixer
signal
noise
receiver input
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
DE19782854128
Other languages
English (en)
Other versions
DE2854128C3 (de
DE2854128B2 (de
Inventor
Robert Prof Dr Ing Maurer
Hans Peter Dipl Phys Petry
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Bosch Telecom GmbH
Original Assignee
Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Licentia Patent Verwaltungs GmbH filed Critical Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Priority to DE2854128A priority Critical patent/DE2854128C3/de
Priority to GB7942099A priority patent/GB2039430B/en
Priority to IT28004/79A priority patent/IT1127681B/it
Priority to JP16174679A priority patent/JPS5583348A/ja
Priority to FR7930776A priority patent/FR2444376B1/fr
Priority to CA000341971A priority patent/CA1139846A/en
Priority to US06/104,022 priority patent/US4387470A/en
Publication of DE2854128A1 publication Critical patent/DE2854128A1/de
Publication of DE2854128B2 publication Critical patent/DE2854128B2/de
Application granted granted Critical
Publication of DE2854128C3 publication Critical patent/DE2854128C3/de
Expired legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
    • H03D3/001—Details of arrangements applicable to more than one type of frequency demodulator
    • H03D3/003—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback
    • H03D3/004—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback wherein the demodulated signal is used for controlling an oscillator, e.g. the local oscillator
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F7/00—Parametric amplifiers
    • H03F7/04—Parametric amplifiers using variable-capacitance element; using variable-permittivity element
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
    • H03G3/20—Automatic control
    • H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
    • H03G3/3094—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in parametric amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)
  • Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Description

Licentia Patent-Verwaltungs-GmbH NE2-BK/Sch/jo
BK 78/82
Empfängereingangsschaltung mit Verbesserung des
Signal-Rauschabstandes
Parametrische Empfängereingangsschaltungen, also Schaltungen mit gesteuertem Blindleitwert (Varaktordioden), sind bekanntlich in der Empfindlichkeit konventionellen Empfängern, die Mischer mit gesteuertem Wirkleitwert verwenden, überlegen. Unter der Vielfalt der bekannten Varianten parametrischer Schaltungen für Empfängereingangsstufen sind im Zusammenhang mit dem phasenkohärenten Abwärtsmischer insbesondere die folgenden hervorzuheben:
1. Abwärtsmischer in Kehrlage mit AM- oder FM-modulierter
Pumpquelle,
2. Nichtreziproker degenerierter Mischerkettenverstärker,
3. Abwärtsmischer in Regellage mit hohem Umsetzungsverhältnis und Abschluß bei der Spiegelfrequenz durch einen reellen
Widerstand.
Diese Beispiele zeichnen sich entweder durch eine sehr geringe
Systemrauschtemperatur (3) oder durch eine Verbesserung des Signal-Rauschabstandes aus (1,2).
Die Mechanismen, die zu solchen Eigenschaften führen, sind sehr
030025/0402
genau bekannt, insbesondere muß für die Systeme (1) und (2) der Begriff der Rauschzahl erweitert werden. Mit einer verallgemeinerten Definition (vgl. DE-PS 21 53 244) kann der Vorgang de" Signal-Rauschabstandverbesserung (Systeme mit F< 1) erklärt werden. Außerdem sind herkömmliche Systeme in der Definition enthalten.
Bei der Behandlung dieser Empfängertypen zeigt es sich, daß vor allem zwei charakteristische Eigenschaften die Verbesserung des Signal-Rauschabstandes bewirken: einmal die Möglichkeit der Verringerung der Systembandbreite von der HF- zur ZF-Ebene (rückgekoppelter FM-Empfänger), zum zweiten eine unterschiedliche Verstärkung von Signal- und Rauschleistung (rückgekoppelter AK-Err.pfänger, Mischerkettenverstärker).
Für Systemüberlegungen im Mikrowellenbereich kann es allerdings von Nachteil sein, daß beim Mischerkettenverstärker der erste Mischer ein Aufwärtsmischer ist, also mit hochliegender Pumpfrequenz betrieben wird. Der Abwärtsmischer in Kehrlage invertiert das Signalspektrum und ist daher ohne weiteren Kehrlagemischvorgang nicht einsetzbar.
Die im Anspruch 1 angegebene Erfindung vermeidet die oben angeführten Nachteile der bekannten Systemkonzepte, ohne deren posi-
BK 78/82 - 5 -
030025/0402
tive Eigenschaften zu verlieren und bringt eine Verbesserung des Signal-Rauschabstandes vom Eingang zum Ausgang des Mischer.; bei gleichzeitig vorhandener großer verfügbarer Leistungsverstärkung und geringem Eigenrauschen.
Vorteilhafte Weiterentwicklungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen dargestellt.
Anhand der Figuren soll im folgenden die Erfindung näher erläutert werden.
Fig. 1 zeigt die Frequenzlage bei Mischern. In der Fig. 1a ist dabei die Frequenzlage bei Mischern mit hohem Umsetzungsverhältnis, in der Fig. 1b die Frequenzlage bei quasidegenerierten Mischern und in der Fig. 1c bei degenerierten Mischern dargestellt. Mit ρ ist in den Figuren die Pumpfrequenz, mit ζ die Zwischenfrequenz, mit p+z die Signalfrequenz, mit p-z die Spiegelfrequenz und mit 2p-z das zweifache Mischprodukt bezeichnet.
Fig. 2 zeigt eine phasenkohärente Empfängereingangsschaltung mit degeneriertem Abwärtsmischer. Auf diesen Abwärtsmischer M folgt ein ZF-Verstärker V und ein Phasendetektor PD. Der Mischer M wird von einem spannungsgesteuerten Pumposzillator VCO gespeist, der gleichzeitig über einen Frequenzteiler T mit einem zweiten Eingang des Phasendetektors PD verbunden ist. Der Ausgang dieses Phasendetektors PD führt über einen Tiefpaß TP, an dem die Niederfrequenz
SM„ abgreifbar ist. Der Tiefpaß TP ist mit dem Eingang des Phasen-JMr
detektors PD verbunden.
Grundlage für das gesamte Klemmenverhalten ist die Berechnung der
BK 78/82 - 6 -
030025/0402
Kleinsignalkonversionsmatrix des Mischers für den Fall, daß die Pumposzilllatorfrequenz ungefähr gleich dem Deoppelten der Zwischenfrequenz ist (sog. quasidegenerierter Fall nach Abb. 1b). Der degenerierte bzw. phasenkohärente Fall wird hieraus abgeleitet.
Im degenerierten Fall d.h. p=2z, p+z=3z ist die Phasenregelschleife eingerastet, und das 5-Frequenzsystem der Fig. 1b geht in das 3-Frequenzsystem der Fig. 1c über. Die Auswertung der Konversionsmatrix zeigt, daß aufgrund des Abschlusses bei der Spiegelfrequenz, die im degenerierten Fall gleich der Zwischenfrequenz ist, mit dom Eingangswiderstand des nachfolgenden ZF-Verstärkers (vgl. DE-P3 22 30 536) eine Entdämpfung des Zwischenfrequenzkreises erfolgt, die eine verfügbare Leistungsverstärkung größer als eins ermöglicht. Die Größe dieser Verstärkung hängt von der Phasenlage zwischen Pumpfrequenz und Zwischenfrequenz ab. Bei Resonanzabstimmung der Kreide gilt die Beziehung
v'ra " (1+m)2
ζ m+1
1-
. cos φ
Dabei bedeuten:
m = R Z"/Rn Verhältnis von transformiertem Generatorwiderstand zum Verlustwiderstand der Reaktanzdiode.
BK 78/82
— 7 -
030025/0402
D z Dynamische Güte der Reaktanzdiode bei der Sinaifrequenz
φ Phasendifferenz zwischen Pumposzillator und Zwischenfrequenz
Bei Quadraturansteuerung durch das Phasenregelsystem ist der Fehlwinkel φ =o, und die verfügbare Leistungsverstärkung nimmt ihren Maximalwert an. Dieser beträgt im verlusffreien Fall
G - z 1
ν,m - p+z 1-a
a beschreibt dabei die Größe der wirksamen Entdämpfung und hat einen Wert in der Nähe von eins, muß aber aus Stabilitätsgründen kleiner als eins bleiben.
Für die Berechnung der Gesamtrauschzahl ist neben der verfügbaren Leistungsverstärkung auch der Signal-Übertragungsgewinn im degenerierten Fall erforderlich. Man erhält ihn aus der Konversionsmatrix unter Einbeziehung der Quell- und Lastwiderstände R„ und R'L zu:
Lü,deg = pTz 4RsRL k ~2
k ist dabei eine Konstante, die von den Kreisverlusten und dem Anpassungszustand an den ZF-Verstärker abhängt und im verlustfreien und angepaßten Zustand den Wert eins annimmt. Die Größe b hat ähnlich wie a einen Wert in der Nähe von eins und beschreibt die Wirkung der Entdämpfung unter Berücksichti-
BK 78/82 - 8 -
030025/ΟΛ02
gung des Abschlusses durch den ZF-Verstärker. Aus Stabilitätsgrürden ist zu beachten, daß die Relation
b<a<1
erfüllt sein muß.
Das Konversionsverhalten des Mischers gegenüber deterministischen Signalen, für die zwischen Signal-, Pump- und Zwischenfrequenz keine feste Frequenz- und Phasenbeziehung besteht, wird beschrieben durch die Konversionsmatrix für den 5-Frequenzen-Fall der Fig. 1b.
Der Mischvorgang ist in diesem Fall erheblich komplizierter als beim degenerierten Mischer. Die Eingangsfrequenz bei p+z wird über ρ abgemischt auf z. Der Anteil bei ζ bildet mit ρ ein Mischprodukt in Kehrlage bei p-z, welches wegen ρ 2z in der Nähe von ζ liegt. Schließlich ist.noch ein Anteil bei 2p-2 zu berücksichtigen, der aus dem Mischvorgang von p-z mit ρ resultiert. Mischprodukte höherer Ordnung können, wenn di,e Reaktanzdiode in Stromsteuerung betrieben wird, vernachlässigbar werden. Die Berechnung des Übertragungsgewinns aus der quasidegenerierten Konversionsmatrix ergibt:
r - z üR R ie Γ 1 Lü,quasi " p+z 4KsKL KL 1-b2 J
also einen Wert, der kleiner ist als der Übertragungsgewinn im gegenerierten Fall. Der Mischer verarbeitet somit kohärente und inkohärente Signale mit unterschiedlichen Übertragungsgewinnen.
BK 78/82 - 9 -
030025/0402
Das Verhältnis aus beiden Gewinnen, der sogenannte quasidegenerierte Verbesserungsfaktor beträgt daher:
quasi - - U d;
ü,quasi
und geht, wenn b gegen eins strebt, gegen aen Wert ü ~ 6 dB. Diese Aussagen gelten wiederum für Resonanz und optimale Phasenbeziehungen. Im Allgemeinen ist b nicht reell, "sondern eine komplexe frequenz- und phasenabhängige Funktion.
Die Berechnung der Rauscheigenschaften gliedert sich in zwei Teilprobleme: erstens die Berechnung der zusätzlichen Rauschazahl des Mischers, die durch die Konversionseigenschaften, die inneren Verluste und die Rauscheigenschaften des ZF-Verstärkers bestimmt wird, zum zweiten die Berechnung des Übertragungsgewinns für Rauschnignale, der zur Ermittlung des tatsächlichen Verbesserungsfaktory erforderlich ist und der sich vom Übertragungsgewinn für deterministische Signale im quasidegenerierten Fall unterscheidet. Denkt man sich als Eingangssignal ein bandbegrenztes weißes Rauschsignal, welches als überlagerung vieler inkohärenter harmonischer Signale behandelt werden kann, so läßt sich zeigen·, daß jede spektrale Komponente dieses Rauschsignals prinzipiell mit dem quasidegenerierten Übertragungsgewinn verstärkt wird. Eine genauere Behandlung zeigt jedoch, daß aufgrund der zwei möglichen Eingangsfrequenzen p+z und 2p-z jeder Spektralanteil auf
BK 78/82 - 10 -
030025/0402
der Zwischenfrequenzseite aus zwei Anteilen des Eingangsrauschens zusammengesetzt ist. Diese Zweiseitenbandbetrachtung ergibt irr zeitlichen Mittel für den Rauschsignal-Übertragungsgewinn:
ti r> ~ «st OO
U'r p-z s L (1-b^r
so daß der Verbesserungsfaktor jetzt lautet:
L 2 *
V - ü,deg _ (1+b)
Lü,r 1+b2
welcher für b=1 den Wert 2 - 3 dB annimmt. Beide Verbesserungsfaktoren haben eine anschauliche Bedeutung. Der quasidegenerierte Verbesserungsfaktor V . beschreibt die Störträgerunterdrückung des Empfangssystems: Signale, die nicht zur Rastung des nachfolgenden Phase-locked-Loop führen, werden gegenüber gerasteten Signalen um 6 dB abgeschwächt. Der eigentliche Verbesserungsfaktor V beschreibt bei rauschfrei gedachtem Mischer die Verbesserung des Signal-Raurchabstandes vom Eingang zum Ausgang; sie kann somit maximal 3 ■-!!' betragen.
Ist der Mischer nicht rauschfrei, so lautet nach DE-PS 21 53 ?Llii die Gesamtrauschzahl:
F = 1 (1+Fz)
V ist dabei der o.a. Verbesserungsfaktor, F_ die zusätzliche Rauschzahl des Mischers.
BK 78/82 - 11 -
030025/0402
Bei ihrer Berechnung muß der besonderen Frequenzsituation nach Fig. 1b besondere Beachtung geschenkt werden. Da am Ausgang des Mischers Zwischenfrequenz und Spiegelfrequenz zusammenfallen, da ZF-Klemmenpaar also sowohl Eingangs- als auch Ausgangsklemmenpaar darstellt, geht das Rauschen des ZF-Verstärkers nicht nur in die Kettenrauschzahl Mischer-ZF-Verstärker, sondern auch schon in die Zusatzrauschzahl des Mischers allein ein. In den Konversionsgleichungen werden alle Signalquellen zu Null gesetzt und nur Einflüsse aus inneren Rauschquellen berücksichtigt. Das Rauschen des ZF-Verstärkers ist durch eine Ersatzrauschquelle an seinem Eingang dargestellt. Zwischen Mischer und ZF-Verstärker wird ein Übertrager geschaltet, dessen Übersetzungsverhältnis so gewählt ist, daß der gegebene Mischerausgangswiderstand auf den optimalen Rauschwiderstand des ZF-Verstärkers transformiert wird. Unter diesen Voraussetzungen besitzt der Mischer eine Zusatzrauschzahl:
P - 1 m ρ
v, p+z		 Z ( +R D + )+Z
Fz - T A V ζ
b p+z R Rv,p+z+RD> f Rv,z+RD,
1 +b 2 ζ ü Rp+z R+
T ZF ,Min E, ZF b , „ ν,p+z+ D^ ι
T A 2 U ι J
Es bedeuten Tm Mi seherumgebungstemperatur
TA Antennentemperatur
T7p w. minimale Rauschtemperatur ZF-Verstärker
R , R , RD Verlustwiderständö von Signalkreis, ZF-Kreis und Diode
R, +.„ Generatorwiderstand p+z
R Bedämpfender Widerstand auf der ZF-Seite BK 78/82 G3 0025/04 02 - 12 -
Das Einsetzen realer Werte für diese Größen zeigt, daß bei hinreichend rauscharmem ZF-Verstärker auch F keine nennenswerte
Verschlechterung der Gesamtrauschzahl verursacht.
Für den Fall frequenzmodulierter Eingangssignale S ist auch der Pumposzillator frequenzmoduliert. Dies macht zunächst eine verallgemeinerte Behandlung der Konversionseigenschaften der Reaktanzdiode erforderlich. Es läßt sich jedoch zeigen, daß die Konversionsgleichungen bei mitlaufendem Pumposzillator in die stationären Gleichungen für einen Pumposzillator mit konstanter Frequenz zu überführen sind. Daraus folgert man, daß bis auf vergrößerte Bandbreiteforderung zwischen monochromatischem und FM-Signalverhalten keine prinzipiellen Unterschiede bestehen. Die besonderen Gegebenheiten des FM-Falles lassen jedoch eine weitere Verbesserung des.Rauschverhaltens zu. Aufgrund der phasenstarr mitlaufenden Pumpe erfolgt eine Hubkompression von der HF-zur ZF-Ebene der Größe
Q=Q - Q
ζ p+z ρ
Daraus folgt sofort, daß bei der Zwischenfrequenz die dem verminderten Modulationsindex entsprechende Carson-Bandbreite verringert werden kann, ohne daß eine Verzerrung des FM-Signals eintritt.
Für den Fall idealer Filter ergibt sich entsprechend DE-PS 21 53 244 '
F= ^
BK 78/82 HF ü'deg - 13 -
830025/0402
wobei B71, die ZF-Bandbreite und Βυτ? die HF-Bandbreite bezeichnet. Bei Filtern mit realen Durchlaßkurven sind entsprechend die jeweiligen Rauschbandbreiten einzusetzen.
Die weitere Verbesserung des Signal-Rauschabstandes geht multiplikativ ein, da Bandbreitekompression und unterschiedliche Verstärkung von Signal und Rauschen unkorrelierte Vorgänge sind, also getrennt genutzt werden können.
Die Größe der erreichbaren Verbesserung hängt Vom Modulations! index, dem NF-Bandbreitebedarf und dem nachfolgenden Demodulator ab und kann maximal den Wert (p+z)/z = 3 = 4.7 dB erreichen.
Die vorteilhaften Systemeigenschaften des vorgestellten phasenkohärenten Abwärtsmischers können als Grundlage zu einer Reihe von Empfangssystemen genutzt werden.
Dem degenerierten parametrischen Abwärtsmischer kann z.B. eini konventioneller rauscharmer Vorverstärker vorgeschaltet werden. Hat der Vorverstärker eine ausreichende verfügbare Verstärkung und eine kleine Rauschzahl, so ist die Gesamtrauschzahl der Empfängereingangsschaltung gegeben durch
F =
Lü,r
ü,deg
(1+F
Mischer
Vorverstärker
d.h. die Rauscheigenschaften bezüglich innerer Quellen werden vom Vorverstärker bestimmt, der Mischer behält seinen Verbesserungsfaktor bei, die Kettenschaltung ist also ein System F<1. Diese Konfiguration hat den Vorteil, daß der Mischer nicht rauachoptimiert werden muß, was eine größere Zahl von Freiheits-
BK 78/82 030025/0402
&raden ergibt und z.B. zur Vergrößerung der Mischerbandbreite genutzt werden kann.
Im Mikrowellengebiet stehen ausreichend rauscharme Vorverstärker nicht zur Verfügung. Hier kann z.B. der in DE-PS 22 30 536 beschriebene parametrische Äbwärtsmischer mit reellem Abschlußwiderstand bei der Spiegelfrequenz als Vorstufe zur Verwendung kommen. Er besitzt eine verfügbare Leistungsverstärkung größer als eins und hat bei hohem Umsetzungsverhältnis eine Rauschtemperatur
T a T " T
* m p-z sp sp
T ist dabei die Rauschtemperatur des Abschlußwiderstandes bei der Spiegelfrequenz. Wird bei genügend hohem Umsetzungsverhältnis eines solchen Systems die Antenne als Abschlußwiderstand bei der Spiegelfrequenz mitbenutzt, so können bei hochstehender Antenne (T.=50°K) sehr niedrige Rauschtemperaturen erreicht werden. Der nachfolgende Mischer kann somit seinen Verbesserungsfak tor voll nutzen.
Die erfindungsgemäße Empfängereingangsschaltung zeichnet sich durch die folgenden Eigenschaften aus:
- Abwärtsmischer in Regellage mit
niedriger Pumpfrequenz
- Verfügbare Leistungsverstärkung χ 1
- Niedrige Eigenrauschzahl < 1
- Verbesserung des Signal-Rauschabstandes
BK 78/82 * - 15 -
0025/0402
- FM-Tauglichkeit
- Obere Frequenzgrenze bestimmt durch Technologie der Varaktordioden.
K." lassen sich daher mit einiger Sicherheitsreserve Systemschwellwer.te in der Nähe von 0 dB erwarten. Dies bedeutet gegenüber den zürn jetzigen Zeitpunkt bestehenden Randdaten für Satelliten-Empfangssysteme eine entscheidende Verbesserung insbesondere im Hinblick auf Satellitensendeleistungen und maximal erreichbare Entfernungen.
In Betracht gezogene Literaturstellen:
R. Maurer Die Signal- und Rauscheigenshaften des degenerierten und quasidegenerierten nichtreziproken parametrischen Verstärkers ohne Zirkulatoren AEÜ 24 (1970), Heft 9, 419-424
R. Maurer Parametrischer Mikrowellen-Konverter
K. H. Löcherer· Γ AEÜ 25 (1972), Heft 11, 475-480
R. Maurer Parametrische Kehrlage-Mischer mit frequenz- bzw.
K.H. Löcherer amplitudenmodulierter Signal- und Pumpquelle AEÜ 26 (1972), Heft 1, 1-10 DE-PS 22 30 536
DE-PS 21 53 244
BK 70/82
§■80025/0402

Claims (1)

  1. .icentia Patent-Verwaltungs-GmbH NE2-BK/Sch/jo
    BK 78/82
    Empfängereingangsschaltung mit Verbesserung des Signal-Rauschabstandes
    Patentansprüche
    Empfängereingangsschaltung mit einer Verbesserung des Signal-Rauschabstandes (F<1) vor dem Demodulator, bestehend aus einem parametrischen Abwärtsmischer in Frequenz-Gleichlage und einem nachgeschalteten Demodulator, dadurch gekennzeichnet , daß der Mischer (M) von einem in Frequenz und Phase über eine Regelschleife mitlaufenden Pumposzillator (VCO) derart beaufschlagt wird, daß dabei
    ρ = 2z und ρ + ζ = 3z ist,
    wobei mit-p = Pumposzillatorfrequenz,
    ζ = die Zwischenfrequenz
    bezeichnet ist und daß der Mischer bei der Spiegelfrequenz mit einem reellen Widerstand abgeschlossen ist und eine Leistungsverstärkung ermöglicht.
    Empfängereingangsschaltung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß dem Mischer (M) ein rauscharmer Vorverstärker
    ^0.30025/0402
    - 2 ORIGINAL INSPECTH)
    - 2 vorgeschaltet ist.
    3. Empfängereingangsschaltung nach Anspruch 2 für Mikrowellen, dadurch gekennzeichnet, daß ein parametrischer Abwärtsrü scher mit reellem Abschlußwiderstand bei der Signalfrequenz als Vorverstärker Verwendung findet.
    4. Empfängereingangsschaltung nach einem der-vorhergehenden Ansprüche für in der Frequenz moduliertes Eingangssignal, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem als Phasendetektor (PD) ausgebildeten Demodulator und dem Mischer (M) ein ZF-Verstärker (V) eingefügt ist und daß am Ausgang des Demodulators ein Tiefpaß (TP) angeschlossen ist, an dem die Niederfrequenz (SNp) abgreifbar ist.
    5. Empfängereingangschaltung nach Anspruch 4 mit Verbesserung des Signal-Rauschabstandes, dadurch gekennzeichnet, daß zusätzlich eine Kompression des Frequenzhubes von der HF- zur ZF-Ebene erfolgt.
    BK 78/82
    0300 7 5/0402
    ORIGINAL INSPECTED
DE2854128A 1978-12-15 1978-12-15 Empfängerschaltung mit Verbesserung des Signal-Rauschabstandes Expired DE2854128C3 (de)

Priority Applications (7)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE2854128A DE2854128C3 (de) 1978-12-15 1978-12-15 Empfängerschaltung mit Verbesserung des Signal-Rauschabstandes
GB7942099A GB2039430B (en) 1978-12-15 1979-12-06 Telecommunications- receiving equipment
IT28004/79A IT1127681B (it) 1978-12-15 1979-12-07 Circutto di entrata per ricevitori con miglioramento del rapporto segnale-rumore
FR7930776A FR2444376B1 (fr) 1978-12-15 1979-12-14 Montage d'entree de recepteur a rapport signal/bruit ameliore
JP16174679A JPS5583348A (en) 1978-12-15 1979-12-14 Receiver input circuit improved in s*n ratio
CA000341971A CA1139846A (en) 1978-12-15 1979-12-14 Receiver input circuit
US06/104,022 US4387470A (en) 1978-12-15 1979-12-17 Receiver input stage with an improvement of the signal to noise ratio

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE2854128A DE2854128C3 (de) 1978-12-15 1978-12-15 Empfängerschaltung mit Verbesserung des Signal-Rauschabstandes

Publications (3)

Publication Number Publication Date
DE2854128A1 true DE2854128A1 (de) 1980-06-19
DE2854128B2 DE2854128B2 (de) 1981-06-19
DE2854128C3 DE2854128C3 (de) 1982-02-18

Family

ID=6057244

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE2854128A Expired DE2854128C3 (de) 1978-12-15 1978-12-15 Empfängerschaltung mit Verbesserung des Signal-Rauschabstandes

Country Status (7)

Country Link
US (1) US4387470A (de)
JP (1) JPS5583348A (de)
CA (1) CA1139846A (de)
DE (1) DE2854128C3 (de)
FR (1) FR2444376B1 (de)
GB (1) GB2039430B (de)
IT (1) IT1127681B (de)

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS604335A (ja) * 1983-06-23 1985-01-10 Clarion Co Ltd 受信機
DE3335024A1 (de) * 1983-09-28 1985-04-11 Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg Schaltungsanordnung fuer einen empfaenger mit zwei phasenregelkreisen
GB8501035D0 (en) * 1985-01-16 1985-02-20 Senior J Prostaglandins
US5983077A (en) * 1997-07-31 1999-11-09 Ericsson Inc. Systems and methods for automatic deviation setting and control in radio transmitters
GB0905755D0 (en) * 2009-04-03 2009-05-20 Siemens Ag Directional coupler
GB0905770D0 (en) 2009-04-03 2009-05-20 Siemens Ag Bias control
GB0905768D0 (en) * 2009-04-03 2009-05-20 Siemens Ag Antenna feed
GB0905752D0 (en) * 2009-04-03 2009-05-20 Siemens Ag Hybrid amplifier
GB2469159B (en) 2009-04-03 2011-12-21 Siemens Ag Upconverter
GB0915657D0 (en) * 2009-09-08 2009-10-07 Siemens Ag Amplifier

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2230536C3 (de) * 1972-06-22 1975-07-24 Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt Mikrowellen-Eingangsschaltung mit einem para metrischen Abwärtsmischer

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
NL277424A (de) * 1961-04-25
US3231822A (en) * 1961-12-22 1966-01-25 Bell Telephone Labor Inc Frequency modulation feedback receiver
US3428900A (en) * 1965-11-26 1969-02-18 Rca Corp Distributed feedback frequency compression in frequency modulation reception
US3544899A (en) * 1966-02-17 1970-12-01 Igor Alexandrovich Gusyatinsky Frequency-modulated receiver with decreased threshold level
FR2157933B1 (de) * 1971-10-26 1980-04-18 Licentia Gmbh
US4042884A (en) * 1975-02-20 1977-08-16 Rixon, Inc. Phase demodulator with offset frequency reference oscillator

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2230536C3 (de) * 1972-06-22 1975-07-24 Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt Mikrowellen-Eingangsschaltung mit einem para metrischen Abwärtsmischer

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
AEÜ, Bd. 26, 1972, H. 11, S. 475-480 *
AEÜ, Bd. 31, 1977, H. 3, S. 98-100 *
AEÜ, Bd. 31, 1977, H. 6, S. 245-253 *

Also Published As

Publication number Publication date
FR2444376A1 (fr) 1980-07-11
DE2854128C3 (de) 1982-02-18
IT7928004A0 (it) 1979-12-07
GB2039430A (en) 1980-08-06
IT1127681B (it) 1986-05-21
FR2444376B1 (fr) 1985-06-07
DE2854128B2 (de) 1981-06-19
GB2039430B (en) 1983-04-13
JPS5583348A (en) 1980-06-23
US4387470A (en) 1983-06-07
JPS648934B2 (de) 1989-02-15
CA1139846A (en) 1983-01-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE60214368T2 (de) Abstimmbarer phasenschieber und anwendungen dafür
DE69621481T2 (de) Frequenzumsetzer zur Rauschkomponentenreduzierung in lokalen Oszillatorsignalen
DE2902952C2 (de) Direktmischendes Empfangssystem
DE69834875T2 (de) Frequenzumsetzungsschaltung
DE3885625T2 (de) Empfänger für Erd- und Satellitenrundfunk.
DE60131360T2 (de) Sender, Empfänger und Verfahren dazu
DE3047386C2 (de)
DE2755867C2 (de) Frequenzumsetzeranordnung bei einem Sende-Empfangsgerät
DE2706364C3 (de) Schaltungsanordnung zur Unterdrückung von impulsartigen Störungen in einem FM-Stereo-Rundfunkempfänger
DE2645950A1 (de) Radio-empfaenger fuer frequenzmodulierte signale
DE102005015093A1 (de) Testsignal-Erzeugungsschaltung und Empfangsschaltung
DE2943375A1 (de) Nahstationsstoerungs-detektorvorrichtung
DE3903262A1 (de) Empfangssystem fuer ein satellitenrundfunksystem
DE2854128A1 (de) Empfaengereingangsschaltung mit verbesserung des signal-rauschabstandes
DE3447282C2 (de)
DE2331146A1 (de) Einseitenband-nachrichtenuebertragungseinrichtung
EP0017130B1 (de) Empfänger für hochfrequente elektromagnetische Schwingungen mit einer Frequenznachregelung
DE60217519T2 (de) Empfänger
DE69809876T2 (de) Empfangsgerät zur Datenübertragung
DE69215737T2 (de) Radioempfangssysteme
DE69519266T2 (de) Mikrowellenmischerschaltung und diese Schaltung enthaltender Abwärtsumsetzer
DE2833053C2 (de)
DE2407894A1 (de) Hochfrequenz-empfaengerschaltung
DE3202953A1 (de) Fernsehtonempfaenger
DE2927225A1 (de) Schaltung zum mischen und frequenzband-umschalten fuer ein mehrband-abstimmsystem

Legal Events

Date Code Title Description
OAP Request for examination filed
OD Request for examination
C3 Grant after two publication steps (3rd publication)
8327 Change in the person/name/address of the patent owner

Owner name: AEG-TELEFUNKEN NACHRICHTENTECHNIK GMBH, 7150 BACKN

8327 Change in the person/name/address of the patent owner

Owner name: ANT NACHRICHTENTECHNIK GMBH, 7150 BACKNANG, DE

8320 Willingness to grant licences declared (paragraph 23)
8339 Ceased/non-payment of the annual fee