DE3146280C2 - - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung geht aus von Demodulatoren für winkel- und amplitudenmodulierte Signale mit einer Schaltung zum Ermitteln eines dem Quadrat der Hüllkurve des Demodulator- Eingangssignal proportionalen Signals, bestehend aus zwei parallel liegenden Schaltungszweigen mit jeweils einem ersten Multiplizierer, einem Tiefpaß und einem das Tiefpaßausgangssignal quadrierenden zweiten Multiplizierer, wobei den beiden ersten Multiplizierern einerseits das Eingangssignal und andererseits das Signal eines Lokaloszillators, dieses allerdings den beiden Multiplizierern über einen Phasenschieber mit einer gegenseitigen Phasenverschiebung π/2 zugeführt wird und wobei die Ausgänge der beiden zweiten Multiplizierer an einen Addierer angeschlossen sind.

Da ein Signal, welches das Quadrat der Hüllkurve eines modulierten Signals wiedergibt, eine der Leistung des modulierten Signals proportionale Größe darstellt, soll nachfolgend die Schaltung, welche das Quadrat der Hüllkurve ermittelt, kurz Leistungsdetektor genannt werden.

Ein einleitend dargelegter Leistungsdetektor geht auch aus der US-PS 37 92 364 hervor, der zusammen mit einem wurzelbildenden Netzwerk einen Hüllkurvendemodulator für ein amplitudenmoduliertes Signal darstellt.

Ebenso ist aus der US-PS 37 46 998 ein Leistungsdetektor bekannt, dessen Ausgangssignal zur Synchronisation eines spannungsgesteuerten Oszillators eines Phasenregelkreis- Demodulators auf die Trägerschwingung des modulierten Eingangssignals herangezogen wird.

Aufgabe dieser Erfindung ist es, Maßnahmen anzugeben, um Auswirkungen von Schwankungen der Eingangssignalleistung auf die Demodulatoreigenschaften bzw. das demodulierte Signal auszuregeln.

Gelöst wird diese Aufgabe durch die in den nebengeordneten Ansprüchen 1, 2 und 6 angegebenen Merkmale.

Zweckmäßige Weiterbildungen der Erfindung gehen aus den Unteransprüchen 3 bis 5 hervor.

Anhand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen wird nachfolgend die Erfindung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 das Blockschaltbild eines Leistungsdetektors,

Fig. 2 das Blockschaltbild eines Phasenregelkreis-Demodulators,

Fig. 3 das Blockschaltbild eines Quadraturphasenregelkreis- Demodulators und

Fig. 4 das Blockschaltbild eines Quadraturphasenregelkreis- Demodulators mit Vorwärtsregelung.

Der in der Fig. 1 gezeigte Leistungsdetektor ist bereits in der Einleitung beschrieben worden. Seine Wirkungsweise soll nun anhand der folgenden mathematischen Beschreibung erklärt werden.

Das Eingangssignal soll die Form haben

u _E (t) = R(t) cos (ω _c t + Φ _c + Φ (t)). (1)

Damit kann u _E (t) ein beliebig moduliertes und/oder verrauschtes Signal sein. Das Signal des Lokaloszillators LO sei

u _os (t) = û _os cos (l _os t + Φ _os (t)). (2)

Durch die zeitabhängige Phase kann möglicher Phasenjitter oder eine mögliche Modulation des Oszillatorsignals erfaßt werden. Der Phasenschieber PS bildet daraus die Signale

u _Q (t) = û _Q sin (ω _os t + Φ _os (t) + Ψ), (3)

u _I (t) = û _I cos (ω _os t + Φ _os (t) + Ψ). (4)

Die beiden Eingänge des Multiplizierers M 1 werden mit den Signalen u _E (t) und u _Q (t) beschaltet. An seinem Ausgang entsteht dann das Signal

u _{M 1} (t) = k _M1 u _E (t). u _Q (t). (5)

k _{M 1} ist dabei die Multipliziererempfindlichkeit. Die beiden Eingänge des Multiplizierers M 2 werden mit den Signalen u _E (t) und u _I (t) beschaltet. Dieser erzeugt das Ausgangsignal

u _{M 2} (t) = k _{M 2} u _E (t) u _I (t). (6)

Die Tiefpässe TP 1 und TP 2 dienen unter anderem dazu, die in den Produkten u _{M 1} (t) und u _{M 2} (t) enthaltenen Signalanteile mit der Summenfrequenz ω _os +ω _c zu unterdrücken. Dann entstehen an den Tiefpaßausgängen die Signale

u _{TP 1} (t) = ½ k _{M 1} û _Q R(t) cos ((ω _c - ω _os ) t + Φ _c - Ψ + Φ (t) - Φ _os (t)), (7)

u _{TP 2} (t) = -½ k _{M 2} û _I R(t) sin ((ω _c - ω _os ) t + Φ _c - Ψ + Φ (t) - Φ _os (t)). (8)

Die Multiplizierer M 3 und M 4 wirken als Quadrierer für die Signale u _{TP 1} (t) und u _{TP 2} (t). Sie erzeugen die Ausgangssignale

u _{M 3} (t) = k _{M 3} u² _{TP 1} (t) = ¼ k _{M 3} k² _{M 1} R²(t) û² _Q cos² ((ω _c - ω _os ) t + Φ _c - Ψ + Φ (t) - Φ _os (t)), (9)

u _{M 4} (t) = k _{M 4} u² _{TP 2} (t) = ¼ k _{M 4} k² _{M 2} R²(t)û² _I sin² ((ω _c - ω _os ) t + Φ _c - Ψ + Φ (t) - Φ _os (t)). (10)

Unter der Bedingung

k _{M 3} k² _{M 1} û² _Q = k _{M 4} k² _{M 2} û² _I , (11)

die in der Praxis leicht zu erfüllen ist, erzeugt der Addierer A dann aus u _{M 3} (t) und u _{M 4} (t) das Ausgangssignal

u _A (t) = k _A (u _{M 3} (t) + u _{M 4} (t)) = ¼ k _A k _{M 3} k² _{M 1} û² _Q R²(t). (12)

Damit ist das Ausgangssignal u _A (t) der Schaltung nach Fig. 1 der momentanen Leistung von u _E (t) proportional.

Durch geeignete Wahl der Tiefpässe TP 1 und TP 2 wird die Schaltung nach Fig. 1 selektiv. Dies kann man wie folgt nachweisen: das Eingangssignal sei

u _E (t) = R₁ cos (ω _c t + Φ _c ) + R₂ cos ((∆ω + ω _c ) t + Φ₂). (13)

Dabei sei R₂ cos ((∆ω+ω _c ) t+Φ₂) ein unerwünschtes Nachbarkanalsignal und also ∆ω/2π größer als die halbe HF-Bandbreite des zu demodulierenden Signals. Dann erhält man als Ausgangssignal des Multiplizierers M 1

u _{M 1} (t) = ½ k _{M 1}{R₁û _Q cos ((ω _c - ω _os ) t + Φ₁ - Ψ - Φ _os (t)) + R₂û _Q cos ((ω _c + ∆ω - ω _os ) t + Φ₂ - Ψ - Φ _os (t))
+ R₁û _Q cos ((ω _c + ω _os ) t + Φ₁ + Ψ + Φ _os (t)) + R₂û _Q cos ((ω _c + ∆l + ω _os ) t + Φ₂ + Ψ + Φ _os (t))}. (14)

Stimmt man ω _os auf ω _c ab, und wählt man die Bandbreite des Tiefpasses TP 1 so, daß Signale mit der Frequenz ∆ω bereits unterdrückt werden, während Signale bis zur maximalen Basisbandfrequenz nur unwesentlich gedämpft werden, dann erscheint am Tiefpaßausgang das Signal

u _{TP 1} (t) = ½ k _{M 1} R₁û _Q cos (Φ₁ - Ψ - Φ _os (t)), (15)

welches von dem Nachbarkanalsignal unabhängig ist. Baut man den Tiefpaß TP 2 genau wie den Tiefpaß TP 1 auf, so erhält man am Ausgang des Mischers M 2 entsprechend

u _{TP 2} (t) = -½ k _{M 2} R₁û _I sin (Φ₁ - Ψ - Φ _os (t)). (16)

Die weitere Rechnung zur Bestimmung des Ausgangssignals u _A (t) entspricht den Gleichungen (7) bis (12), so daß gilt

u _A (t) = ¼ k _{M 3} k² _{M 1} u² _Q R²₁. (17)

Damit ist gezeigt, daß die Schaltung nach Fig. 1 selektiv wirkt, obwohl keine HF-Vorfilterung vorausgesetzt wurde. Wählt man die Bandbreite der Tiefpässe TP 1 und TP 2 gleich der halben HF-Kanalbandbreite, dann wirkt die Schaltung so, als ob vor ihrem Eingang ein HF-Kanal-Filter geschaltet sei. Durch Veränderung der Bandbreiten von TP 1 und TP 2 kann man praktisch beliebig schmale Bandbreiten der scheinbaren Vorfilter erreichen.

Die Schaltung nach Fig. 1 ist also ein eigenselektiver Detektor für die Leistung eines Eingangssignals innerhalb eines bestimmten HF-Bandes.

Die Eigenselektivität dieses Leistungsdetektors LD beruht unter anderem darauf, daß für die Realisierung der Schaltblöcke M 1 und M 2 nicht beliebige Mischer sondern Baugruppen verwendet werden, die im wesentlichen das algebraische Produkt aus ihren beiden Eingangssignalen bilden. M 1 und M 2 müssen Multiplizierer sein.

Zur Herstellung der bisherigen Ergebnisse wurde weder Synchronität noch Asynchronität des Lokaloszillatorsignals zu dem Empfangssignal oder dessen Träger vorausgesetzt. Die Oszillatorphase geht nicht in das Ausgangssignal u _A (t) des Leistungsdetektors LD ein. Daher ist der Schaltblock LD entsprechend Fig. 1 ein vorteilhafter eigenselektiver Demodulator für die Leistung eines Empfangssignals einstellbarer Frequenz, welcher unabhängig von einem möglichen synchronen oder asynchronen Arbeitszustand eines zu regelnden Demodulators wirkt.

Durch Kettenschaltung des Leistungsdemodulators mit einem wurzelbildenden Block erhält man einen asynchronen AM-Hüllkurvendemodulator. Durch Wurzelbildung entsteht aus u _A (t), dem Ausgangssignal des Leistungsdetektors LD, das Signal

Entsprechend können durch Kettenschaltung des Leistungsdemodulators mit einem Integrator und einem wurzelbildenden Block der quadratische Mittelwert bzw. die Wurzel U _rms aus diesem (rms-value) gebildet werden.

Damit ist gezeigt, daß die Schaltung nach Fig. 1, als selektiver Detektor für die momentane und/oder mittlere Leistung und/oder Amplitude des Eingangssignals benutzt werden kann. Die Detektionsbandbreite und -selektivität wird durch die Tiefpässe TP 1 und TP 2 eingestellt, die Bandmitte des zu empfangenden Signals durch die Ruhefrequenz des Lokaloszillators LO.

Die durch Fig. 1 gegebene Prinzipschaltung kann verwendet werden, um die Auswirkungen von Variationen der Signalleistung auf die Eigenschaften von Demodulatoren auszuregeln.

Die Fig. 2 zeigt den Einsatz des Leistungsdetektors in einem Phasenregelkreis-Demodulator. Die Schaltblöcke M 1, M 2, M 3, M 4, TP 1, TP 2, LO, PS und A bilden den Leistungsdetektor nach Fig. 1. Für den Phasenregelkreis werden der Multiplizierer M 1, der als spannungsgesteuerter Oszillator betriebene Lokaloszillator LO und der Phasenschieber PS des Leistungsdetektors mitbenutzt. Der Phasenregelkreis ist durch einen am Ausgang des Multiplizierers M 1 angeschlossenen Tiefpaß TP 3 und ein mit dem spannungsgesteuerten Oszillator verbundenes Regelfilter PRF komplettiert. Das Regelfilter ist je nach Modulationsart des zu demodulierenden Empfangssignals schmalbandiger oder breiter auszulegen. In einigen Fällen, wie beispielsweise bei Breitband-FM, kann auf diesen Block sogar ganz verzichtet werden. Es ist auch denkbar, daß die Aufgaben des Tiefpasses TP 3 von dem hinter den Multiplizierer M 1 geschalteten Tiefpaß TP 1 mit übernommen werden (s. strichlierter Pfad in Fig. 2).

Die Leistungsregelung des Demodulators erfolgt hier dadurch, daß das Ausgangssignal u _R eines dem Addierer A nachgeschalteten Regelfilters RF den Gewinn eines am Eingang des Demodulators vorhandenen regelbaren Vorverstärkers AGC beeinflußt. Wie der Fig. 2 zu entnehmen ist, wird von dem Ausgangssignal u _A des Addierers A zunächst in einem Block MW der Mittelwert gebildet, welcher im wesentlichen der Trägerleistung des Eingangssignals proportional ist. Eine mögliche Ausführungsform für den mittelwertbildenden Block MW besteht in einem Tiefpaß sehr niedriger Grenzfrequenz. Das Ausgangssignal dieses Blocks MW stellt einen Ist-Wert dar, der mit einem Sollwert u _soll in dem Regelfilter RF verglichen und zur Regelspannung u _R für den regelbaren Vorverstärker AGC verarbeitet wird.

Statt den Vorverstärkergewinn hätte man auch den Gewinn des Phasenschiebers PS oder die Oszillatorsignalamplitude oder paarweise die Gewinne der Multiplizierer M 1, M 2 oder M 3, M 4 regeln können. Auch die Regelung mehrerer dieser Komponenten ist möglich.

Die Mittelung des Ausgangssignals u _A (t) des Addierers ist nicht in allen Fällen erforderlich. Bei winkelmodulierten Empfangssignalen kann es sogar vorteilhaft sein, die Momentanleistung statt der mittleren Leistung konstant zu halten.

Aus der Fig. 3 geht der Einsatz des Leistungsdetektors in einem Quadraturphasenregelkreis-Demodulator hervor, der auch als Costas-Loop bekannt ist (Costas, J. P.: "Synchronous Communications", Proc. IRE, 44, 1713-1718, Dec. 1956). Dieser Demodulator unterscheidet sich von dem in der Fig. 2 dargestellten dadurch, daß noch ein zweiter zum ersten in Quadratur stehender Signalpfad unter Einbeziehung des Multiplizierers M 2 vorhanden ist. Von beiden Multiplizierern M 1 und M 2 ist das Ausgangssignal u _{M 1} und u _{M 2} über jeweils einen Tiefpaß TP 3 bzw. TP 4 an einen mit dem Regelfilter PRF verbundenen Basisbandmultiplizierer geführt. Auch hier gilt, wie bereits zum Demodulator nach Fig. 2 ausgeführt, daß u. U. das Regelfilter PRF fortgelassen werden kann und daß die Aufgabe der beiden Tiefpässe TP 3 und TP 4 von den Tiefpässen TP 1 und TP 2 des Leistungsdetektors mit übernommen werden kann (s. strichlierte Linien in Fig. 3). Was die Leistungsregelung betrifft, sei auf das zu den Demodulatoren nach Fig. 2 Gesagte hingewiesen.

Die Fig. 4 zeigt den Einsatz des Leistungsdetektors LD zur Vorwärtsregelung eines Costas-Loop-Demodulators. Diese Art der Regelung ist in ähnlicher Weise auch bei anderen Demodulatoren möglich.

In der Schaltung nach Fig. 4 wird der Costas-Loop-Demodulator durch die Multiplizierer M 5, M 6, M 7, durch die Tiefpässe TP 6, TP 7, das Regelfilter PRF, den spannungsgesteuerten Oszillator VCO, den Phasenschieber PS 2 und die beiden regelbaren Verstärker RV 1 und RV 2 gebildet. Der Leistungsdetektor LD empfängt das gleiche Signal wie der Costas-Loop-Demodulator, bildet daraus in einem Regelfilter RF ein Regelsignal und steuert damit paarweise die Gewinne der Regelverstärker RV 1 und RV 2 im Costas-Loop. Wie in den Schaltungen nach den Fig. 2 und 3, kann statt des Gewinns der Verstärker RV 1, RV 2 auch an anderer Stelle regelnd in den Costas-Loop eingegriffen werden.

Je nachdem, um welche Modulationsart des Eingangssignals es sich handelt (Amplituden-(AM), Leistungs-(LM), Frequenz- (FM), Phasen-(PM), Zweiseitenband-(ZSB) oder 2 PSK-Modulation), sind die Ausgänge der demodulierten Signale in den oben beschriebenen Demodulatoren entsprechend gekennzeichnet.

Für alle in den Fig. 2, 3 und 4 dargestellten Demodulatoren gilt, daß sie zum direktmischenden Empfang (vgl. DE-OS 29 02 952), ohne das Signal in die Zwischenfrequenzebene umsetzen zu müssen, geeignet sind.

Claims (6)

1. Demodulator für winkel- und amplitudenmodulierte Signale mit einer Schaltung zum Ermitteln eines dem Quadrat der Hüllkurve des Demodulator-Eingangssignals proportionalen Signals, bestehend aus zwei parallel liegenden Schaltungszweigen mit jeweils einem ersten Multiplizierer, einem Tiefpaß und einem das Tiefpaßausgangssignal quadrierenden zweiten Multiplizierer, wobei den beiden ersten Multiplizierern einerseits das Eingangssignal und andererseits das Signal eines Lokaloszillators, dieses allerdings den beiden Multiplizierern über einen Phasenschieber mit einer gegenseitigen Phasenverschiebung π/2 zugeführt wird und wobei die Ausgänge der beiden zweiten Multiplizierer an einen Addierer angeschlossen sind, dadurch gekennzeichnet, daß ein Phasenregelkreis gebildet ist durch einen der beiden ersten Multiplizierer (M 1), den dem Multiplizierer nachgeschalteten Tiefpaß (TP 1), den als spannungsgesteuerten Oszillator ausgeführten Lokaloszillator (LO) und den Phasenschieber (PS) und daß das Ausgangssignal (u _A ) des Addierers (A) an ein anschließendes Regelfilter (RF) gelangt, das aus der Abweichung des Addierer- Ausgangssignals (u _A ) von einem Sollwert (u _soll ) ein Regelsignal (u _R ) bildet, das mindestens einem der im Demodulator vorhandenen Schaltungseinheiten zugeführt wird und dessen Ausgangssignal regelt.

2. Demodulator für winkel- und amplitudenmodulierte Signale mit einer Schaltung zum Ermitteln eines dem Quadrat der Hüllkurve des Demodulator-Eingangssignals proportionalen Signals, bestehend aus zwei parallel liegenden Schaltungszweigen mit jeweils einem ersten Multiplizierer, einem Tiefpaß und einem das Tiefpaßausgangssignal quadrierenden zweiten Multiplizierer, wobei den beiden ersten Multiplizierern einerseits das Eingangssignal und andererseits das Signal eines Lokaloszillators, dieses allerdings den beiden Multiplizierern über einen Phasenschieber mit einer gegenseitigen Phasenverschiebung π/2 zugeführt wird und wobei die Ausgänge der beiden zweiten Multiplizierer an einen Addierer angeschlossen sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangssignale (u _{M 1}, u _{M 2}) der beiden ersten Multiplizierer (M 1, M 2) über je einen Tiefpaß (TP 3, TP 4) einem Multiplizierer (M 5) zugeführt sind, dessen Ausgangssignal (u _{M 5}) an den als spannungsgesteuerten Oszillator ausgeführten Lokaloszillator (LO) gelangt, und daß das Ausgangssignal (u _A ) des Addierers (A) an ein anschließendes Regelfilter (RF) gelangt, das aus der Abweichung des Addierer-Ausgangssignals von einem Sollwert (u _soll ) ein Regelsignal (u _R ) bildet, das mindestens einem der im Demodulator vorhandenen Schaltungseinheiten zugeführt ist und dessen Ausgangssignal regelt.

3. Demodulator nach den Ansprüchen 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Regelsignal (u _R ) die Verstärkung eines an den Eingang des Demodulators vorgeschaltete regelbaren Verstärkers (AGC), oder die Amplitude des Lokaloszillators, oder den Gewinn des Phasenschiebers (PS) oder die Gewinne der beiden ersten oder der beiden zweiten Multiplizierer (M 1, M 2, M 3, M 4) des Leistungsdetektors regelt.

4. Demodulator nach den Ansprüchen 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators (LO) über ein Regelfilter (PRF) geführt ist.

5. Demodulator nach den Ansprüchen 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal (u _A ) des Addierers (A) über einen den Mittelwert bildenden Schaltblock (MW) dem Regelfilter (RF) zur Ableitung des Regelsignals (u _R ) zugeführt ist.

6. Demodulator für winkel- und amplitudenmodulierte Signale mit einer Schaltung zum Ermitteln eines dem Quadrat der Hüllkurve des Demodulator-Eingangssignals proportionalen Signals, bestehend aus zwei parallel liegenden Schaltungszweigen mit jeweils einem ersten Multiplizierer, einem Tiefpaß und einem das Tiefpaßausgangssignal quadrierenden zweiten Multiplizierer, wobei den beiden ersten Multiplizierern einerseits das Eingangssignal und andererseits das Signal eines Lokaloszillators, dieses allerdings den beiden Multiplizierern über einen Phasenschieber mit einer gegenseitigen Phasenverschiebung π/2 zugeführt wird und wobei die Ausgänge der beiden zweiten Multiplizierer an einen Addierer angeschlossen sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (LD) zum Ermitteln eines dem Quadrat der Hüllkurve des Eingangssignals (u _E ) proportionalen Signals dem Demodulator parallel geschaltet ist und daß ein Regelfilter (RF) aus dem Ausgangssignal (u _A ) der Schaltung (LD) durch Vergleich mit einem Sollwert (u _soll ) ein Signal (u _R ) gewinnt, das zur Regelung einer oder mehrerer Schaltungskomponenten des Demodulators herangezogen wird.