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Verfahren zur Demodulation amplitudenmodulierter
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Eingangssignale mit unterdrücktem Träger und Schaltungsanordnung hierfür
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Demodulation amplitudenmodulierter Eingangssignale
der im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Gattung.
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Bei einem bekannten Verfahren dieser Art wird das Hilfssignal von
einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) erzeugt, der mittels des Synchronisiersig
nals derart gesteuert wird, daß das Hilfssignal in seiner Phase mit dem Eingangssignal
synchronisiert ist und damit auf das Eingangssignal einrasten kann.
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Da bei einem trägerlosen Eingangssignal das in einer PLL in üblicher
Verknüpfung gewonnene Synchronisiersignal ständig sein Vorzeichen wechselt und somit
nicht zur Steuerung des VCO geeignet ist, wird bei dem bekannten Verfahren die Verknüpfung
von Eingangs- und Hilfssignal zur Gewinnung des Synchronisier-oder Steuersignals
für den VCO in der Weise durchgeführt, daß das Eingangssignal mit dem demgegenüber
um etwa 900 phasenverschobenen Hilfssignal gemischt, tiefpaßgefiltert, dann mit
dem demodulierten Eingangssignal (Modulationssignal) multipliziert und über einen
weiteren Tiefpaß geführt wird. Am Ausgang des Tiefpasses
steht
das Synchronisiersignal als gleichgerichtete Steuergröße zur Verfügung. Das demodulierte
Eingangssignal erhält man in bekannter Weise durch Mischen des Eingangssignals mit
dem etwa phasengleichen Hilfssignal und anschließender Tiefpaßfilterung.
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Der nach diesem Verfahren arbeitende bekannte Demodulator weist zwei
Multiplizierer auf, denen jeweils das Eingangssignal zugeführt ist. Das vom VCO
erzeugte Hilfssignal liegt als Inphasesignal zusätzlich an dem ersten Multiplizierer
und als demgegenüber um 900 verschobenes Quadratursignal an dem Eingang des zweiten
fdultiplizierers. Die Ausgänge der beiden Multiplizierer werden einem dritten Multiplizierer
zugeführt, dessen Ausgang über ein Filter mit dem Steuereingang des lICO verbunden
ist. Ein solcher Demodulator zeigt jedoch eine geringe Empfindlichkeit bei schwachen
Eingangssignalen, da die Steuergröße für den VCO infolge der Multiplikation im dritten
Multiplizierer proportional dem Amplitudenquadrat des Eingangssignals ist.Bei kleinen
Amplituden des Eingangssignals wird damit die Steuergröße für den VCO extrem stark
herabgesetzt.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren der eingangs
genannten Art zu schaffen, das auch für schwache Eingangssignale eine ausreichende
Empfindlichkeit aufweist und dessen schaltungstechnische Realisierung relativ wenig
Aufwand erfordert.
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Die Aufgabe ist bei einem Verfahren zur Demodulation amplitudenmodulierter
Eingangssignale mit unterdrücktem Träger der im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen
Gattung erfindungsgemäß durch die Merkmale im
Kennzeichnungsteil
des Anspruchs 1 gelöst.
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Durch das erfindungsgemäße multiplikative Einführen des Signums des
Modulationssignals in den Verknüpfungsprozeß von Eingangs- und Hilfssignal wird
wie bei dem bekannten Verfahren ein gleichgerichtetes Synchroniersignal erzeugt,
im Gegensatz dazu jedoch eine Quadrierung der Amplitude des Eingangssignals vermieden,
so daß das Synchronisiersignal zur Phasen- oder Frequenzkorrektur des Hilfssignals
linear von der Amplitude des Eingangssignals abhängig ist. Die Empfindlichkeit der
Nachsteuerung des Hilfssignals wird damit bei schwachen Eingangssignalen nicht noch
zusätzlich herabgesetzt.
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Die Signummultiplikation kann an jeder Stelle der Verknüpfung stattfinden.
So kann das Eingangssignal, das Hilfssignal oder aber auch erst das durch Mischen
von Eingangs- und Hilfssignal gewonnene Multiplikatonssignal mit dem Signum multipliziert
werden Die erfindungsgemäße Ausgestaltung des Verfahrens gemäß Anspruch 2 schafft
die Voraussetzung für eine vorteilhafte analoge oder digitale Realisierung des Verfahrens.
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In beiden Fällen wird dabei gemäß Anspruch 3 das Modulationssignal
durch Multiplikation des Eingangssignals mit dem Inphase-Hilfssignal und anschließender
Tiefpaßfilterung beim analogen Verfahren bzw. anschließender Integration beim digitalen
Verfahren gewonnen.
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In besonders einfacher Weise läßt sich die digitale Variante des erfindungsgemäßen
Verfahrens bei Ausgestaltung gemäß Anspruch 4 hardwaremäßig realisieren.
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Zudem kann auf eine besondere Vorselektion des Eingangssignals zwecks
Störbefreiung verzichtet werden.
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Die Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Verfahrens gemäß Anspruch
5 ermöglicht ebenfalls eine vorteilhafte digitale Realisierung des Verfahrens. In
diesem Fall wird das Modulationssignal durch den zeitlichen Verlauf des Betrags
der digitalen Amplitudenwerte des Hilfssignals bei kompensiertem Gleichspannungsmittelwert
repräsentiert, wobei der zeitliche Verlauf dem Signum entnommen werden kann.
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Eine analog arbeitende vorteilhafte Vorrichtung zur Durchführung des
erfindungsgemäßen Verfahrens ergibt sich aus Anspruch 6. Dieser analoge Demodulator
unterscheidet sich von dem eingangs beschriebenen bekannten Demodulator durch die
bereits erwähnte höhere Empfindlichkeit bei schwachen Eingangssignalen und durch
einen geringeren Schaltungsaufwand, insbesondere dann, wenn der Demodulator in integrierter
Technik ausgeführt wird. Im Gegensatz zu dem bei dem erfindungsgemäßen Demodulator
zur Signumbildung erforderlichen Komparator kann das bei dem eingangs beschriebenen
bekannten Demodulator demgegenüber erforderliche zusätzliche Filter nicht integriert
werden, sondern muß als externer Baustein ausgeführt werden.
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Neben der durch die Filterung bedingten, jedoch unerwünschten Signalverzögerung
erfordert der bekannte Demodulator damit mehr Bauraum und höhere Herstellungskosten.
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Eine digital arbeitende vorteilhafte Vorrichtung zur Durchführung
des erfindungsgemäßen Verfahrens ergibt sich aus Anspruch 7. Dieser Demodulator
hat den Vorteil, daß das Modulationssignal unmittelbar digital gewonnen wird und
keine zusätzliche Digitalisierung eines analog demodulierten Signals vorgenommen
werden muß. Dadurch wird einerseits die Integrationsfähigkeit des Demodulators erheblich
verbessert und andererseits werden Offsetfehler
vermieden, die
durch für die Digitalisierung erforderliche Bauelemente verursacht werden. Die Multiplikation
des digitalen Hilfssignals mit dem Signum des Modulationssignals wird durch eine
einfache Invertierung der digitalen Hilfssignalamplituden für die Dauer einer Halbperio~e
des Modulationssignals erreicht. Die Invertierungsphase ist jeweils durch einen
Nulldurchgang am Anfang und Ende begrenzt, der durch den Nullpegelstand des Pegel
zählers bei gleichzeitig eingestellter Abwärtszählrichtung erkannt wird.
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Eine vorteilhafte Ausführungsform eines nach dem erfindungsgemäßen
Verfahren arbeitenden digitalen Demodulators ergibt sich aus Anspruch 13. Dieser
Demodulator vereinigt die Vorteile des vorstehend erwähnten analogen Demodulatorshinsichtlich
der höheren Empfindlichkeit bei schwachen Eingangssignalen und die Vorteile des
vorstehend erwähnten digitalen Demodulators hinsichtlich der Integrationsfähigkeit
und Vermeidung von Offsetfehlern. Dieser Demodulator entspricht hinsichtlich seines
Hardwareaufwandes und seiner Integrierfähigkeit allen diesbezüglich gestellten Forderungen.
Zudem kann auf eine weitgehende Vorselektion des Eingangssignals zwecks Störbefreiung
- wie dies bei dem vorstehend erwähnten digitalen Demodulator noch erforderlich
ist - verzichtet werden.
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Die Erfindung ist anhand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen
einer Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens zur Demodulation amplitudendemodulierter
Eingangssignale mit unterdrücktem Träger im folgenden näher beschrieben.
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Es zeigen: Fig. 1 ein Blockschaltbild eines analogen Demodulators,
Fig. 2 ein Schaltbild eines Multiplizierers im Demodulator gemäß Fig. 1, Fig. 3
jeweils ein Blockschaltbild eines digi-und 4 talen Demodulators gemäß einem ersten
und zweiten Ausführungsbeispiel, Fig. 5 ein Schaltbild eines Hilfssignalgenerators
des Demodulators in Fig. 3 und 4, Fig. 6 ein Blockschaltbild eines digitalen Demodulators
gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel, Fig. 7 ein Schaltbild einer möglichen Ausführungsform
eines Deltamodulators im Demodulator gemäß Fig. 6.
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Der analoge Demodulator in Fig. 1 weist einen spannungsgesteuerten
Oszillator 10, im folgenden VCO 10 genannt, auf, der ein sog. Hilfssignal erzeugt,
dessen Frequenz in einem Frequenzbereich um die Trägerfrequenz des unterdrückten
Trägers liegt, was im folgenden auch mit "im wesentlichen trägerfrequentes Hilfssignal"
bezeichnet wird. Der VCO 10 bildet mit einem als Multiplizierer 11 ausgebildeten
Phasendetektor und einem Tiefpaßfilter 12 einen an sich bekannten phasengerasteten
Regelkreis, im folgenden PLL 13 genannt. Um zu erreichen, daß die PLL 13 auf ein
am Eingang 14 des Demodulators anliegendes amplitudenmoduliertes Eingangssignal
mit unterdrücktem Träger einrastet, was bei herkömmlicher PLL nicht der Fall ist,
wird das Eingangssignal an irgendeiner Stelle in der PLL 13 mit dem Signum des Modulationssignals
multipliziert. Diese Multiplikation ist im vorliegenden Beispiel im Signalpfad zwischen
dem VCO 10 und dem Eingang b des Multiplizierers 11 vorgenommen. Hierzu ist das
Quadratur-Hilfssignal, d.h. das gegenüber dem Eingangssignal etwa um 90° , z.B.
mittels eines im VCO 10 integrierten Phasenschiebers, phasenverschobene Hilfssignal
an den einen Eingang eines Exclusiv-Odergliedes 17, im folgenden kurz XOR-Glied
17 genannt, gelegt, dessen anderer Eingang mit dem Signum des Modulationssignals
belegt ist. Der Ausgang des XOR-Glieds 17 ist mit dem Eingang b des Multiplizierers
11 verbunden, während das Eingangssignal an dem Eingang a des Multiplizierers 11
liegt. Der Ausgang c des Multiplizierers 11 ist über das Tiefpaßfilter 12 mit dem
Steuereingang 16 des VCO 10 verbunden.
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Zur Gewinnung des Signuwtsdes Modulationssignals ist ein zweiter Multiplizierer
18 vorgesehen, dessen einer Eingang a mit dem Eingang des Demodulators verbunden
ist und dessen anderer Eingang mit dem Hilfssignal, und zwar mit dem Inphasesignal,
belegt ist. Die beiden über einen Kondensator 19 verbundenen Ausgangsklemmen des
Ausgangs c des zweiten Multiplizierers 18 sind an den Eingängen eines Komparators
20 angeschlossen, dessen Ausgang mit dem zweiten Eingang des XOR-Glieds 17 verbunden
ist. Am Ausgang des Komparators 20 liegt das Signum des Modulationssignals an, während
an dem mit dem Ausgang c verbundenen Ausgang 15 des Demodulators das analoge Modulationssignal
selbst abnehmbar ist.
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Die beiden Multiplizierer 11, 18 sind identisch ausgebildet und können
z.B. als sog. Quadraturdemodulatoren ausgebildet sein. Die elektrische Schaltung
eines solchen Quadraturdemodulators ist in Fig. 2 dargestellt.
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Ein solcher Quadraturdemodulator ist bekannt und dessen Funktionsweise
im übrigen aus dem Schaltbild in Fig. 2 ohne weiteres zu erkennen. Die Eingänge
a und b und der Ausgang c des in Fig. 2 angegebenen Quadraturdemodulators stimmen
mit den Eingängen a und b und den Ausgängen c der beiden Multiplizierer 11 und 18
in Fig. 1 überein.
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Hat das Eingangssignal die Form u(t)=A sinst-sin58t (1) und das Hilfssignal
die Form u1(t) = sinkt + t) (2),
so ergibt sich nach Multiplikation
im zweiten Multiplizierer 18 und Tiefpaßfilterung durch den Kondensator 19 das Modulationssignal
am Ausgang 15 des Demodulators zu U (t)= 2 sin#t.cos# (3) und bei eingerasteter
PLL 13 zu U (t)= A @ sinkt (4).
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Am Ausgang des Komparators 20 ist das Signal U1 (t)= SGN Eu(t)3 =
SGN[sin#t] (5) abnehmbar, das damit an dem einen Eingang des XOR-Glieds 17 liegt.
Am anderen Eingang des XOR-Glieds 17 liegt das um 90° phasenverschobene Hilfssignal
U2 (t)= cos (st+t ) (6).
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Das Ausgangssignal des XOR-Glieds 17 und damit das Eingangssignal
am Eingang b des Multiplizierers 11 beträgt dann u3 (t) = cos 2t+ ). SGN (sinkt)
(7).
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Im Multiplizierer 11 erfolgt die Multiplikation des Eingangssignals
u (t) mit dem Signal u3 (t), so daß nach Multiplikation und Tiefpaßfilterung im
Tiefpaß 12 am Steuereingang 16 des VCO 10 die Gleichspannungs-Steuergröße, also
das Synchronisiersignal, u4 (t) = A2 sin# T ,|sin#t| (8)
liegt.
Diese Steuergröße korrigiert das vom VCO 10 erzeugte Hilfssignal in der Weise, daß
der Phasenfehler Null wird und damit die PLL 13 auf das Eingangssignal einrastet.
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Wie aus Gl.(3) ersichtlich, liefert bei einem anfänglichen Phasenfehler
T die Demodulation des Eingangssignals U (t) = A2 sin #t S cost Im Bereich
wird das Signum gemaß Gl.(5) richtig qebiluet,da cos# immer positive Werte annimmt.
Im Bereich
wird die Signumfunktion gemäß Gl. (5) invertiert und die PLL 13 rastet in der zweiten
stabilen Lage T =9T ein. Für die Auswertung spielt dieser Unterschied keine Rolle.
Die beiden labilen Phasen
werden infolge statistischer Schwankungen verlassen, und zwar besonders zügig dann,
wenn die Phasenvariation quantisiert erfolgt und wenn das über ein Variationszeitintervall
gemittelte Vorzeichen der Steuergröße wirksam wird.
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Der vorstehend beschriebene analoge Demodulator ist in der Lage, Signale
mit und ohne Träger zu demodulieren.
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Bei trägerbehafteten Signalen mit Modulationsgrad kleiner als 100%
findet kein Nulldurchgang des Modulationssignals statt, so daß das XOR-Glied 17
nicht geschaltet wird.
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Es sei erwähnt, daß der einfacheren Darstellung wegen das Hilfssignal
sinusförmig angenommen worden ist. Wie bereits aufgrund des XOR-Glieds 17 ersichtlich,
liefert der VCO 10 als Hilfssignal jedoch eine Rechteckimpulsfolge, so daß Gl (2)
eigentlich lauten müßte:
An den vorangestellten Überlegungen und an der Funktionsweise ändert sich jedoch
grundsätzlich nichts, weil die Oberwellen und ihre Mischprodukte bei der Tiefpaßfilterung
unterdrückt werden.
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Es ist noch anzumerken, daß die Multiplikation des Eingangssignals
mit dem Signum des Modulationssignals nicht unbedingt am Eingang b des Multiplizierers
11, der dem Schalteingang b des Quadraturmodulators in
Fig. 2 entspricht,
durchgeführt werden muß. Diese Multiplikation ist quasi eine Multiplikation des
Hilfssignals mit dem Signum des Modulationssig nals. In gleicher Weise kann die
Multiplikation des Eingangssignals mit dem Signum, was letzlich eine Invertierung
des Eingangssignals - oder des Hilfssignals - in der einen Halbperiode bedeutet,
an den Eingangsklemmen a oder an den Ausgangsklemmen c des Quadraturdemodulators
in Fig. 2 durchgeführt werden.
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In allen Fällen erhält man das gleiche Ergebnis. Bei Verwendung eines
Quadraturdemodulators als Multiplizierer 11 ist die in Fig. 1 gewählte Lösung der
Invertierung der am Eingang b anliegenden Schaltsignale mittels des XOR-Glieds 17
die vorteilhafteste Lösung.
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Bei dem digitalen Demodulator gemäß Fig. 3 wird das Hilfssignal digital
generiert, nach Digital-Analog-Wandlung mit dem am Eingang 21 des Demodulators anliegendem
Eingangssignal verglichen und solange digital korrigiert, daß es bezüglich seines
Gleichspannungsmittelwertes, seiner Amplitude und seiner Phase mit dem analogen
Eingangssignal übereinstimmt. Die eingangs erwähnte Signummultiplikation wird hier
im digitalen Hilfssignal durchgeführt.
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Der Demodulator weist hierzu einen Komparator 22, einen Hilfssignal-Generator
23 und einen steuerbaren Oszillator 24 auf. Der Oszillator 24 besteht aus einem
4 MHz-Rechteckgenerator 25, der eine Rechteckimpulsfolge mit der konstanten Referenzfrequenz
von 4 MHz erzeugt. Dem Rechteckgenerator 25 ist ein Frequenzteiler 26 nachgeschaltet,
dessen Teilerverhältnis über seinen Steuereingang zwischen zwei Werten umschaltbar
ist, hier zwischen "18" und "17". Wenn das Teilerverhältnis ständig
umgeschaltet
wird, beträgt das Tastverhältnis des Frequenzteilers 26 im Mittel "17,5", so daß
am Ausgang Z des Frequenzteilers 26 eine Rechteckimpulsfolge mit der Frequenz von
228 kHz erzeugt wird. Durch entsprechende weitere Frequenzteilung steht am Ausgang
Y des Frequenzteilers 26 eine Rechteckimpulsfolge mit der Frequenz 114 kHz und Gn
dem Ausgang X eine Rechteckimpulsfolge mit der Frequenz 57 kHz an.
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Der Komparator 22 ist mit seinem invertierenden Eingang an dem Ausgang
A des Hilfssignal-Generators 23 und mit seinem nichtinvertierenden Eingang an dem
Eingang 21 des Demodulators angeschlossen. Der Ausgang des Komparators 22 ist mit
dem D-Eingang eines D-Flip-Flops 28 verbunden, dessen Clock-Eingang Cl mit dem Z-Ausgang
des Frequenzteilers 26 bzw. des steuerbaren Oszillators 24 verbunden ist. Durch
dieses D-Flip-Flop 28 wird das Ausgangssignal des Komparators 22 mit einer Tastfrequenz
von 228 kHz abgetastet. Die Abtastwerte liegen mit dieser Abtastfrequenz am Q-Ausgang
des D-Flip-Flops 28.
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Zum Demodulator gehören ferner ein Phasenzähler 29 und Pegelzähler
30, die beide als Auf- und Abwärts zähler ausgebildet sind und mit einer Zählimpulsfolge
der Frequenz 114 kHz getaktet werden. Die Zählimpulsfolge am Takt- oder Clock-Eingang
des Pegelzählers 30 ist dabei gegenüber der Zählimpulsfolge am Clock-Eingang des
Phasenzählers 29 um 1800 verschoben. Dies wird dadurch erreicht, daß der Clock-Eingang
des Phasenzählers 29 unmittelbar und der Clock-Eingang des Pegel zählers 30 über
einen Inverter 31 mit dem Y-Ausgang des Frequenzteilers 26 verbunden ist. Die Zählrichtungseingänge
"up/down" sind mit den am Q-Ausgang des D-Flip-Flops 28
auftretenden
Abtastwertenbelegt, wobei jedes zweite Paar aufeinanderfolgender Abtastwerte invertiert
ist.
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Letzteres wird dadurch erreicht, daß der Q-Ausgang des D-Flip-Flops
28 mit den Zählrichtungseingängen "up/down" der beiden Zähler 29, 30 über ein XOR-Glied
32 verbunden ist. An dem anderen Eingang des XOR-Glieds 32 ist eine Invertierungsimpulsfolge
von 57 kHz gelegt, was durch Verbindung des Eingangs des XOR-Glieds 32 mit dem X-Ausgang
des Frequenzteilers 26 bewirkt ist. Es sei angemerkt, daß die Frequenz 57 kHz der
Trägerfrequenz des zu demodulierenden Eingangssignals mit unterdrücktem Träger entspricht,
das am Eingang 21 des Demodulators anliegt. Je nach im Frequenzteiler 26 eingestelltem
Teilerverhältnis schwankt die Frequenz der am Ausgang X des Frequenzteilers 26 anstehenden
Rechteckimpulsfolge in einem gewissen Frequenzbereich um die Trägerfrequenz 57 kHz.
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Der Pegel zähler 30 hat zwecks Tiefpaßwirkung eine Zählkapazität von
7 Bit. Die obersten 4 Bit Q3 - Q6 sind mit dem Eingang des Hilfssignal-Generators
23 verbunden.
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Zur Unterdrückung des Pegeljitters kann ein weiteres Bit des Pegel
zählers 30 benutzt werden, das allerdings nicht zur Bildung der Ausgangsinformation
herangezogen wird. Der Phasenzähler 29 ist ein 1 Bit-Zähler, der im einfachen Fall
als D-Flip-Flop ausgebildet sein kann.
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Um aber eine Regelschwingung der Phase mit 57 kHz zu vermeiden, wird
die Schaltung des Phasenzählers 29 so gewählt, daß sich die Wertigkeit des Ausgangs
nur dann ändert, wenn zweimal die gleiche Information am Eingang detektiert worden
ist.
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Der Aufbau des Hilfssignal-Generators 23 ist in Fig. 5 im einzelnen
dargestellt. Aufbau und Wirkungsweise eines
solchen Hilfssignal-Generators
23 ist im übrigen auch in der DE-OS 32 33 829 ausführlich beschrieben, so daß hierauf
nur der Vollständigkeit halber kurz eingegangen wird.
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Von den Eingängen B - H des Hilfssignal-Generator 23 sind die Eingänge
B - E mit den Ausgängen Q3 - Q6 des Pegel zählers 30, der Ausgang F mit dem Y-Ausgang
des Frequenzteilers 26, der Ausgang G mit dem X-Ausgang des Frequenzteilers 26 und
der Eingang H mit dem Q-Eingang des D-Flip-Flops 28 verbunden. Der Hilfssignal-Generator
23 weist zwei Digital-Analog-Wandler (D/A-Wandler) 33 und 34 auf. Der D/A-Wandler
34 ist eingangsseitig mit einem Offset-Zähler 35 verbunden, dessen Zählrichtungseingang
"up/down" mit dem H-Eingang und dessen Takt- oder Clock-Eingang Cl mit dem Eingang
F des Hilfssignal-Generators 23 verbunden ist.
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Der Zählinhalt des Offset-Zählers 35 liefert die Digitalinformation
für den Gleichspannungsmittelwert des im Hilfssignal-Generators 23 generierten Hilfssignals.
Der Ausgang des D/A-Wandlers 34 ist mit dem Referenzeingang 37 des D/A-Wandlers
33 verbunden, dessen Ausgang den Ausgang A des Hilfssignal-Generators 23 bildet.
Der D/A-Wandler 33 ist über eine Schaltlogik 36 mit den Eingängen B - E des Hilfssignal-Generators
23 verbunden.
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Beide D/A-Wandler 33, 34 enthalten eine Anzahl unterschiedlicher MOS-Transistoren~,
deren Geometrie,und damit die Leitfähigkeit bzw. die Stromquellenergiebigkeit#entsprechend
der Wertigkeit der jeweiligen Steuerleitung variiert. Durch die Parallelschaltung
der jeweils angesteuerten MOS-Transistoren wird ein äquivalenter MOS-Transistor
gebildet, dessen Drain-Strom von
der angelegten Referenzspannung
und der am Ausgang des jeweiligen Zählers (Pegelzähler 30 bzw. Offset-Zähler 35)
anliegenden Zahl multiplikativ gesteuert wird. Dadurch, daß der analoge Ausgang
des D/A-Wandlers 34 mit dem Referenzeingang 37 des D/A-Wandlers 33 verbunden ist
- und somit die analoge Ausgangsspannung des D/A-Wandlers 34 die Referenzspannung
für den D/A-Wandler 11 bildet - sind die beiden D/A-Wandler 33, 34 zu einer Stromspiegelschaltung
vereinigt.
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Der D/A-Wandler 33 weist zwei identisch aufgebaute 4 Bit-D/A-Converter
38, 39 auf, denen ein Transistor 40 parallel geschaltet ist. Die Basis des Transistors
40 ist an dem Referenzeigang 37 des D/A-Wandlers 33 angeschlossen. Der Transistor
31 bildet eine nicht geschaltete Stroplquelle und liefert einen hohen Stromanteil
entsprechend dem Gleichstromwert des Hilfssignals.
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Die Schalt:logik 36 weist eine Gruppe von vier RSD-Gattern 41 und
eine G##pppe von vier NAND-Gattern42 auf. Die Eingänge B - E des Hilfssignal-Generators
23 sind sowohl mit jedem der einen Eingänge der AND-Gatter 41 als auch mit jedem
der einen Eingänge der NAND-Gatter 42 verbunden. Die anderen Eingänge der AND-Gatter
41 und der NAND-GattEr 42 sind zusammengefaßt und jeweils an den Ausgang eines ersten
und zweiten NOR-Gatters 43 bzw. 44 geführt. Jeweils ein Eingang von NOR-Gatter 43
und NOR-Gatter 44 sind mit dem Eingang F verbunden, während der andere Eingang des
NOR-Gatters 43 unmittelbar und der andere Eingang des NOR-Gatters 44 über einen
Inverter 45 an dem Eingang G des Hilfssignal-Generators 23 angeschlossen ist. Durch
diese Schaltlogik wird über den D/A-Wandler 33 auf den Ausgang A des Hilfssignal-Generators
23 fortlaufend eine Signalamplitude geschal-
tet, die nacheinander
der Amplitude der am Referenzeingang 37 des D/A-Wandlers 33 anliegenden Referenzspannung,
der um den Zählinhalt des Pegelzählers 30 vergrößerten Amplitude dieser Referenzspannung,
wiederum der Amplitude dieser Referenzspannung und der um den Zählinhalt des Pegel
zählers 30 reduzierten Amplitude dieser Referenzspannung entspricht. Die voraufgeführte
Reihenfolge kann auch umgekehrt, je nach Wahl des Ausgangspunktes, durchlaufen werden.
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Zur eingangs erwähnten Multiplikation des Hilfssignals mit dem Signum
des Modulationssignals ist ein Signumbildner 45 vorgesehen (Fig. 3), der hier als
T-Flip-Flop 46 ausgebildet ist. Anstelle des T-Flip-Flops 46 kann aber auch ein
D- oder ein JK-Flip-Flop verwendet werden. Im Prinzip ist dieser Signumbildner 45
ein 1 Bit-Zähler für die Nulldurchgänge der Amplitude des Modulationssignals, also
ein Detektor für den Pegelstand "Null" des Pegel zählers 30. Der Clcck-Eingang des
T-Flip-Flops 46 ist mit dem Clock-Eingang des Pegel zählers 30 synchronisiert und
deshalb unmittelbar mit diesem verbunden. Der T-Eingang des T-Flip-Flops 46 ist
mit dem Ausgang eines AND-Glieds 47 verbunden, dessen negierter einer Eingang mit
den Zählrichtungseingängen "up/down" der beiden Zähler 29, 30 und dessen anderer
Eingang mit dem Ausgang eines Mehrfach-AND-Glieds 48 verbunden ist. Die negierten
Eingänge des Mehrfach-AND-Glieds 48 sind mit den Q3 - Q6-Ausgängen des Pegelzählers
30 verbunden Am Q-Ausgang des T-Flip-Flops 46 steht ein Ausgangsbit an, dessen Wertigkeit
sich von "logisch 0" auf "logisch 1" oder umgekehrt immer dann ändert, wenn im Pegel
zähler der Pegel "Null" detektiert wird, der Zählrichtungsein-
gang
des Pegelzählers 30 auf ~down" steht und an den Clock-Eingang des Pegel zählers
30 und damit an den Clock-Eingang des T-Flip-Flops 46 ein Taktimpuls gelangt. Die
Multiplikation des Hilfssignals mit dem Signum des Modulationssignals erfolgt nunmehr
durch antivalente Verknüpfung des Ausgangsbits einerseits mit der am Eingang G des
Hilfssignal-Generators 23 anliegenden 57 kHz-Schaltimpulsfolge und andererseits
mit der am XOR-Glied 32 anlieyenden 57 kHz-Invertierunssimpulsfolge. Hierzu ist
in die Verbindungsleitung zwischen dem X-Ausgang des Frequenzteilers 26 und dem
Eingang G des Hilfssignal-Generators 23 ein weiteres XOR-Glied 49 eingeschaltet,
dessen anderer Eingang mit dem Q-Ausgang des T-Flip-Flops 46 verbunden ist, und
der mit der 57 kHz-Invertierungsimpulsfolge zu belegende Eingang des XOR-Glieds
32 an dem Ausgang des weiteren XOR-Glieds 49 angeschlossen. Diese antivalente Verknüpfung
führt einerseits dazu, daß bei der einen Wertigkeit, z.B. "logisch 1", des Ausgangsbits
einerseits die an die Zählrichtungseingänge "up/down" der beiden Zähler 29, 30 gelangenden
Abtastwerte invertiert sind und andererseits die vorstehend beschriebene Schaltreihenfolge
der Schaltlogik 36 des Hilfssignal-Generators 23 umgekehrt wird, so daß in der Schaltreihenfolge
die Vergrößerung und die Reduzierung der Referenzspannung um den Zählinhalt des
Pegelzählers die Plätze miteinander vertauschen.
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Die Funktionsweise des vorstehend beschriebenen Demodulators, insbesondere
die digitale Korrektur des Hilfssignals bezüglich seines Gleichspannungsmittelwertes,
seiner Amplitude und seiner Phasenlage bzw. Frequenz ist in der DE-OS 32 33 829
ausführlich beschrieben, so daß hierauf verwiesen wird. Solange das Ausgangsbit
am
Q-Ausgang des T-Flip-Flops 46 die Wertigkeit "logisch O" aufweist,
ist die Wirkungsweise identisch wie dort beschrieben. Weist der Pegelzähler den
Zählinhalt "Null" auf und weist der über das XOR-Glied 32 an den Zählrichtungseingang
"up/down" des Pegelzählers 30 gelangende Abtastimpuls logisch 0 auf, so nimmt der
Ausgang des AND-Glieds 47 logisch 1 an. Am T-Eingang des T-Flip-Flops 46 liegt ein
Signal an und mit dem nächsten Zählimpuls am Clock-Eingang des Pegelzählers 30 ändert
das Ausgangsbit am Q-Ausgang des T-Flip-Flops 46 seine Wertigkeit von "logisch 0"
auf "logisch 1". Solange das Ausgangsbit die Wertigkeit "logisch 1" aufweist, ändert
die Schaltlogik 36 im Hilfssignal-Generator 23 die Schaltreihenfolge, so daß sozusagen
das digitale Hilfssignal während dieser Zeit an der Referenzspannung gespiegelt
wird. Zugleich wird die Zählrichtung im Pegelzähler 30 invertiert, so daß der Zähler
mit den nächsten Zählimpulsen wieder aufwärts zählt. Dadurch wird die Zählkapazität
des Zählers nicht überschritten. Der Zählerstand des Pegel zählers 23 gibt somit
die gleichgerichtete Amplitude des Modulationssignals wieder.
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Da bei jedem Nulldurchgang des Modulationssignals das Ausgangsbit
des Signumbildners 45 seine Wertigkeit ändert, ist das Ausgangsbit charakteristisch
für die Frequenz des Modulationssignals.
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Der in Fig. 4 im Blockschaltbild dargestellte Demodulator stimmt weitgehend
mit dem Demodulator gemäß Fig. 3 überein, so daß gleiche Bauteile mit gleichen Bezugszeichen
versehen sind, die jedoch zur Unterscheidung um den Wert 100 vergrößert sind. Der
Demodulator in Fig. 4 unterscheidet sich lediglich hinsichtlich des Signumbildners
145 von dem Demodulator in Fig. 3. Während in letzterem zur Realisierung des Signumbildners
45
das T-Flip-Flop 46, das AND-Glied 47 und das Mehrfach-AND-Glied
48 erforderlich sind, sind diese bei dem Demodulator gemäß Fig. 4 entfallen. Der
Pegelzähler 130 ist jedoch um ein weiteres Bit erweitert, so daß dieser nunmehr
insgesamt 8 Bit aufweist. Von diesen 8 Bit ist das MSB das Ausgangsbit des Signumbildners
145.
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Die darunterliegenden 4 Bits werden wiederum ausgewertet, so daß nach
wie vor die Q3 - Q6-Ausgänge des Pegel zählers 130 mit den Eingängen B - E des Hilfssignal-Generators
123 verbunden sind. Der Pegelzähler 130 ist außerdem so voreinzustellen, daß der
Pegel "Null" dem mittleren Zählbereich des Pegelzählers 130, im Beispiel also der
Zahl "15" oder "16",entspricht.
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Der in Fig. 3 mit dem Q-Eingang des T-Flip-Flops 46 verbundene Eingang
des XOR-Glieds 49, hier des XOR-Glieds 149, ist nunmehr mit dem Q7-Ausgang des Pegelzählers
130 zu verbinden, der das höchstwertige Bit führt. Da hier wegen der Voreinstellung
des Pegelzählers 130 der Pegel zähler über den Pegel "Null" hinaus in beiden Richtungen
zählen kann, darf der Zählrichtungseingang "up/down" des Pegelzählers 130 von dem
Ausgangsbit des Signumbildners 145 nicht beeinflußt werden. Dies wird dadurch verhindert,
daß dem Zählrichtungseingang "up/down" des Pegelzählers 130 ein drittes XOR-Glied
150 vorgeschaltet ist, dessen einer Eingang - ebenso wie der Zählrichtungseingang
des Phasenzählers 129 - mit dem Ausgang des XOR-Glieds 132 und dessen anderer Eingang
mit dem Q7-Ausgang des Pegel zählers 130 verbunden ist. Die Wirkungsweise des Demodulators
gemäß Fig. 4 ist die gleiche wie die des Demodulators gemäß Fig. 3.
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Der in Fig. 6 im Blockschaltbild dargestellte digitale Demodulator
gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel
zeigt weitgehende Analogie
zu dem in Fig. 1 beschriebenen analogen Demodulator. Hier wird das Eingangssignal
einer Deltamodulation unterzogen und das deltamodulierte Eingangssignal einerseits
zur Gewinnung des Modulationssignals mit dem als Rechteckimpulsfolge generierten
Inphase-Hilfssignal multipliziert und anschließend über eine vorgegebene Zählperiode
integriert und andererseits zur Gewinnung des Synchronisiersignals mit dem Hilfssignal
in der Weise verknüpft, daß das deltamodulierte Eingangssignal mit dem Quadratur-Hilfssignal
multipliziert und anschließend über eine vorgegebene Zählperiode integriert wird.
Die Signummultiplikation innerhalb der Verknüpfung erfolgt durch Multiplikation
des Signums mit dem Quadratur-Hilfssignal, wobei das Signum von dem höchstwertigen
Bit des als Zähler ausgebildeten ersten Integrators gebildet wird. Das Synchronisiersignal
ist als höchstwertiges Bit von dem ebenfalls als Zähler ausgebildeten zweiten Integrator
abnehmbar.
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Im einzelnen weist der Demodulator gemäß Fig. 6 einen an sich bekannten
Deltamodulator 51 auf, dem das Eingangssignal zugeführt ist. Ein üblicher Deltamodulator
ist z. B. in dem "Handbuch für Hochfrequenz- und Elektro-Techniker", Band 2, von
Art Rint erschienen im Hüthig und Pflaum, Verlag München/d'eidelberg, 12. Auflage,
S. 365, beschrieben. Vereinfacht kann aber der Deltamodulator 51 auch wie in Fig.
7 dargestellt ausgebildet werden. Dort besteht der Deltamodulator aus einem D-Flip-Flop
52, dessen Q-Ausgang über ein Integrationsglied 53 auf den D-Eingang rückgekoppelt
ist. Das Eingangssignal wird über einen Hochpaß 54 an den D-Eingang des D-Flip-Flops
52 gelegt.
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Bei der Deltamodulation wird das Eingangssignal mit einer sehr hohen
Abtastfrequenz, die hier einem ganzzahligen Vielfachen der Trägerfrequenz entspricht
und von einem Taktgenerator 55 an den Deltamodulator 51 gelegt wird, abgetastet
und die Differenz von jeweils zwei aufeinanderfolgenden Abtastwerten festgestellt
und als Binärwert "1" bzw. "O" kodiert, je nachdem ob die Differenz positiv oder
negativ ist. Am Ausgang des Deltamodulators 51 steht somit eine binäre Impulsfolge
an, die etwa der Steigung des Eingangssignals entspricht.
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Bei dem Demodulator gemäß Fig. 6 liegt die Abtastfrequenz bei einer
Trägerfrequenz von 57 kHz je nach Wahl zwischen etwa 4 MHz und etwa 10 MHz.
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Das Hiilfssignal wird als Rechteckimpulsfolge generiert, deren ImpLlsfolgefrequenz
im Mittel 57 kHz beträgt.
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Hierzu ist dem Taktgenerator 55 ein steuerbarer Frequenzteiler 56
nachgeschaltet, der je nach Synchronisiersignal an seinem Steuereingang durch N
+1, N oder N -1 teilt. Das N ist dabei entsprechend der gewählten Taktfrequenz des
Taktgenerators 55 zu bemessen. Wählt man eine Taktfrequenz von ca. 10 MHz ist N
= 176 zu wählen, so daß der Frequenzteiler 56 je nach Synchronisiersign#l am Steuereingang
durch 177 bzw. durch 175 dividiert. Sind Eingangsignal und Hilfssignal synchronisiert,
ss teilt der Frequenzteiler 56 gleich oft durch 177 und 175, so daß am Ausgang des
Frequenzteilers 56 eine Rechteckimpulsfolge mit der Impulsfolgefrequenz 57 kHz abnehmbar
ist.
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Der Ausgang des Deltamodualtors 51 ist einerseits über ein erstes
Exclusiv-Oderglied,im folgenden XOR-Glied 57 genannt, mit dem Clock-Enable-Eingang
eines ersten Zählers 59 und andererseits über ein zweites Exclusiv-Oderglied, im
folgenden kurz XOR-Glied 58 genannt, mit dem
Clock-Enable-Eingang
eines zweiten Zählers 15 verbunden. Die Clock-Eingänge der beiden Zähler 59, 60
sind an dem Ausgang des Taktgenerators 55 angeschlossen.
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Der zweite Eingang des ersten XOR-Glieds 57 ist über einen Phasenschieber
61 ar dem Ausgang des Frequenzteilers 56 angeschlossen, während der zweite Eingang
des zweiten XOR-Glieds 58 über ein dritten Exclusiv-Oder-Glied, im folgenden kurz
XOR-Glied 62 genannt, mit dem Ausgang des Frequenzteilers 56 verbunden ist.
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Die beiden Zähler 59 und 60 werden für eine vorbestimmte Zählperiode
zum Zählen freigegeben und am Ende der Zählperiode über ihren Preset-Eingang auf
einen geeigneten Startwert gesetzt. Hierzu ist ein weiterer Frequenzteiler 63 am
Ausgang des ersten Frequenzteilers 56 angeschlossen, der durch n teilt. Im vorliegenden
Beispiel teilt der Frequenzteiler 63 durch 3, so daß am Ausgang des Frequenzteilers
63 eine Rechteckimpulsfolge der Impulsfolgefrequenz von 19 kHz anliegt. Der Ausgang
des zweiten Frequenzteilers 63 ist jeweils über ein Zeitverzögerungsglied 64 bzw.
65 mit dem Preset-Eingang des ersten Zählers 59 bzw. des zweiten Zählers 60 verbunden.
Außerdem ist der Ausgang des zweiten Frequenzteilers 63 an dem Takteingang eines
Zwischenspeichers oder Latch 66 angeschlossen, dessen bitparallele Eingänge mit
den Zählausgängen des ersten Zählers 59 verbunden sind. Die MSB-Ausgänge der Zähler
59,60, die das höchstwertige Bit führen, sind jeweils mit dem D-Eingang eines D-Flip-Flops
67 bzw. 68 verbunden. Der Q-Ausgang des mit dem ersten Zähler 59 verbundenen D-Flip-Flops
67 ist an dem zweiten Eingang des dritten XOR-Glieds 62 angeschlossen, während der
Q-Ausgang des mit dem zweiten Zähler 60 verbundenen D-Flip-Flops 68 an dem Steuereingang
des ersten Frequenzteilers 56 liegt.
Die Wirkungsweise des Demodulators
ist wie folgt: Durch das Mischen des deltamodulierten Eingangssignals mit dem rechteckförmigen
57 kHz-Hilfssignal im zweiten XOR-Glied 58 wird der im deltamodulierten Eingangssignal
enthaltenen 57 kHz-Anteil auf die Frequenz Null transponiert. Die Mittelung, also
Integration, des Mischprodukts ergibt bereits das gleichgerichtete Synchronisiersignal.
Diese Integration wird in dem zweiten Zähler 60 durchgeführt, der während drei Perioden
des 5i kHz-Hilfssignals alle am Clock-Enable-Eingang anliegenden Binärwerte logisch
"1" zählt. Bei geeigneter Voreinstellung des Zählers 60 bildet das höchstwertige
Bit im Zähler 60 das gleichgerichtete Synchronisiersignal. Bei einer Clock-Frequenz
von etwa 10 MHz und einer Zähikapazität des Zählers 60 von 10 Bit ist über den Preset-Eingang
der Zähler 60 auf 348 voreinzustellen. Solange der MSB-Ausgang des Zählers 60 logäsch
~0" führt, wird der Frequenzteiler 56 so angesteuert, daß er durch N +1 dividiert.
Führt der MSB-Ausgang des Zählers 60 logisch "1", so teilt der Frequenzteiler 56
durch N -l. Meistens jedoch teilt er durch N; die Häufigkeit der Variation (ji)
bestimmt die Fangbreite der PLL.
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Da - wie bereits enrEhnt- das trägerlose Eingangssignal beim Nulldurchgang
des Modulationssignals einen Phasensprung von 1800 aufweist, muß das Hilfssignal
bei jedem Phasensprung invertiert werden, was durch die Signummultipliaktion im
XOR-Glied 62 erfolgt. Das Mischen des deltamodulierten Eingangssignals mit dem um
90° versetzten Hilfssignal im XOR-Glied 57 liefert als ausgelesenen Zählerstand
des Zählers 5g eine Pegelinformation, die mit jedem Impuls der Rechteckimpulsfolge
aus dem Frequenzteiler 63 in das Latch 66 eingelesen wird. Aus diesen Pegelinformationen
und der Auslesefre-
quenz läßt sich das dffllodulierte Eingangssignal
bzw. das Modulationssignal generieren. Dies erfolgt meist in einem Mikroprozessor,
dem der Speicherinhalt des Latch 66,evtl. nach Herabsetzung der Auslesefrequenz
von 19 kHz auf eine Informationsfrequenz von 1 kHz, zur Bearbeitung übergeben wird.
Unmittelbar nach Auslesen des Zählinhalts des Zählers 59 in das Latch 66 wird um
eine kurze Zeitz verzögert von dem gleichen Auslesetakt der Preset-Wert des Zählers
59 - und auch der Preset-Wert des Zählers 60 - neu voreingestellt.
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Bei geeigneter Voreinstellung des Zählers 59 liefert das höchstwertige
Bit am MSB-Ausgang das Signum, da beim Nulldurchgang des Modulationssignals die
Pegelinformation am Clock-Enable-Eingang des Zählers 59 invertiert wird und damit
der Zählinhalt des Zählers 59, der ebenfalls die Binärwerte logisch "1" während
der 19 kHz-Zählperiode zählt, schlagartig die halbe Zählkapazität übersteigt. Das
Signum wird in die von den Schaltungselementen 51,55,56,58,60,62,63,68 gebildeten
PLL über das D-Flip-Flop 67 und das XOR-Glied 62 eingegeben. Solange der MSB-Ausgang
des Zählers 59 logisch "1" aufweist, wird das dem XOR-Glied 58 zugeführte Hilfssignal
invertiert. Damit kann die PLL auf das trägerlose Eingangssignal einrasten.
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In dem vorstehend beschriebenen Demodulator sind einige Modifikationen
und Abänderungen möglich. So können die Zähler 59 und 60 auch als up/down-Zähler
ausgebildet werden, wobei die Ausgänge der XOR-Glieder 57 bzw. 58 mit den Zählrichtungseingängen
zu verbinden sind. Auch ist die angegebene Auslegung und Bemessung sowie Voreinstellung
des Zählers 60 nur beispielhaft und kann durch eine andere geeignete Bemessung und
Voreinstellung ersetzt werden.
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Bei den vorstehend beschriebenen Ausführungsbei spielen des digitalen
Demodulators, bei welchem das Modulations-Signal unmittelbar digitalisiert zur Verfügung
steht, ist sowohl die Demodulation von Eingangssignalen mit unterdrücktem Träger
als auch die Demodulation von trägerbehafteten Eingangssignalen möglich. Bei trägerbehafteten
Eingangssignalen spielt bei der Demodulation der Signumbildner keine Rolle, da nie
die Bedingung zur Anderung der Wertigkeit des Ausgangsbits erreicht wird, und somit
das Ausgangsbit immer die Wertigkeit "logisch 0" oder "logisch 1" aufweist.
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Die digitalen Demodulatoren sind insbesondere für Autoradios mit und
ohne ARI-Kennung geeignet, bei welchen zusätzlich sog. RDS (Radio-Data-System)-Informationen
dekodiert werden mü#sen. Die ARI-Kennung ist eine Schaltinformation, die von sog.
ARI-Sendern ausgesendet wird. Diese Schaltinformation ist in einem amplitudenmodulierten
57 kHz-Trciger enthalten, der als additiver Teil eines sog. MPX-Signalsvon Rundfunksendern
abgestrahlt wird. Die RDS-Informationen betreffen Senderidentifikation, Programmtyp,
alternative Senderfrequenz etc. Zur Übertragung der RDS-Informationen wird senderseitig
eine 1,1875 kKz-Rechteckschwingung mit einer die RDS-Information kennzeichnenden
Bitfolge phasenmoduliert. Nach Tiefpaßfilterung wird dieses RDS-Signal auf einen
57 kHz-Träger aufmoduliert (Amplitudenmodulation). Ist zusätzlich ein ARI-Träger
vorhanden, der ebenfalls 57 kHz aufweist, so wird der 57 kHz-Träger für das RDS-Signal
gegenüber dem ARI-Träger um 900 phasenverschoben. Im modulierten Signal wird der
57 kHz-Träger unterdrückt und das entstehende Signal wird dem MPX-Signal hinzugefügt,
das dann zu einem frequenzmodulierten Sendesignal verarbeitet wird. Im Empfänger
des
Autoradios wird von dem FM- demodulierten Signal, also dem
wiedergewonnenen MPX-Signal, der additive Teil als Eingangssignal dem digitalen
Demodulator zugeführt, der daraus wieder durch Amplitudendemodu lation erfindungsgemäß
das RDS-Signal zurückgewinnt, also die mit der RDS-Bitfolge frequenzmodulierte Rechteckschwingung.
Der erfindungsgemäße Demodulator ist in der Lage, das RDS-Signal sowohl bei vorhandenem
ARI-Träger als auch bei fehlendem ARI-Träger aus dem Eingangssignal zurückzugewinnen.
Da das RDS-Signal von der 1,1875 kHz-Rechteckschwingung gebildet ist, die mit der
RDS-Information frequenzmoduliert ist, steht das RDS-Signal am Ausgang des Signumbildners
45,145 bzw. Zählers 59 zur Verfügung. Bei vorhandenem ARI-Träger kann zusätzlich
die dem ARI-Träger durch Amplitudenmodulation aufmodulierte Schaltinformation erfindungsgemäß
von dem Zählinhalt des Pegelzählers 30 bzw. 130 (Fig. 3 und 4) abgenommen werden.
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Wie aus der vorstehenden Beschreibung leicht zu erkennen ist, arbeiten
alle hier beschriebenen Demodulatoren, also sowohl der analoge Demodulator gemäß
Fig. 1 als auch die digitalen Demodulatoren gemäß Fig. 3, 4 und 6 nach dem gleichen
prinzipiellen Verfahren, nämlich, daß ein im wesentlichen trägerfrequentes Hilfssignal
generiert und mit dem Eingangssignal synchronisiert wird. Um die Synchronisation
von Eingangssignal und Hilfssignal, das sog. Einrasten der PLL, bei fehlendem Träger
im Eingangssignal zu ermöglichen, wird bei der zur Gewinnung des Synchronisiersignals
erforderlichen Verknüpfung von Eingangs- und Hilfssignal an irgendeiner Stelle im
Verknüpfungsprozeß das Eingangssignal oder das Hilfssignal mit dem Signum des niederfrequenten
Modulationssignals multipliziert.