DE2848353C2 - Schaltungsanordnung für einen AM-Empfänger, insbesondere Rundfunkempfänger im Lang-, Mittel- und Kurzwellenbereich - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung für einen AM-Empfänger, insbesondere Rundfunkempfänger im Lang-, Mittel- und Kurzwellenbereich, dessen Abstimmung mit Hilfe einer Phasenfangschaltung (PLL) und nach dem Homodyn- bzw. Synchrodynprinzip erfolgt, wobei das amplitudenmodulierte Eingangssignal einem Phasenmischer und über ein phasendrehendes Netzwerk einem Amplitudenmischer zugeführt wird, beiden Mischern je ein Tiefpaß und darauffolgend je ein Verstärker nachgeschaltet sind, wobei der Verstärker im Phasenkanal mit seinem Ausgang an einen Oszillator angeschlossen ist, dessen Ausgang sowohl zum Phasen- als auch zum Amplitudenmischer führt und wobei hinter dem Verstärker im Amplitudenkanal ein Leistungsverstärker und eine Wiedergabevorrichtung folgt.

AM-Empfänger, insbesondere Rundfunkempfänger im Lang-, Mittel- und Kurzwellenbereich, werden heute ausschließlich nach dem Prinzip des Überlagerungsempfängers gebaut. Dabei wird aus dem zu empfangenden Signal bekannterweise mit Hilfe eines Hilfsoszillators und einer Mischstufe eine Zwischenfrequenz, meistens 468 oder 471 kHz, erzeugt, die in einem selektiven Verstärker verstärkt und anschließend demoduliert wird. Diesem Prinzip haften jedoch einige Nachteile an, die insbesondere eine Ausführung in der modernen integrierten Schaltungstechnik erschweren.

Bei jeder eingestellten Oszillatorfrequenz nämlich können grundsätzlich zwei Sender empfangen werden, nämlich einer, dessen Frequenz um die Zwischenfrequenz kleiner ist und ein zweiter, dessen Frequenz um die Zwischenfrequenz größer ist als die Oszillatorfrequenz. Ein derartiger Empfang stört insbesondere im Kurzwellenbereich, weil nämlich dort die Differenzfre-

quenz zu kleineren Frequenzen hin mit in den Empfangsbereich fällt.

Um einen derartigen Doppelempfang zu vermeiden, ist es in den Rundfunkempfängern erforderlich, ein abstimmbares Eingangsnlter anzuordnen, der den unerwünschten Sender auf der sogenannten Spiegelfrequenz unterdrückt Zur Unterdrückung der Spiegelfrequenz müssen daher drei Schwingkreise im Gleichlauf miteinander sein, und beim Bau derartiger Rundfunkempfänger werden hohe Anforderungen an den Abgleich dieser drei Schwingkreise gestellt.

Bei preiswerteren Rundfunkempfängern wird der mitabstimmbare Eingangskreis eingespart Sie sind daher meistens nur für den Mittel- und Langwellenbereich ausgelegt und weisen keinen Kurzwellenbereich auf, der insbesondere zum Abhören von Nachrichten in deutscher Sprache im Ausland außerordentlich wichtig erscheint

Bei den bekannten Rundfunkempfängern erfolgt die sogenannte Kanalselektion, d.h. die Dämpfung vom Nachbarsenderempfang, ausschließlich in der Zwischenfrequenzstufe, d. h. hier müssen die verwendeten Bandfilter mit steilen Resonanzkurven ausgeführt werden, um einen optimalen Empfang einerseits und eine volle Ausnutzung des ohnehin schon schmalen 9 kHz breiten Kanals (±4,5 kHz) zu gewährleisten. Die Bereichsumschaltung von dem einen in den anderen Bereich ist wegen der Umschaltung von zwei bzw. drei Schwingkreisen erheblich aufwendig.

Es ist weiterhin aus der integrierten Schaltungstechnik bereits eine Empfängereinrichtung für ein amplitudenmoduliertes Eingangssignal aus der US-PS 36 03 8&0 bekannt, bei der sogenannte Phasenfangschaltungen verwendet werden, die im angelsächsischen Gebrauch kurz als PLL-Schaltungen bezeichnet werden. Diese verwenden auf ein und demselben Chip zwei Mischer mit nachgeschalteten Tiefpaßfiltern und Verstärkern, wobei der eine Verstärker im Phasenkreis auf einen spannungsgesteuerten Oszillator, kurz als VCO-Oszillator bezeichnet, einwirkt. Dieser VCO-Oszillator ist mit Hilfe eines an die PLL-Schaltungsanordnung anschaltbaren Kondensators abstimmbar, wobei dieser Kondensator eine sogenannte Varicapdiode sein kann, die spannungsgesteuert ist. Zwischen beiden Mischern befindet sich ein phasendrehendes Netzwerk, damit am Ausgang nicht das Signal sin φ = 0 auftritt, sondern zur weiteren Verstärkung ein Signal cos φ = 1 vorhanden ist.

Auch dieses Prinzip mit Hilfe der PLL-Schaltung ist unter dem Namen Homodyn- oder Synchrodynprinzip bekannt. Es benutzt a!;o ebenfalls einen Hilfsoszillator und mindestens einen Mischer. Die Oszillatorfrequenz wird daLei derart eingestellt, daß sie synchron mit der Trägerfrequenz des zu empfangenen Senders läuft. Es entsteht dann nämlich im Mischer direkt die demodulierte Niederfrequenz des eingestellten Senders. Die eingeschalteten Tiefpässe sorgen dafür, daß nur diese Niederfrequenz durchgelassen wird und alle höherfrequenten Signale, die durch das Mischen der Oszillatorfrequenz mit Nachbarsendern entstehen, unterdrückt werden.

Die PLL-Schaltung arbeitet dabei derart, daß im sogenannten Phasenvergleicher die Frequenz des Eingangssignals mit der eingestellten Frequenz des Oszillators verglichen wird. Sobald die Frequenzdifferenz genügend klein ist, hat dies zur Folge, daß der Oszillator einrastet, wie z. B. im VALVO Handbuch »Signetics In tcgrierte Analog-Schu-l-ungen« 1977 — 78, S. 807 bis 860, Im Zweig für das Amplitudensignal wird das Sendersignal und das Oszillatorsignal einem Amplitudenmischer zugeführt, aber das Sendersignal wird in der Phase um 90° geschoben, wie oben bereits angedeutet Wenn nämlich die PLL-Schaltungsanordnung abgestimmt ist, d. h. der Oszillator eingerastet ist so beträgt der Phasenwinkel zwischen der Senderfrequenz des empfangenen Senders und der eingerasteten Oszillatorfrequenz 0 und das Signal sin φ ist = 0, während zur weiteren Verstärkung das Signal cos φ = 1 erforderlich ist

Große Probleme bei der Anwendung einer derartigen Schaltungsanordnung in einem Rundfunkempfänger in integrierter Technik liegen nun in dem erforderlichen Dynamikbereich, denn das Eingangssignal, also das Sendersignal des empfangenen Senders, kann in Größenordnungen zwischen 10 μν bis etwa 1 V einfallen und die Verstärkung in der PLL-Schaltungsanordnung ist nun für einen festen Arbeitspunkt derart groß, daß zwar der Oszillator z. B. auf das schwächste Eingangssignal noch sicher einrastet, aber dann bei größeren Signalen deswegen nicht arbeiten k»-rkn, weil der Verstärker und die anderen Schaltungsanord^ungen übersteuert werden und die Schaltungsanordnung selbst in nicht kontrollierbare Bereiche fällt d. h. es entstehe? unkontrollierbare Schwingungen, so daß eine sichere Arbeitsweise nicht mehr möglich ist.

Es sind weiterhin aus der Literatur sogenannte Vier-Quadrant-Multiplizierer bekannt. Die Grundlagen dazu sind in der Literaturstelle »Elektronik Industrie«, Heft 9, 1976, S. 191 bis 195, veröffentlicht. Es wird insbesondere verwiesen auf die Seite 194, Abschnitt 7 und Abbildung 12 »Linearisierter Vier-Quadrant-Multiplizierer«, ferner auf die Literaturstelle »IEEE« Journal of solidstate circuits. Vol. sc-3, No. 4 vom Dezember 1968, S. 353 bis S. 373, insbesondere Fig. 3 auf Seite 354, Fig. 1 auf Seite 366 und die Fig. 8,9 und 10 auf S. 371. Derartige Vier-Quadrant-Multiplizierer eignen sich hervorragend als sogenannte Mischer, insbesondere auch bei hohen Frequenzen, wie bereits die Geräte der Anmelderin »50 MHz-Speicher-Oszilloskop mit Multiplizierer PM 3243« und »150-MHz-Kompakt-Oszilloskop mit Multiplizierer PM 3265« zeigen.

Die Aufgabe der Erfindung bestand darin, bei einer oben genannten Schaltungsanordnung für einen AM-Empfänger, die mit Hilfe einer Phasenfangschaltung, also einer PLL-Schaltungsanordnung nach dem Synchrodynprinzip, arbeitet, nun diese Nachteile und Mängel zu beseitigen und es zu ermöglichen, daß im geforderten Dynamikbereich der Eingangssignale von etwa 10OdB noch ein sicheres Arbeiten der Schaltungsanordnung möglich ist.

Zur Lösung dieser Aufgabe werden bei einer Schaltungsanordnung für einen AM-Empfänger der eingangs genannten Art nach der Erfindung hinter dem Verstärker im Amplitudenkanal eine Regelvorrichtung angeordnet, die ein Regelsignal an die Verstärker im Phasenais auch im Amplitudenkanal liefert. In weiterer Ausgestaltung kann das Regelsignal auch dem Eingangsverstärker zugefühi: werden.

Das Problem bei einer derartigen Einführung eines Regelkreises ist dann aber, daß diese Stellgröße entsprechend einem cos φ erst dann aufiriu, wenn der Oszillator bereits eingerastet ist. Sie wird aber schon vorher benötigt, damit der Oszillator überhaupt einrasten kann. Wegen dieser grundsätzlichen Schwierigkeiten konnte daher zunächst nur ein Dynamikbereich von etwa 20 dB erreicht werden. Außerdem war beim Suchen eines Senders, d. h beim Abstimmen, ein Einpfeifen, d. h.

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die Differenzfrequenz zwischen dem einfallenden Sen- eine Diode zwecks Linearisierung angeschlossen sein, der und dem noch nicht eingerasteten Oszillator, wegen Auch kann nach der Erfindung jeweils an die Verbinder dann noch nicht zurückgeregelten Verstärkung der- dungsstelle zwischen den Dioden und den Basen aller art störend, daß ein derartiger Bedienungskomfort nicht Transistoren ein Regelsignal zugeführt werden, akzeptabel war. 5 Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Es war also nicht nur zunächst ein Regelverstärker Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher bzw. eine Regelvorrichtung anzuordnen, sondern diese beschrieben. Es zeigt

mußten auch in besonderer Weise nach der Erfindung F i g. 1 die Grundschaltung nach der Erfindung,

ausgebildet werden. Die Regelvorrichtung nach der Er- F i g. 2 eine Regelvorrichtung nach der Erfindung,

findung arbeitet also, wenn oben genannter Dynamik- to F i g. 3, 4 und 5 die Amplituden der verschiedenen

bereich von 20 dB akzeptiert wird, ausreichend. Soll sie Spannungen in Abhängigkeit von der Frequenz,

aber verbessert werden, so muß die Regelvorrichtung F i g. 6 eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung

einen Gleichrichter mit einer Siebkette aufweisen. Mit mit einem zusätzlichen Differenzverstärker,

Hilfe dieser Schaltungsanordnung wird die Differenz- F i g. 7 eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung

frequenz zwischen dem einfallenden Sender, d. h. zwi- is mit einem zusätzlichen Mischer und

sehen dem Sendersignal und dem noch nicht eingeraste- F i g. 8 eine Schaltungsanordnung mit zwei Vier-Qua-

ten Oszillatorsignal, gleichgerichtet und als Stellgröße drant-Multiplizierern, eingesetzt als Amplituden- und

7iir H«rs>br«g?(ijng d?r Verstärkung rier PI .1 .-Scha!- Phasenmischer.

tungsanordnung verwendet. In Fi g. 1 ist mit 1 die Antenne bezeichnet, von der an Nachdem auf diese V/eise eine richtige Verstärkung 20 der Klemme 2 also das Eingangssignal des gewünschten bereits eingestellt ist, kann die PLL-Schaltungsanord- Senders abgenommen werden kann. 3 ist eine Eingangsnung einwandfrei einrasten. Nach dem Einrasten steht schaltungsanordnung, also ein Eingangsverstärker, z. B. eine Stellgröße weiterhin zur Verfügung, da jetzt die ein Breitbandverstärker. 4 ist ein phasendrehendes Gleichstromkomponente entsprechend cos φ ebenfalls Netzwerk. 5 ist der Phasenmischer und 6 der Amplituüber den Gleichrichter fließt In einem Versuchsaufbau 25 denmischer, 7 ist der Oszillator, 8 ist der Tiefpaß im wurde mit einer derartigen Schaltung bereits ein Dyna- Phasenkanal und 9 der Tiefpaß im Amplitudenkanal. 10 mikbet eich von 70 dB erfaßt. ist eir Verstärker im Phasenkanal und 11 ein Verstärker Wenn nach der Erfindung diese Stellgröße nicht nur im Amplitudenkanal. 12 ist ein Leistungsverstärker im auf den Verstärker im sogenannten Phasenkanal, son- Amplitudenkanal und 13 ist z. B. eine Wiedergabevordern auch zur Herabregelung des Amplitudenverstär- 30 richtung für NF-Signale, z. B. ein Lautsprecher. Eine kers benutzt wird, dann kann das sogenannte Einpfeifen Schaltungsanordnung wie bisher beschrieben ist an sich wirkungsvoll unterdrückt werden und auch eine Rege- bekannt und hat die eingangs geschilderten Nachteile lung der Lautstärke wirkungsvoll erfolgen. und Mängel. Nach der Erfindung wird nun bei 14 eine Weiterhin kann in weiterer Ausgestaltung der Erfin- Regelvorrichtung eingeschaltet, die es erlaubt, aus dem dung die gleiche Stellgröße von der Regelvorrichtung 35 Amplitudenkanal ein Regelsignal durch Gleichrichtung nach der Erfindung auch zur Herabregelung des Ein- zu gewinnen und dieses sowohl dem Amplitudenvergangsverstärkers, also des Breitbandverstärkers im An- stärker 11 über die Leitung 15, dem Phasenverstärker iö tenneneingang, benutzt werden. Durch diese zusätzliche über die Leitung 16 und auch gewünschtenfalls dem Regelung, die außerdem ein Obersteuern beider Mi- Eingangsbreitbandverstärker 3 über die Leitung 17 zuscher beim Einfall starker Signale vermeidet, kann ein 40 zuführen.

Dynamikbereich wie oben gefordert von insgesamt Dabei besteht eine beispielsweise Ausführung einer 100 dB erreicht werden. Schaltungsanordnung für die Regelvorrichtung nach Weiterhin können nach der Erfindung als Phasen- so- der Erfindung, wie in F i g. 2 gezeigt, aus einer Diode D, wie als Amplitudenmischer an sich bekannte Vier-Qua- zwei Kondensatoren C1 und C2, die mit einem Widerdrant-Multiplizierer angeordnet sein, bestehend jeweils 45 stand R zusammen ein ^r-Glied bilden und einem Ausaus zwei Transistorpaaren, die als Differenzverstärker gangspotentiometer P, von dessen oberem Abgriff bei geschaltet sind, deren Kollektoren wechselseitig mitein- A das Regelsignai für Amplitudenverstärker 11 und bei ander verbunden zu den Ausgangsklemmen führen und B das Regelsignal für den Phasenverstärker 16 und an deren jeweils miteinander verbundene Emitter an eventuell für den Eingangsverstärker 3 abgenommen der einen Klemme und an deren jeweils miteinander 50 werden kann. Werte für diese Teile der Scha! mgsanverbundenen Basen an der anderen Klemme die Hoch- Ordnung nach Fi g. 2 sind die Diode vom Typ 1N4448, frequenzspannungen zugeführt werden, und zwar ent- die Kondensatoren in der Größe von etwa 0,1 μΡ, der weder an die Emitter der einen Transistorpaare das HF- Widerstand R in der Größe von 1 kOhm und das AusSignal mit einer um 90" gedrehten Phase (Phasenmi- gangspotentiometer in der Größe von 10 kOhm. Die scher) und an die Emitter der anderen Transistorpaare 55 Tiefpässe 8 und 9 haben einen Frequenzgang von 0 bis das HF-Signal mit der 0" Phase (Ampiitudenmischer) 4,5 kHz entsprechend den im Lang-, Mittel- und Kurz- und an die Basen aller Transistoren das Oszillatorsignal, Wellenbereich üblichen Bandbreiten für die übertrage- oder an die Emitter der einen Transistorpaare das Oszil- nen Frequenzen.

Iatorsignal mit der Phase 0° (Amplitudenmischer) und Die Fig.3 zeigt die Wechselspannung U_A im Amplian die Emitter der anderen Transistorpaae das Oszilla- 60 tudenkanaL Die Fig.4 zeigt die Wechselspannung U, torsignal mit einer um 90° verschobenen Phase (Phasen- im Phasenkanal und die F ig. 5 schließlich die Gleichmischer) und an die Basen aller Transistoren das HF-Si- spannung Ur, also die Regelspannung bzw. die Stellgnal. spannung. Alle Spannungen sind über der Frequenz aufin weiterer Ausgestaltung der Erfindung kann das getragen. Es ist erkennbar aus F ig. 5, daß die Stellspan-Regelsignal auch an den Phasen- als auch an den Ampli- 65 nung bzw. die Regelspannung Ur einsetzt, sobald die tudenmischer zugeführt werden. Es kann an die Basen Tiefpässe genügend viel Amplitude aus dem Betrag erder einen Transistoren der Transistorpaare und an die halten, der sich aus der Differenz der Frequenzen zwi-Basen der anderen Transistoren der Transistorpaare je sehen der einfallenden Senderfrequenz und der Fre-

quenz des freilaufenden Oszillators ergibt, wobei die Differenz kleiner als 5 kHz sein muß. Bei weiterer Annäherung der Senderfrequenz an die Oszillatorfrequenz, d. h. kleiner als 3 kHz, rastet der Oszillator auf die Senderfrequenz ein. Je nach Einstellung des Oszillators gibt es in diesem Empfangsbereich nur noch eine Abweichur-j des Phasenwinkels φ wie in Fig.4 gezeigt zwischen der Sender- und der Oszillatorfrequenz, jedoch keine oder kaum Abweichungen in der Amplitude mehr, wie aus F i g. 3 hervorgeht.

Bei der bisher beschriebenen Schaltungsanordnung soll am Amplitudenmischer bei eingerasteter Fangschaltung ein Signal a · cos φ entstehen, wobei a proportional dem Hochfrequenzeingangssignal des gewünschten Senders ist und die Modulation enthält, während φ der Phasenwinkel zwischen dem empfangenen Trägerfrequenzsignal des empfangenen Senders und dem Oszillatorsignal ist. Entsprechend soll am Phasenmischer ein Signal a · sin φ entstehen.

Tatsächlich entsteht aber an beiden Mischern eine zusätzliche Gleichspannungskomponente b, die im wesentlichen von der Amplitude des Oszillatorsignals, aber auch von Unsymmetrien des Oszillators selbst und der Mischer und auch etwas von der Frequenz, die eingestellt wird, abhängt. Diese zusätzliche Komponente ist zumindest im Amplitudenkanal unerwünscht, da sie die aus diesem Kanal entnommene Regelspannung so weitgehend verfälscht, daß eine sinnvolle Regelung insbesondere im Phasenkanal nicht mehr möglich ist.

Piese Mängel können in weiterer Ausgestaltung der Erfindung vermieden werden, wenn die Oszillatoramplitude über den gesamten Abstimmbereich konstant gehalten wird.

Eine derartige Lösung ist jedoch sehr aufwendig, da hierfür wegen des großen Abstimmbereiches, und zwar angefangen von / = 15OkHz bei Langwellenempfang bis hin zu etwa 30 MHz bei Kurzweiienempiang, die geforderte Linearität und Symmetrie des Oszillators sehr groß sein muß, um hier wirkungsvoll eine Kompensation zu erreichen. Außerdem entsteht auf diese Weise immer noch eine Fehlerspannung, die im gesamten Abstimmbereich wegen der anderen genannten Ursachen nicht konstant genug ist

Abhilfe hiergegen schaffen die Schaltungsanordnungen nach den F i g. 6 und 7. Sie beruhen auf der Erkenntnis, daß ζ. Β. identische Mischer — insbesondere solche, die bei einer integrierten Schaltungsanordnung auf einem gemeinsamen Chip liegen — in etwa die gleiche Fehlerspanniing b erzeugen, wenn sie von einem gemeinsamen Oszillator in gleicher Weise angesteuert werden. In diesem Falle können die Ausgangsspannungen der beiden Mischer voneinander abgezogen werden, so daß die Fehlerkomponente b verschwindet und im wesentlichen sind hierfür die beiden in F i g. 6 und 7 gezeigten Schaltungsanordnungen brauchbar:

Die erste Lösung zeigt die Fig.6. Die Ausgangssignale b + a ■ cos φ vom Amplitudenmischer und b + a ■ sin φ vom Phasenmischer werden in einem Differenzverstärker voneinander abgezogen. Dieser Differenzverstärker ist in der F i g. 6 mit 18 bezeichnet Zur weiteren Verarbeitung im Amplitudenkanal steht dann ein Signal a (cos φ — sin φ) ohne den Fehler b zur Verfügung. Die Tatsache, daß mit dieser Lösung das größte Signal im Amplitudenkanal nicht mehr bei φ = 90°, 180°, 270° oder 360°, sondern jetzt bei φ = —45° entsteht, ist in der Praxis unkritisch, weil der Phasendreher 4 entsprechend eingestellt werden kann.

Eine andere Lösung zeigt die F i g. 7. Hier ist ein dritter Mischer, also ein zweiter im Amplitudenzweig, hier mit 19 bezeichnet, vor dem Differenzverstärkereingang des Differenzverstärkers 18 angeordnet. Dieser zusätzliche Mischer 19 wird ebenfalls vom gemeinsamen Oszillator 7 angesteuert, er erhält aber kein Eingangssignal. Dieser Mischer 19 erzeugt dann nur die Fehlerspannung b, die mit Hilfe eines Differenzverstärkers 18 vom Signal b + a · cos φ des Amplitudenmischers abgezogen wird. Auf diese Art und Weise kann am Ausgang eine eindeutige Regelspannung, die in keiner Weise verfälscht wird, abgenommen werden.

Bei der bisher beschriebenen Schaltungsanordnung ist die Linearität der verwendeten Mischstufen nicht besonders hoch. Es werden aber gerade bei dieser Empfängerart an die Linearität der verwendeten Mischstufen besonders hohe Anforderungen gestellt. Sind die Mischstufen nämlich bezüglich der Sendereinspeisung nicht ausreichend linear, so entstehen nicht nur Intermodulationen aufgrund der Signale der praktisch ungefiltert in der Nachbarschaft liegenden Sender, sondern die stärkeren Sender werden an dieser Nichtlinearität unmittelbar, d. h. ohne die Mitwirkung des Oszillators, demoduliert und sind daher im gesamten Abstimmbereich hörbar. Es wirkt sich hierbei negativ aus, daß als Mischprodukt in dieser Empfängerart nicht ein neuer Träger, also ein Zwischenfrequenzsignal, sondern bereits unmittelbar ohne Zuhilfenahme eines Zwischenfrequenzsignals das synchron demodulierte Niederfrequenzsignal unmittelbar entsteht.

Aber auch bezüglich der Einspeisung des Oszillators müssen die verwendeten Mischstufen ausreichend linear sein, weil nämlich eine Oberwellenmischung im breit einfallenden Senderspektrum vermieden werden muß. Die erwünschte sehr gute Sinusform der Oszillatorspannung soll in den Mischern nicht verzerrt werden, denn anderenfalls werden im Empfängereingang wieder aufwendige Filtcrrnaßnahmen erforderlich, um die auf den Oberwellen arbeitenden Sender, also im Mittelwellenbereich bei Langwellenempfang und im Kurzweilenbereich bei Mittelwellenempfang, von den Mischern fern gehalten werden müssen.

Der ideale Mischer für dieser hier behandelten Empfängertyp sollte damit einem echten Multiplizierer Z=X- Y, wobei X das Senderspektrum ist und Y das Oszillatorsignal und Zdas Demodulations- oder Mischprodukt ist, möglichst nahe kommen. Bei einem derartigen sogenannten echten Multiplizierer besteht bei festem Vein linearer Zusammenhang zwischen Zund X, bei festem X ein linearer Zusammenhang zwischen Z

so und Y. Derartige Multiplizierschaltungen sind, wie oben eingangs beschrieben, bekannt und eine derartige Schaltung eignet sich hervorragend im Einsatz bei dieser Schaltungsanordnung als sehr linearer Mischer für den Phasenmischer als auch für den Amplitudenmischer.

Ein derartiger bekannter Vier-Quadrant-Multiplizierer besteht aus vier Transistoren, von denen je zwei paarweise als Differenzverstärker zusammengeschaltet sind, und zwar wie aus F i g. 8 hervorgeht sind jeweils zwei Pärchen Ti und T2 als auch 7*3 und T4 zusammengeschaltet Die Kollektoren der Differenzverstärker sind wechselseitig miteinander verbunden und zu den Ausgangsklemmen K 3 geführt Werden an den Klemmen Ki erdsymmetrische Gegentaktsignale zugeführt, so erscheint dieses Signal durch die brückenartige Anordnung am Ausgang K 3 nicht Das gleiche gilt für ein erdsymmetrisches Gegentaktsignal, das an den Klemmen K 2 zugeführt wird, wobei in F i g. 8 der Deutlichkeit halber an der mittleren Klemme zwischen den

Basen der beiden Mischertransistorpärchen 72 und 73 die Klemme K 2 doppelt bezeichnet ist, um zum Ausdruck zu bringen, daß also hier eine linke Mischeranordnung und eine sogenannte rechte Mischeranordnung besteht.

Jeder der gezeigten Vier-Quadrant-Multiplizierer unterdrückt damit bereits die in einer üblichen Mischeranordnung stets vorhandenen Absolutterme, nämlich

Z-(a + X)(b + Y) - ab + aY + bX + XY.

Die Schaltungsarordnung nach Fig.8 ist also bereits linear bezüglich des Stromeinganges K I₁ bezüglich der Eingangsklemmen K 2 herrscht eine Abhängigkeit nach einer tanh-Funktion, die zwar bei kleinen Aussteuerungen einigermaßen linear ist, aber bei höheren bzw. größeren Aussteuerungen mehr und mehr nichtlinear wirkt. Daher ist in an sich bekannter Weise ein zusätzliches uiodenpaar D 1 und D 2 derart angeordnet, daß der Einfluß der Krümmung der Transistorkennlinien kornpensiert wird. Der Mischer hat dadurch zwei erdsymmetrische Gegentaktstromeingänge und das Hochfrequenzsignal sowie auch das Oszillatorsignal können für den Mischer aus Stromquellen mit hohem Innenwiderstand statt aus Spannungsqueilen mit niedrigem Innenwiderstand zugeführt werden. Damit hat dieser M'scher in an sich bekannter Weise bezüglich beider Eingänge die erforderliche Linearität.

In der Schaltungsanordnung nach F i g. 8 ist mit + UB1 die Stromversorgungsquelle für den Multiplizierer bezeichnet, während +UB 2 eine weitere möglichst stabilisierte Spannungsquelle sein soll. Die Kollektoren aller Transistorpaare 71, 72, 73 und 74 sind wechselseitig miteinander verbunden, und zwar jeweils innerhalb der Paare 71 und 72 sowie 73 und 74 und führen jeweils zu den zugehörigen Ausgangsklemmen KZ. Die Stromversorgung erfolgt über die Yorwiderstände RV, und um einen eindeutigen Bezugspunkt zu schaffen, ist der Einspeisungspunkt mit einem Kondensator gegen den gemeinsamen Bezugspunkt geführt, so daß hier Hochfrequenz Null steht. Die jeweils miteinander verbundenen Emitter führen an die Eingangsklemmen K1 und die jeweils miteinander verbundenen Basen an die anderen Eingangsklemmen KZAn diese Eingangsklemmen K 1 und K 2 werden die Hochfrequenzspannungen zugeführt, und zwar in dem einen Fall entweder an die Emitter der einen Transistorpaare 71 und 72 die HF-Signale mit einer um 90° gedrehten Phase, wodurch dann dieser Multiplizierer als Phasenmischer betrieben wird und an die Emitter der anderen Transistorpaare 73 und 74 wird das HF-Signal mit der 0° Phase geführt, so daß dieser ander». Multiplizierer dann als Amplitudenmischer arbeitet

An die Basen aller Transistoren 71, 72, 73 und 74 wird das Oszillatorsignal geführt

Eine andere Möglichkeit besteht darin, an die Emitter der einen Transistorpaare 71 und 72 das Oszillatorsignal mit einer Phase von 0° zuzuführen, so daß dieser Multiplizierer als Amplitudenmischer arbeitet und an die Emitter der anderen Transistorpaare 73 und 74 das Oszillatorsignal mit einer um 90° verschobenen Phase, so daß dieser Multiplizierer dann als Phasenmischer arbeitet, wobei dann in diesem zweiten Fall an die Basen aller Transistoren 71, 72, 73 und 74 das HF-Eingangssigna! geführt werden muß.

Weiterhin kann auch hier die oben genannte Erfindung einsetzen, nämlich die Zuführung der Regelspannung. Sie ist in der F i g. 8 mit AU bezeichnet und wird an die Kathoden der beiden Dioden D\ und D 2 zugeführt. Durch Zuführung eines Vorstromes durch die Stromgeneratoren JU werden die Arbeitspunkte der Dioden D\ und D 2 entsprechend verschoben und damit ihre differentielle Impedanz geändert, wodurch die Verstärkung der HF-Signale von den Stromgeneratoren 23 und 24 herkommend durch kleineren oder größeren Spannungsabfall über die Dioden D1 und D 2 von der Regelvorrichtung 14 aus einstellbar ist.

Die Einspeisung der HF-Signale an den Klemmen K \ sowie an den Klemmen K 2 ist mit Stromgeneratoren bezeichnet worden und es gehören jeweils zusammen der Stromgenerator 19 zum Transistorpaar 71, der Stromgenerator 20 zum Transistorpaa. 72, der Stromgenerator 21 zum Transistorpaar 73 und der Stromgenerator 23 zum Transistorpaar 74. jeder Stromgenerator ist unsymmetrisch angeschlossen, also eine Seite gegen Masse und die andere Seite gegen K 1. Wenn aber die beiden Generatoren iä und 2ö sowie 2i und 22 zusammengefaßt werden, können selbstverständlich symmetrische Signale ebenfalls eingespeist werden. Das gleiche gilt für die an den Klemmen K 2 angeschlossenen Generatoren, und zwar Stromgeneratoren 23 und 24.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (9)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung für einen AM-Empfänger, insbesondere Rundfunkempfänger im Lang-, s Mittel- und Kurzwellenbereich, dessen Abstimmung mit Hilfe einer Phasenfangschaltung (PLL) und nach dem Homodyn- bzw. Synchrodynprinzip erfolgt, wobei das amplitudenmodulierte Eingangssignal einem Phasenmischer (5) und über ein phasendrehendes Netzwerk (4) einem Amplitudenmischer (6) zugeführt wird, beiden Mischern je ein Tiefpaß (8,9) und darauffolgend je ein Verstärker (11,16) nachgeschaltet sind, wobei der Verstärker (16) im Phasenkanal mit seinem Ausgang an einen Oszillator (J) angeschlossen ist, dessen Ausgang sowohl zum Phasenais auch zum Amplitudenmischer (S, 6) führt und wobei hinter dem Verstärker im Amplitudenkanal ein Leistungsverstärker (12) und eine Wiedergabevorrichjung (13) folgen, dadurch gekenn- zeichnet, daß hinter dem Verstärker im Ampiitudenkanal eine Regelvorrichtung (14) angeordnet ist, die ein Regelsignal an die Verstärker (11, 16) im Phasen- als auch im Amplitudenkanal liefert (F i g. 1 und 2).

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Regelsignal auch dem Eingangsverstärker (3) zugeführt wird (F i g. 1 und 2).

3. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelvorrichtung einen Giiichrichter (D) und ein diesem nachgeschautes Λτ-GIied umfaßt, daß das ^r-Glied aus einem Wiüerstr ^d (R) im Längszweig und je einem gegen Masse geschalteten Kondensator (C 1, CT) in den Querzweigen besieht und daß an den Ausgang des jr-Gliedes ein Potentiometer (P) geschaltet ist, von dessen einer Klemme die Regelspannung für den Verstärker (11) im Amplitudenkanal und von dessen Abgriff die Regelspannung für den Verstärker (16) im Phasenkanal und gegebenenfalls für den Eingangsverstärker (3) abnehmbar si.id.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß vor dem Amplitudenverstärker (11) ein Differenzverstärker (18) angeordnet ist, dessen einer Eingang mit dem Ausgang des Tiefpasses (9) im Amplitudenkanal und dessen anderer Eingang mit dem Ausgang des Tiefpasses (8) im Phasenkanal verbunden sind (Fig. 6).

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß vor dem Tiefpaß (9) im Amplitudenkanal ein Differenzverstärker (18) angeordnet ist, dessen einer Eingang mit dem Amplitudenmischer (6) und dessen anderer Eingang mit einem Hilfsmischer (19) verbunden sind, wobei auch der Eingang des Hilfsmischers (19) mit dem Ausgang des Oszillators (7) verbunden ist (F i g. 7).

6. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß als Phasen- (5) sowie als Amplitudenmischer (6) an sich eo bekannte Vier-Quadrant-Multiplizierer angeordnet sind, bestehend jeweils aus zwei Transistorpaaren (TX; 72; Γ3: Γ4), die als Differenzverstärker geschaltet sind, deren Kollektoren wechselseitig miteinander verbunden zu den Ausgangsklemmen (K 3) führen und an deren jeweils miteinander verbundenen Emitter an der einen Klemme (K X) und an deren jeweils miteinander verbundenen Basen an der anderen Klemme (K 2) die Hochfrequenzspannungen zugeführt werden, und zwar entweder an die Emitter der einen Transistorpaare (TX und T2) das HF-Signal mit einer um 90° gedrehten Phase (Phasenmischer) und an die Emitter der anderen Transistorpaare (T3 und TA) das HF-SignaF mit der 0° Phase (Amplitudenmischer) und an die Basen aller Transistoren (TX; T2; T3; TA) das Oszillatorsignal, oder an die Emitter der einen Transistorpaare (TX und T2) das Oszillatorsignal mit der Phase 0° (Amplitudenmischer) und an die Emitter der anderen Transistorpaare (T3 und T4) das Oszillatorsignal mit einer um 90° verschobenen Phase (Phasenmischer) und an die Basen aller Trasistoren (TX; T2; 73:7*4) das HF-Signal.

7. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Regelsignal auch an den Phasen- und an den Amplitudenmischer (5; 6) zugeführt wird.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß an die Basen der einen Transistoren der Transistorpaare (TX bis 7"4) und an die Basen der anderen Transistoren der Transistorpaare (TX bis 74) je eine Diode (D 1, D 2) zwecks Linearisierung angeschlossen sind.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß jeweils an die Verbindungsstelle zwischen den Dioden (D X bzw. D 2) und den Basen aller Transistoren (TX; 72; 7"3; 74) ein Regelsigna! zugeführt wird.