DE3733082C2

DE3733082C2 -

Info

Publication number: DE3733082C2
Application number: DE3733082A
Authority: DE
Inventors: Toshihito Ichikawa; Koichi Kawagoe Saitama Jp Kasa
Original assignee: Pioneer Electronic Corp
Current assignee: Pioneer Corp
Priority date: 1986-09-30
Filing date: 1987-09-30
Publication date: 1990-12-06
Also published as: GB2197554B; GB2197554A; DE3733082A1; GB8722931D0

Description

Die Erfindung betrifft einen FM-Multiplex-Rundfunkempfänger zum Empfangen eines FM-Rundfunksignals, das als einen amplitudenmodulierten Unterträger, ein Radiodatensignal enthält das die Klassifizierung eines Rundfunkprogramms angibt mit einer Demodulator-Schaltung.

Beim Radiodatensystem werden mit der Ausstrahlung eines Rundfunkprogramms von einer Rundfunkstation Daten mit ausgestrahlt, die es ermöglichen, das empfangene Programm zu erkennen. Diese Daten werden durch Multiplexmodulation übertragen. Auf der Signalempfangsseite werden diese Daten erfaßt, so daß der Rundfunkteilnehmer Rundfunkprogramme nach Wahl empfangen kann.

Bei einem solchen Radiodatensystem wird in einem anderen Frequenzband als des FM-Modulationssignals ein 57-kHz-Hilfsträger - diese Frequenz entspricht der dritten harmonischen Schwingung des 19-kHz-Stereo-Hauptsignals - mit einem Datensignal amplitudenmoduliert, das gefiltert und zweiphasencodiert wird, um den Inhalt des Programms wiederzugeben. Dadurch wird ein Radiodatensignal erzeugt und der so amplitudenmodulierte Hilfsträger wird zusammen mit dem Hauptträger durch Frequenzmodulation übertragen.

Ein FM-Multiplex-Rundfunkempfänger, der in der Lage ist, eine FM-Multiplexrundfunkwelle einschließlich des Radiodatensignals zu empfangen, filtert das Radiodatensignal aus dem FM-Ausgangssignal aus und demoduliert dieses Signal mit Hilfe eines ersten PLL-Schaltkreises. Entsprechend dem demodulierten Ausgang wird ein Datendemodulations-Taktsignal von einem zweiten PLL-Schaltkreis erzeugt. Wenn der zweite PLL (phase locked loop) im eingerasteten Zustand ist, wird das stabilisierte Datendemodulations-Taktsignal der nächstfolgenden Stufe zugeführt, so daß das zweiphasencodierte Datensignal synchron mit dem Taktsignal decodiert werden kann. Bei dieser Lösung benötigt der FM-Multiplexrundfunkempfänger einen Einrasterfassungs-Schaltkreis, der feststellt, daß die das Taktsignal erzeugende PLL-Schaltung eingerastet ist. Der Einrasterfassungs- Schaltkreis ist in Fig. 5 gezeigt.

Bei dieser Schaltung nach der Fig. 5 wird eine digitale PLL-Schaltung als taktsignalerzeugende PLL-Schaltung eingesetzt. Die Schaltung 17 umfaßt: einen Phasenvergleicher 1, der an einem Eingang den Demodulationsausgabepuls erhält, der durch Demodulation des Radiodatensignals aus dem FM-Erfassungsausgangssignal herausgefiltert wurde, einen digitalen VCO (spannungsgesteuerten Oszillator) 4, der einen festen Oszillator 2 umfaßt, welcher ein Bezugspulssignal erzeugt, sowie einen Frequenzteiler 3, der das Referenzpulssignal frequenzunterteilt, um ein frequenzgeteiltes Ausgangspulssignal zu erhalten, das als anderer Eingang an den Phasenvergleicher 1 gelegt wird, und ein Schleifenfilter 5, das die harmonischen Komponenten aus dem Vergleichsausgangssignal des Phasenvergleichers 1 entfernt. Der Ausgang des Schleifenfilters 5 wird an den Frequenzteiler 3 gegeben, um das Frequenzteilerverhältnis dieses Frequenzteilers zu steuern. Auf diese Art und Weise wird der Ausgang des digitalen VCO 4 als Datendemodulations- Taktsignal verwendet.

Der Phasenunterschied zwischen dem Demodulationsausgangssignal, das an die PLL-Schaltung 17 gelegt wird und dem Ausgangssignal des digitalen VCO 4 wird mit Hilfe eines Phasendifferenzerfassungsschaltkreises 6 ermittelt. Dieser Schaltkreis gibt ein Pulssignal aus, dessen Pulsbreite der Phasendifferenz zwischen den beiden Signalen entspricht. Dieses Pulssignal wird durch ein LPF (Tiefpaßfilter) 7 an eine Entscheidungsschaltung 8 weitergegeben. Wenn der Ausgangswert des LPF 7 einem bestimmten Wert entspricht oder darunter liegt, entscheidet der Entscheidungsschaltkreis 8, daß die PLL- Schaltung eingerastet ist und gibt ein das Einrasten anzeigendes Signal aus (Einrastanzeigesignal).

Unter Bezug auf Fig. 6 wird die Funktionsweise des derart aufgebauten Einrasterfassungsschaltkreises weiter beschrieben. Fig. 6 zeigt dabei ein Wellenformdiagramm.

Der Phasenvergleicher 1 vergleicht die Phase des Demodulationspulssignals (a) mit derjenigen des Ausgangsimpulssignals (b) des digitalen VCO 4. Das Vergleichsausgangssignal des Phasenvergleichers 1 wird in dem Schleifenfilter 5 integriert. Auf diese Art und Weise wird ein Phasendifferenzsignal erzeugt. Entsprechend diesen Phasendifferenzdaten wird das Frequenzteilungsverhältnis des Frequenzteilers 3 eingestellt, wodurch das Ausgangssignal des digitalen VCO 4 in Phase geregelt wird.

Es sei angenommen, daß die Schwingungsfrequenz des festen Oszillators 2 in dem digitalen VCO 4 f ₀ ist. In dem digitalen VCO 4 kann das Frequenzteilungsverhältnis des Frequenzteilers 3 in drei Stufen verändert werden. Mit anderen Worten bedeutet dies, daß dieses Verhältnis auf N - 1, N oder N + 1 eingestellt werden kann, so daß die Ausgangsspulse des digitalen VCO 4 in Phase mit dem Eingangssignal sind, d. h. mit dem Demodulationsausgangspulssignal (a). Wenn z. B. das Ausgangspulssignal des VCO 4 dem Demodulationsausgangspulssignal vorauseilt, wird das Frequenzteilungsverhältnis des Frequenzteilers 3 auf N-1 gesetzt, so daß das erstere dem letzteren um 2π/N nacheilt, und wenn das erstere dem letzteren nacheilt, wird das Frequenzteilungsverhältnis des Frequenzteilers 3 auf N + 1 eingestellt. Die Schwingungsfrequenz f ₀ des festen Oszillators 2 wird im Hinblick auf das Demodulationsausgangssignal (a) so festgelegt, daß dann, wenn die beiden Signale miteinander in Phase sind, das Frequenzteilungsverhältnis des Frequenzteilers N ist.

Andererseits wird die Phasendifferenz zwischen dem Demodulationsausgangssignal (a) und dem Ausgangssignal (b) des digitalen VCO 4 mit Hilfe des Phasendifferenzerfassungsschaltkreises 6 erfaßt. Dieser Schaltkreis gibt ein Pulssignal (c) aus, dessen Pulsbreite T der so erfaßten Phasendifferenz entspricht. Das Pulssignal (c) wird an den LPF 7 weitergeleitet, wo es in eine Gleichspannung (d) umgewandelt wird. Die Gleichspannung (d) wird dann an den Entscheidungsschaltkreis 8 weitergegeben. Im Schaltkreis 8 wird entsprechend dem Wert der Gleichspannung (d) die Einrastermittlung ausgeführt. Das heißt, wenn der Wert dieses Signals um einen vorbestimmten Wert oder weniger nahe bei Null liegt, wird erfaßt, daß die digitale PLL-Schaltung 17 eingerastet ist.

Aus der vorstehenden Beschreibung wird deutlich, daß auch dann, wenn die PLL-Schaltung eingerastet ist, eine maximale Phasendifferenz von 2π/N in dem digitalen VCO 4 auftreten kann. Demgemäß ist es bei diesem herkömmlichen Einrasterfassungsschaltkreis, bei dem das Pulssignal (c) das eine Pulsbreite entsprechend der Phasendifferenz aufweist, in eine Gleichspannung von dem LPF 7 umgewandelt wird und das Einrasten aufgrund des Wertes der Gleichspannung überprüft wird, von Nachteil, daß es schwierig ist, den Einrastzustand der PLL-Schaltung exakt zu erfassen. Das liegt daran, daß dann, wenn ein Pulssignal einer Pulsbreite, die der maximalen Phasendifferenz von 2π/N entspricht, in eine Gleichspannung umgewandelt wird, es nicht möglich ist, die Gleichspannung vollständig zu Null zu machen. Um die Gleichspannung dem Wert Null annähern zu können ist es notwendig, die Grenzfrequenz des LPF 7 zu reduzieren. Dies bringt wiederum die Schwierigkeit mit sich, daß die Zeitdauer, die benötigt wird, um den Einrastzustand der PLL-Schaltung zu erfassen, anwächst, wenn die Grenzfrequenz herabgesetzt wird.

Fig. 7 zeigt nun ein anderes Ausführungsbeispiel eines herkömmlichen Einrasterfassungsschaltkreises. Bei dieser Einrasterfassungsschaltung wird die Phasendifferenz zwischen dem Demodulationsausgangspulssignal, das an einer PLL-Schaltung 17 ansteht, die einen Phasenvergleicher 1, einen digitalen VCO 4 und ein Schleifenfilter 5, ähnlich dem der Fig. 5, umfaßt und dem Ausgangspulssignal des VCO mit Hilfe eines Phasendifferenzerfassungsschaltkreises 6 ermittelt. Dieser Schaltkreis gibt ein Pulssignal aus, dessen Pulsbreite der so erfaßten Phasendifferenz entspricht. Das Pulssignal wird an den Einrasterfassungsschaltkreis 8 weitergegeben. Wenn die Pulsbreite des an den Erfassungsschaltkreis 8 angelegten Pulssignals gleich einer Bezugsbreite τ ₁ oder weniger ist, entscheidet die Schaltung 8, daß die PLL-Schaltung 17 eingerastet ist.

Die Funktionsweise dieser Einrasterfassungsschaltung wird im folgenden unter Bezug auf Fig. 6 weiter erläutert. Das demodulierte Ausgangspulssignal (a)′ und das Ausgangspulssignal (b)′ des digitalen VCO werden einem Phasenvergleich in dem Phasenvergleicher 1 unterzogen. Das Vergleichsausgangssignal des Phasenvergleichers 1 wird in dem Schleifenfilter 5 integriert, so daß man Phasendifferenzdaten erhält. Diese Phasendifferenzdaten werden dazu verwendet, die Phase des Ausgangspulses des digitalen VCO 4 zu steuern.

Die Phasendifferenz zwischen dem Demodulationsausgangspulssignal (a)′ und dem Ausgangspulssignal (b)′ des digitalen VCO 4 wird mit Hilfe einer Phasendifferenzerfassungsschaltung 6 ermittelt und es wird ein Pulssignal (c)′, dessen Pulsbreite T′ der so ermittelten Phasendifferenz entspricht, an die Einrasterfassungsschaltung 8 weitergegeben. In der Schaltung 8 wird die Pulsbreite T′ des Pulssignals (c)′ mit der Bezugsbreite τ ₁ verglichen. Wenn die Pulsbreite T′ der Bezugsbreite τ ₁ entspricht oder geringer ist, wird festgestellt, daß die PLL-Schaltung 17 eingerastet ist.

Wie aus der vorstehenden Beschreibung deutlich wird, ist diese herkömmliche Einrasterfassungsschaltung in den folgenden Punkten nachteilig: der Bezugswert für die Phasendifferenzentscheidung (d. h. die Bezugsbreite τ ₁) ist fest. Wenn daher die Bezugsbreite τ ₁, klein gewählt wird, kann in dem Fall, in dem sich die Phasendifferenz auch nur leicht, z. B. durch Rauschen od. dgl. zunimmt, zu dem fehlerhaften Ergebnis führen, daß die PLL- Schaltung nicht eingerastet ist. Wenn andererseits die Bezugsbreite τ ₁ groß gewählt wird, kann die Schaltung zu dem Ergebnis kommen, daß die PLL-Schaltung eingerastet ist, obwohl die Eingangssynchronisation in der PLL-Schaltung noch unzureichend ist. Mit diesen herkömmlichen Einrasterfassungsschaltungen ist es daher schwierig, unter allen Umständen die Entscheidung über das Einrasten stabil und zuverlässig durchführen zu können.

Bei der Schaltung nach der Fig. 8 die von R. C. Dixon in "Spread Spectrum Systems", Japanische Ausgabe 1976, Seiten 166-169, veröffentlicht vom Japan Technology & Economics Center Inc. beschrieben worden ist, wird ein Radiodatensignal an einen ersten Multiplizierer 101 gegeben, wobei es durch das Ausgangssignal eines VCO (spannungsgeregelten Oszillators) 103 vervielfacht wird, und es wird weiterhin an einen zweiten Multiplizierer 102 gegeben, wo es durch das Ausgangssignal eines Phasenverschiebungsschaltkreises 104 vervielfacht wird, der das Ausgangssignal des VCO 103 so verschiebt, daß es um π/2 nacheilt. Die Ausgänge der Multiplizierer 101 und 102 werden durch LPFs (Tiefpaßfilter) 105 und 106 geschickt, und zwar auf einen dritten Multiplizierer 107, wo sie einer Multiplikation unterzogen werden. Das Ausgangssignal des dritten Multiplizierers 107, das ein Differenzsignal ist, wird an ein Schleifenfilter 108 gegeben, wo die harmonischen Anteile ausgefiltert werden. Der Ausgang des Schleifenfilters 108 wird an Steuerspannung an den oben erwähnten VCO 103 weitergegeben. Das Ausgangssignal des ersten Multiplizierers 101, das durch den PF 105 hindurchgetreten ist, wird als Demodulationsdatensignal verwendet. Die Schaltungselemente 101 bis 107 bilden so eine erste PLL-Schaltung 116.

Das Radiodatensignal ist ein Zweiseitenband-Signal mit unterdrücktem Träger. Der Signalwert V bestimmt sich wie folgt:

V = A · cos ω t

wobei A für die Daten und ω für die (Winkel-) Trägerfrequenz steht. Wenn die Phase des Ausgangssignals des VCO um Φ verschoben wird, werden das Ausgangssignal V ₁ des ersten Multiplizierers 101 und das Ausgangssignal V ₂ des zweiten Multiplizierers 102 wie folgt wiedergegeben:

V ₁ = A · cos ω t · cos (ω t + Φ)
= (A/2) · cos Φ + (A/2) · cos (2ω t + Φ) (1)

V ₂ = A · cos ω t · sin (ω t + Φ)
= (A/2) · sin Φ + (A/2) · sin (2ω t + Φ) (2)

Die zweiten Terme der oben beschriebenen Gleichungen (1) und (2) werden mit Hilfe von LPFs 105 bzw. 106 eliminiert und es werden nur die erste Terme der Multiplikation in dem dritten Multiplizierer 107 unterzogen. Das Ausgangssignal V ₃ des dritten Multiplizierers 107 läßt sich dann wie folgt wiedergeben:

V ₃ = (A/2) · cos ω t · (A/2) · sin Φ
= (A ²/8) · sin 2Φ (3)

Dieses Ausgangssignal wird an das Schleifenfilter 108 weitergegeben und bildet die Steuerspannung für den VCO 103. Wenn in dem ersten Term der Gleichung (1) die Phasendifferenz Φ gleich Null wird, beträgt das Ausgangssignal des LPF 105 A/2. Dieses Ausgangssignal kann als Demodulationsdatensignal verwendet werden.

Mit dem Einrasterfassungsschaltkreis 109 wird der Einrastzustand des ersten PLL-Schaltkreises 116 ermittelt. In der Schaltung 109 wird das Ausgangssignal des VCO 103 der ersten PLL-Schaltung 116 an die Phasenschieber 190 und 191 weitergegeben, um dort um +π/4 bzw. -π/4 phasenverschoben. Die Ausgangssignale der Phasenverschieber 190 und 191 gelangen dann zu den Multiplizierern 192 bzw. 193, wo sie mit dem Radiodatensignal multipliziert werden. Die Ausgänge der Multiplizierer 192 und 193 gelangen dann zu den LPFs 194 bzw. 195. Die Ausgänge der LPFs 194 und 195 werden in einer Vervielfältigungsschaltung 196 einer Multiplikation unterzogen. Die Ausgänge dieser Schaltung 196 gelangen durch ein LPF 197 in das Schleifenfilter 108 der ersten PLL-Schaltung 116.

Die Funktionen der Multiplizierer 192 und 193, der LPFs 194 und 195, des Multiplizierers 196 und des LPFs 197 in der Einrasterfassungsschaltung 109 entsprechen im wesentlichen denjenigen der Multiplizierer 101 und 102, der LPFs 105 und 106, des Multiplizierers 107 und des LPFs 108 im ersten Einrasterfassungsschaltkreis 116. Der Ausgang des VCO 103 wird an die Multiplizierer 192 und 193 angelegt, nachdem in den Phasenschiebern 190 bzw. 191 eine Phasenverschiebung von +π/4 und -π/4 stattgefunden hat. Daher wird der Ausgang des Multiplizierers 196 (A ²/8) · cos 2Φ und er wird A/2, wenn die Phasendifferenz Φ Null ist. In dem Fall, in dem der Wert A mit sich selbst multipliziert ist, wird der Ausgang des Multiplizierers 196 in ein Gleichspannungssignal von dem LPF 196 umgewandelt. Das Einrasten des ersten PLL-Schaltkreises 116 kann daher durch Überprüfung der Anwesenheit oder der Abwesenheit des Gleichspannungssignals ermittelt werden. Der Ausgang des LPF 197 wird zur Veränderung der Konstante des Schleifenfilters 108 in der ersten PLL-Schaltung 116 verwendet, so daß im eingerasteten Zustand die Grenzfrequenz klein und der Fangbereich schmal ist.

Das Demodulationsausgangssignal des ersten PLL- Schaltkreises 116 wird an den zweiten PLL-Schaltkreis 117 weitergegeben, der von einer digitalen PLL- Schaltung gebildet wird, die ein Datendemodulations- Taktsignal erzeugt. Wenn der Einrasterfassungsschaltkreis den eingerasteten Zustand der zweiten PLL-Schaltung 117 erfaßt, gibt die Einrasterfassungsschaltung 120 ein Erfassungssignal aus. Dieses Erfassungssignal wird an eine Tor-Schaltung 119 weitergegeben und öffnet diese Schaltung, so daß das Taktsignal übertragen wird.

Bei diesem herkömmlichen Schaltkreis hat die Einrasterfassungsschaltung 109, die den eingerasteten Zustand der ersten PLL-Schaltung 116 ermittelt, um die Konstante des Schleifenfilters 108 zu verändern, einen komplexen Schaltkreisaufbau. Dies führt zu dem Nachteil hoher Herstellungskosten. Weiterhin sind bei dieser oben beschriebenen bekannten Schaltung die beiden Einrasterfassungsschaltungen 109 und 120 für den ersten und den zweiten PLL-Schaltkreis 116 bzw. 117 vorgesehen und arbeiten unabhängig voneinander. Da jedoch die beiden Einrasterfassungsschaltungen unvermeidbar verschiedene Einrasterfassungszeiten haben, brauchte es eine relativ lange Zeit, um ein stabiles Taktsignal hervorzubringen.

In Anbetracht dieser Nachteile ist es eine Aufgabe der Erfindung, einen FM-Multiplexrundfunkempfänger der eingangs genannten Art anzugeben, mit dem eine Einrasterfassung exakt erreicht werden kann, ohne durch dem digitalen spannungsgeregelten Oszillator innewohnende Phasenfehler beeinflußt zu werden und der einen einfachen Schaltungsaufbau hat und ein exaktes Datendemodulationstaktsignal unter allen Bedingungen erzeugt, um so exakt das empfangene Datensignal demodulieren zu können.

Gelöst wird diese Aufgabe mit den kennzeichnenden Merkmalen der unabhängigen Ansprüche.

Alle drei in den Ansprüchen beschriebenen Lösungen gehorchen demselben Konzept, sie unterscheiden sich lediglich durch die spezielle Ausführungsart, die beispielsweise gemäß Anspruch 1 ein Impulssignal hinsichtlich seiner Länge mittels eines Zählers auswertet, dessen Zählerstand ein Maß für die Phasendifferenz ist, während gemäß Anspruch 2 mit Hilfe von Pegelvergleichen gearbeitet wird, wobei das Unterschreiten eines bestimmten Pegels dem Unterschreiten des vorgenannten Zählerstandes entspricht. Dabei beschreibt Anspruch 2 zugleich, daß bei Unterschreiten eines gewissen Pegels (der erste Pegel) auf den zweiten Pegel umgeschaltet wird, der einen engeren Fangbereich der PLL-Schaltung definiert. Dieser Gedanke der Einengung des Fangbereichs ist im Anspruch 3 etwas allgemeiner ausgedrückt.

Die Erfindung wird im folgenden anhand der Zeichnung weiter erläutert und beschrieben.

Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm, das die prinzipielle Anordnung eines FM-Multiplexrundfunkempfängers darstellt,

Fig. 2 ist ein Blockdiagramm, das ein erfindungsgemäßes Ausführungsbeispiel zeigt,

Fig. 3 ist ein Schaltdiagramm eines Ausführungsbeispiels für einen festen Oszillator in einem digitalen spannungsgesteuerten Oszillator der Fig. 2,

Fig. 4 ist ein Wellendiagramm zur Erläuterung des Betriebs des in Fig. 2 gezeigten Schaltkreises,

Fig. 5 ist ein Blockdiagramm eines herkömmlichen Einrasterfassungsschaltkreises in einem FM-Multiplexrundfunkempfänger,

Fig. 6 ist ein Wellendiagramm zur Erläuterung des Betriebs des in Fig. 5 gezeigten Schaltkreises,

Fig. 7 ist ein Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels einer herkömmlichen Einrasterfassungsschaltung,

Fig. 8 ist ein Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels einer herkömmlichen Einrasterfassungsschaltung,

Fig. 9 ist ein Blockdiagramm eines weiteren erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels,

Fig. 10 ist ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels für die Einrasterfassungsschaltung in Fig. 9,

Fig. 11 ist ein Wellenverlaufsdiagramm zur Erläuterung der Funktionsweise des in Fig. 10 gezeigten Schaltkreises,

Fig. 12 ist ein Blockdiagramm eines weiteren erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels und

Fig. 13 ist ein Schaltplan für ein Ausführungsbeispiel eines Schleifenfilters nach Fig. 13.

Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung unter Bezug auf die Zeichnung erläutert.

Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm einer allgemeinen Anordnung für einen FM-Multiplexrundfunkempfänger. In diesem Empfänger wird ein FM-Multiplexrundfunksignal über eine Antenne 10 empfangen und gelangt an einen Eingangskreis (HF/Vorstufe) 11, wo das Signal abgestimmt und in ein Zwischenfrequenz (10,7-MHz-)Signal umgewandelt wird. Das Zwischenfrequenz-(IF-)Signal gelangt durch einen IF-Verstärker 12 an den FM-Detektor 13. Der Detektorausgang des FM-Detektors 13 gelangt an einen MPX (Multiplex-)Demodulationsschaltkreis 14, wo im Falle eines Stereoprogramms die Aufteilung in Signale für den rechnenden linken Kanal vorgenommen wird.

Der Erfassungsausgang des FM-Detektors 13 gelangt zu einem Filter 15, wo eine Hilfsfrequenz mit 57 kHz, amplitudenmoduliert mit einem zweiphasencodierten Datensignal, d. h. ein Radiodatensignal, ausgefiltert wird. Das Radiodatensignal wird z. B. an einen PLL-Schaltkreis 16 weitergegeben, wo das Signal demoduliert wird. Das demodulierte Ausgangssignal gelangt an eine digitale PLL(DPLL)-Schaltung 17 und einen Decoder 17. Die DPLL-Schaltung 17 erzeugt ein Datendemodulationstaktsignal entsprechend dem Demodulationsausgang des PLL-Schaltkreises 16. Das so gebildete Taktsignal gelangt an eine Torschaltung 19. Eine Einrasterfassungsschaltung 20 stellt fest, wenn die DPLL-Schaltung 17 eingerastet ist und gibt ein Einrasterfassungssignal aus. Das so ausgegebene Einrasterfassungssignal wird an die Torschaltung 19 weitergeleitet und öffnet diese. Im Decoder 18 wird das zweiphasencodierte Datensignal, das das Demodulationsausgangssignal des PLL-Schaltkreises 16 darstellt, synchron mit dem von dem DLL erzeugten Taktsignal decodiert und als Datensignal ausgegeben, welches die Erkennung des Rundfunkprogramms ermöglicht.

Fig. 2 ist ein Blockdiagramm, das ein konkretes Ausführungsbeispiel der Einrasterfassungsschaltung 20 und der DPLL-Schaltung 17 in Fig. 1 zeigt. In Fig. 2 sind diejenigen Schaltungselemente, die funktional denjenigen, die unter Bezug auf Fig. 5 beschrieben wurden, entsprechen, mit denselben Bezugszeichen versehen. Die Phasendifferenzerfassungsschaltung 6, die DPLL-Schaltung 17 einschließlich des Phasenvergleichers 1, eines digitalen VCO 4 und eines Schleifenfilters 5 sind in ihrer Anordnung ähnlich wie in Fig. 5.

Das Ausgangspulssignal des digitalen VCO 4 wird durch eine Phasenverschiebungsschaltung 21 an einen Eingangsanschluß einer UND-Schaltung 22 angelegt, dessen anderer Eingangsanschluß die Ausgangspulse der Phasendifferenzerfassungsschaltung 6 empfängt. Das Ausgangspulssignal der UND-Schaltung 21 geht auf einen Zähler 23. Der Zähler 23 zählt die Bezugspulse, die von dem digitalen VCO 4 ausgegeben werden. Der Oszillator 2 in dem digitalen VCO 4 ist, wie Fig. 3 zeigt, aus einem festen Schwingkreis 25, der ein Bezugspulssignal mit einer Frequenz f₁ (= M · f ₀) erzeugt und einem festen Frequenzteiler 26 zusammengesetzt, der das Bezugspulssignal f₁ einer 1/M-Frequenzteilung unterzieht, um so ein Ausgangssignal mit einer Frequenz f ₀ zu erzeugen. Das Bezugspulssignal der Frequenz f ₁, das auf diese Art und Weise erzeugt wurde, geht an den Zähler 23. Der Zählwert des Zählers 23 wird an eine Entscheidungsschaltung 24 weitergegeben. Wenn der Zählwert einem vorbestimmten Wert entspricht oder darunter liegt, legt die Entscheidungsschaltung fest, daß die DPLL-Schaltung im eingerasteten Zustand ist.

Die Funktionsweise der in Fig. 2 gezeigten Schaltung wird nun unter Bezug auf Fig. 4, die ein Wellenverlaufsdiagramm darstellt, erläutert.

Die DPLL-Schaltung 17 und die Phasendifferenzerfassungsschaltung 6 arbeiten in der gleichen Art und Weise wie in herkömmlichen Schaltkreisen. Die Phasenverschiebungsschaltung 21 verschiebt die Phase des Ausgangspulssignals (b) des digitalen VCO 4 um -π/2. Der Ausgang des Phasenverschiebungsschaltkreises 21 geht an die UND-Schaltung 22, den Zähler 23 und die Entscheidungsschaltung 24. Die UND-Schaltung 2 empfängt das Ausgangspulssignal (c) der Phasendifferenzerfassungsschaltung 6 und den Ausgangspuls der Phasenverschiebungsschaltung 21 und gibt nur die Phasendifferenz beim Anstieg des Demodulationspulssignals (a) aus, das das Eingangssignal darstellt. Dies geschieht, um die Phasendifferenzdaten auch dann exakt auszugeben, wenn das Taktverhältnis des Demodulationsausgangspulssignals (a) anders als 50% ist. Während das Ausgangspulssignal (e) an den Zähler 23 über die UND-Schaltung 22 weitergegeben wird, zählt der Zähler 23 die Bezugspulse, die von dem digitalen VCO 4 ausgegeben werden. Die Frequenz f ₁ des Bezugspulssignals ist M · f ₀ (f ₁ = M · f ₀). Wenn daher eine maximale Phasendifferenz am digitalen VCO 4 auftritt, kann der Zähler 23 M Bezugspulse zählen. Wenn der obere Grenzwert des Entscheidungsbezugswertes der Entscheidungsschaltung 24 auf M + 1 gesetzt wird, wobei die Verschiebung zwischen den Flanken des Ausgangspulssignals (e) des UND-Gatters 22 und des Bezugspulses f ₁ berücksichtigt worden ist, ist das Signal innerhalb der maximalen Phasendifferenz synchronisiert worden. Das bedeutet, daß dann, wenn das Signal synchronisiert ist, der Zählwert des Zählers 23 im Bereich zwischen 0 und M + 1 liegt.

Abhängig zum Abfallen des Ausgangspulssignals (d) der Phasenverschiebungsschaltung 21 wird der Zähler 23 zurückgesetzt und sein Zählwert an die Entscheidungsschaltung 24 gegeben. Dadurch wird in jeder Periode des Demodulationsausgangspulssignals (a) zuverlässig und exakt erfaßt, ob die PLL-Schaltung 17 im eingerasteten Zustand ist oder nicht.

In dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel ist der digitale VCO 4 so ausgelegt, daß die Frequenzteilerrate des Frequenzteilers 3 sich mit der Phasenveränderung ändert. Hier kann jedoch eine Modifikation durchgeführt werden, derart, daß unter Verwendung eines festen Frequenzteilers ein variabler Phasenschieber in der Ausgangsschaltung eingesetzt wird, um die Phase zu steuern. Weiterhin werden in dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel der Phasenvergleicher 1 und die Phasendifferenzerfassungsschaltung 6 jeweils verwendet, um die Phasendifferenz zwischen dem Demodulationsausgangspulssignal (a) und dem Ausgangspulssignal (b) des digitalen VCO 4 zu erfassen. Daher können diese Schaltungselemente mit den ähnlichen Schaltkreisbauteilen bestückt sein. Da jedoch die Phasendifferenzerfassungsschaltung 6 in der Lage sein sollte, die erfaßte Phasendifferenz als Zeitsignal auszugeben, kann diese Schaltung auch mit einer Exklusiv-ODER-Schaltung bestückt sein.

Weiterhin wird bei dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel der Vergleich zur Synchronisierung unter Verwendung des Anstiegs des Demodulationsausgangspulssignals (a) durchgeführt. Es ist aber auch möglich, die Abstiegsflanke des Demodulationsausgangspulssignals (a) hierfür zu verwenden. Zusätzlich kann, wenn die Tastrate des Demodulationsausgangspulssignals (a) 50% beträgt, die Phasendifferenzerfassung unter Verwendung sowohl des Anstiegs als auch des Abstiegs des Demodulationsausgangspulssignals (a) durchgeführt werden. In letzterem Fall kann die Einrasterfassung bei jeder Halbperiode des Demodulationsausgangspulssignals (a) durchgeführt werden.

Wie oben beschrieben wird erfindungsgemäß die Phasendifferenz zwischen dem Eingangsdemodulationspuls und dem Ausgangspulssignal des digitalen VCO erfaßt, so daß ein Pulssignal erhalten wird, das der so erfaßten Phasendifferenz entspricht. Synchron mit dem so erhaltenen Pulssignal werden die Pulse, die als Bezugspulse von dem digitalen VCO ausgegeben werden, über diejenige Zeitdauer, über die das Pulssignal vorhanden ist, gezählt und wenn der Zählwert einem vorbestimmten Wert entspricht oder darunter liegt, wird entschieden, daß die PLL-Schaltung eingerastet ist. Daher kann die Einrasterfassung exakt und schnell durchgeführt werden, ohne daß die den herkömmlichen digitalen VCOs innewohnenden Phasenfehler das Ergebnis beeinträchtigen. Die Erfindung ist daher insbesondere wirksam bei der Erfassung des synchronisierten Einrastzustandes von Daten, für die, wie im Falle eines FM-Multiplexradiodatensignals kein reproduziertes Taktsignal vorgesehen ist.

Fig. 9 zeigt ein Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Einrasterfassungsschaltung und einer DPLL-Schaltung. In der Fig. 9 sind diejenigen Schaltkreiselemente, die funktionell denjenigen von Fig. 7 entsprechen, mit denselben Bezugszeichen oder Buchstaben bezeichnet.

Die Schaltung nach Fig. 9 unterscheidet sich von derjenigen nach Fig. 7 nur in der Anordnung der Einrastentscheidungsschaltung. Die Einrastentscheidungsschaltung 8′ in Fig. 9 hat eine erste Bezugsbreite τ ₁ und eine zweite Bezugsbreite τ ₂, die größer als die erste Bezugsbreite ist. Das heißt, der Entscheidungsbezugswert ist variabel. Die Einrastentscheidungsschaltung 8′, wie sie in Fig. 10 gezeigt ist, umfaßt eine Zeitbegrenzerschaltung 60, um die erste Bezugsbreite τ ₁ zu steuern, eine Zeitbegrenzerschaltung 61, um die zweite Bezugsbreite τ ₂ zu steuern, eine Vergleichsschaltung 62 zum Vergleichen der Pulsbreite des Pulssignals, das von der Phasendifferenzerfassungsschaltung 6 ausgegeben wird, mit der ersten Bezugsbreite τ ₁ oder der zweiten Bezugsbreite τ ₂ sowie einen Inverter 63, der die Zeitbegrenzerschaltung 60 inaktiv schaltet, wenn das Vergleichsausgangssignal der Vergleichsschaltung 62, nämlich das Einrasterfassungssignal, ausgegeben wird. Die Phasenvergleichsschaltung 6 kann z. B. aus einer Exklusiv- ODER-Schaltung bestehen, so daß die Phasendifferenz als zeitlicher Wert (Pulsbreitenwert) ausgegeben wird.

Die Funktion der Schaltung nach Fig. 9 wird unter Bezug von Fig. 11 nun weiter beschrieben. Fig. 11 zeigt ein Wellenverlaufsdiagramm.

Die DPLL-Schaltung 17 und die Phasendifferenzerfassungsschaltung 6 arbeiten in der gleichen Art und Weise wie diejenigen der Fig. 7. Vor der Synchronisation in der DPLL-Schaltung 17 ist das Ausgangssignal des Vergleicherschaltkreises in der Einrastentscheidungsschaltung 8′ auf einem unteren Wert und es wird die erste Bezugsbreite τ ₁ der Zeitbegrenzung 60 ausgewählt. Vor der Synchronisation ist die Pulsbreite des Pulssignals, das von der Phasendifferenzerfassungsschaltung ausgegeben wird größer als die erste Bezugsbreite τ ₁, wie das bei (a) in Fig. 11 gezeigt ist. Die Schaltung 17 befindet sich im nicht eingerasteten Zustand. Wenn die Phasenkorrektur in der PLL-Schaltung 17 durchgeführt worden ist und die Phasendifferenz kleiner als die erste Bezugsbreite t ₁ geworden ist, wie das bei (b) in Fig. 11 gezeigt ist, befindet sich die PLL-Schaltung 1 im eingerasteten Zustand. Dies wird von der Vergleichsschaltung 62 ermittelt, der dann das Einrasterfassungssignal ausgibt, das den hohen Wert hat.

Abhängig von dem Einrasterfassungssignal wird die Zeitbegrenzerschaltung 61 aktiviert und die erste Bezugsbreite τ ₁ wird auf die zweite Bezugsbreite τ ₂ umgeschaltet. Dies führt zu dem Ergebnis, daß dann, wenn die beispielsweise durch Rauschen beeinflußte Phasendifferenz größer als die erste Bezugsbreite τ ₁ ist, wie das bei (c) in Fig. 11 angedeutet ist, die Schaltung noch nicht festlegt, daß die PLL-Schaltung sich im nicht eingerasteten Zustand befindet. Das heißt, der eingerastete Zustand wird beibehalten. Wenn die Phasendifferenz weiter anwächst und größer als die zweite Bezugsbreite τ ₂ wird, wie das bei (d) in Fig. 11 gezeigt ist, wird bestimmt, daß nun die PLL-Schaltung sich im uneingerasteten Zustand befindet, d. h. die Vergleichsschaltung 62 hört mit der Erzeugung des Einrasterfassungssignals auf. Als Ergebnis davon wird die Zeitbegrenzerschaltung 60 wieder aktiv, der zweite Bezugsbreitenwert τ ₂ wird wieder in den ersten Bezugsbreitenwert τ ₁ umgeschaltet und es wird die Einrasterfassungsbetriebsart des PLL-Schaltkreises 17 erneut durchgeführt. Im Ergebnis wird daher der Phasendifferenz eine Hystereseeigenschaft aufgeprägt.

Wie oben beschrieben, wird der Phasendifferenzentscheidungsbezugswert vergrößert, wenn der Einrastzustand der PLL-Schaltung 17 erfaßt worden ist. Wenn daher die Phasendifferenz auch etwas anwächst, beispielsweise weil die Phase des Demodulationsausgangspulssignals, das an dem PLL-Schaltkreis 17 ansteht, sich aufgrund von Rauschen verändert, wird festgestellt, daß sich die PLL- Schaltung 17 im eingerasteten Zustand befindet. Die Phasendifferenzveränderung beeinflußt jedoch nicht die PLL-Schaltung 17 (im Bereich, wie er durch den zweiten Bezugswert τ ₂ definiert ist).

In dem obenbeschriebenen Ausführungsbeispiel werden der Phasenvergleicher 1 und die Phasendifferenzerfassungsschaltung 6 verwendet, um die Phasendifferenz zwischen dem Demodulationsausgangspulssignal und dem Ausgangspulssignal des digitalen VCO zu erfassen. Beide arbeiten im wesentlichen in derselben Art und Weise. Daher kann das Vergleichsausgangssignal des Phasenvergleichers 1 auch als Phasendifferenzwert verwendet werden.

Weiterhin ist in dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel die erfaßte Phasendifferenz unter Verwendung von Zeitdaten festgelegt. Dieses Verfahren kann jedoch auch dadurch ersetzt werden, daß man das Ausgangspulssignal der Phasendifferenzerfassungsschaltung 6 in ein Gleichspannungssignal mit Hilfe eines LPFs umwandelt und die Phasendifferenz entsprechend dem DC-Signal ermittelt.

Darüber hinaus eilt in dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel das Ausgangspulssignal des VCOs dem Demodulationsausgangsimpuls nach. Derselbe Betrieb kann jedoch auch durchgeführt werden, wenn das Demodulationsausgangspulssignal dem Ausgangspulssignal des VCOs nacheilt.

Wie oben beschrieben wird die Phasendifferenz zwischen dem Eingangspulssignal und dem Ausgangspulssignal des digitalen VCO ermittelt. Wenn die erfaßte Phasendifferenz gleich einem ersten Bezugswert oder darunter liegt, wird die Einrastermittlung durchgeführt und es wird der Bezugswert für die Phasendifferenzentscheidung von einem ersten Referenzwert auf einen zweiten Referenz- bzw. Bezugswert umgewandelt. Es ist daher der für die Phasendifferenzentscheidung maßgebende Bezugswert variabel, so daß eine Einrastentscheidung mit hoher Stabilität durchgeführt werden kann. Die Erfindung ist daher nützlich bei der Erfassung eingerasteter Zustände eines PLL-Schaltkreises zur Wiedergabe eines Taktsignals zur Demodulation von Daten, z. B. in einem FM-Multiplexsignal, in dem das Eingangssignal stark durch äußere Faktoren beeinflußt sein kann.

Weiterhin können in dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel die ersten und zweiten Bezugswerte getrennt so eingestellt werden, daß für eine Anfangssynchronisation die Phasendifferenz ausreichend klein gemacht werden kann, ohne daß dadurch die Stabilität der Einrasterfassung herabgesetzt wird.

Fig. 12 ist ein Blockdiagramm, das ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt. In der Fig. 12 sind die Schaltungselemente, die funktionell denjenigen, wie sie unter Bezug auf Fig. 8 beschrieben worden sind, entsprechen, mit denselben Bezugszeichen oder Buchstaben versehen.

In dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 12 wird keine Einrasterfassungsschaltung (109 in Fig. 8) zur Erfassung des eingerasteten Zustands der ersten PLL-Schaltung 16 eingesetzt. Stattdessen wird in Fig. 12 eine Einrasterfassungsschaltung 20 verwendet, die den eingerasteten Zustand einer DPLL-Schaltung 117 erfaßt, die eine zweite PLL-Schaltung darstellt. Diese Schaltung 20 gibt ein Einrasterfassungssignal aus, das dazu verwendet wird, die Konstante eines Schleifenfilters 8 in der ersten PLL-Schaltung zu verändern und das die Grenzfrequenz des Schleifenfilters herabsetzt, so daß der Einrastbereich der PLL-Schaltung 16 verringert wird. Der Grund, warum der Einrastbereich der PLL-Schaltung 16 wie beschrieben verringert wird, liegt darin, daß die Synchronisation des 57-kHz-Signals nicht durch äußere Faktoren behindert werden soll, wenn die PLL-Schaltung 16 mit der 57-kHz-Hilfsträgerfrequenz des Radiodatensignals eingerastet ist.

Fig. 13 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Schleifenfilters 8 der Fig. 12. Das Schleifenfilter 8 besteht aus einer Serienschaltung von Widerständen R ₁ und R ₂, die zwischen einem Eingang und einem Ausgangsanschluß liegen, einer Kapazität C, die zwischen dem Ausgang und Masse liegt und einem Transistor Q, der parallel zu dem Widerstand R ₁ geschaltet ist. Wenn die DPLL-Schaltung 17 nicht im eingerasteten Zustand ist, befindet sich die Einrasterfassungsschaltung 20 auf dem hohen Wert, wobei als Ergebnis der Transistor Q im Schleifenfilter 8 leitend geschaltet wird und daher ein Verzögerungsfilter bildet, das eine Einschnittsfrequenz f _c₁ von ¹/₂ π R ₂ C besitzt. Wenn andererseits die DPLL-Schaltung 17 eingerastet ist, erfaßt die Einrasterfassungsschaltung 20 diesen eingerasteten Zustand und erzeugt ein Einrasterfassungssignal auf dem niederen Wert. Als Folge davon wird der Transistor Q nicht leitend geschaltet und es verändert sich die Einschnittsfrequenz des Verzögerungsfilters auf f _{c 2} = ¹/₂ f (R ₁ + R ₂)C. Daher wird der Einrastbereich der PLL-Schaltung 16 verringert.

Wenn die Tor-Schaltung 19 durch das Einrasterfassungssignal der Einrasterfassungsschaltung 20 geöffnet wird, um ein Taktsignal zu übertragen, kann der Einrastbereich der PLL-Schaltung 16 ohne Aussetzen herabgesetzt werden. Es kann daher das Taktsignal stabil zu jeder Zeit übertragen werden, ohne daß es durch äußere Faktoren, wie z. B. Rauschen, beeinflußt werden würde.

In dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel wird die Konstante des Schleifenfilters 8 durch die Veränderung des Einrastbereichs der PLL-Schaltung 16 gesteuert. Der Einrastbereich kann jedoch auch durch Regelung der Schleifenverstärkung des PLL-Systems verändert werden.

In dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel ist das Schleifenfilter 8 ein Verzögerungsfilter. Die Erfindung ist jedoch nicht auf eine solche Lösung beschränkt. Derselbe Effekt kann auch erzielt werden, wenn man entweder ein nachlaufendes Filter oder ein vorlaufendes Filter einsetzt.

Wie oben beschrieben wird erfindungsgemäß die Einrasterfassungsschaltung zum Erfassen des eingerasteten Zustandes der zweiten PLL-Schaltung, die das Datenmodulationstaktsignal erzeugt, auch zur Erfassung des Einrastzustandes der ersten PLL-Schaltung eingesetzt, die das Radiodatensignal demoduliert und es wird das erfaßte Ausgangssignal der Einrasterfassungsschaltung zur Verringerung des Einrastbereiches der ersten PLL-Schaltung verwendet. Mit anderen Worten heißt dies, daß nur eine Einrasterfassungsschaltung in dem FM- Multiplexrundfunkempfänger nach der Erfindung eingesetzt wird, während herkömmliche Schaltungen zwei Einrasterfassungsschaltkreise benötigen. Daher wird durch die Erfindung nicht nur der gesamte Schaltungsaufbau wesentlich vereinfacht sondern auch die Herstellungskosten herabgesetzt.

Claims

1. FM-Multiplex-Rundfunkempfänger zum Empfangen eines FM-Rundfunksignals, das als einen amplitudenmodulierten Unterträger ein Radiodatensignal enthält, das die Klassifizierung eines Rundfunkprogramms angibt, mit einer Datendemodulatorschaltung, gekennzeichnet durch:
eine erste PLL-Schaltung (16) zum Demodulieren des Radiodatensignals, um ein Demodulationsimpulssignal zu erzeugen;
eine zweite PLL-Schaltung (17) zum Erzeugen eines Datendemodulationstaktsignals, enthaltend einen Phasenkomparator (1) zum Vergleichen des Demodulationsimpulssignals mit einem Oszillatorimpulssignal zum Erzeugen eines Vergleichssignals, und einen spannungsgesteuerten Oszillator (4) zum Erzeugen des Oszillatorimpulssignals und eines Bezugsimpulssignals, welcher Oszillator (4) entsprechend dem Vergleichssignal gesteuert wird;
einen Phasendiskriminator (6) zum Erzeugen eines Differenzimpulssignals, das eine Impulsbreite hat, die der Phasendifferenz zwischen dem Oszillatorimpulssignal und dem Demodulationsimpulssignal entspricht;
einen Zähler (23) zum Zählen der Impulse des Bezugsimpulssignals synchron mit dem Differenzimpulssignal über die Zeitdauer, während der das Differenzimpulssignal vorhanden ist; und
eine Entscheidungsschaltung (24), die, wenn der Zählwert des Zählers (23) gleich oder kleiner als ein vorbestimmter Wert ist, ein Einrastdetektorsignal erzeugt, das angibt, daß die zweite PLL-Schaltung (17) sich im eingerasteten Zustand befindet.

2. FM-Multiplex-Rundfunkempfänger zum Empfangen eines FM-Rundfunksignals, das als einen amplitudenmodulierten Unterträger ein Radiodatensignal enthält, das die Klassifizierung eines Rundfunkprogramms angibt, mit einer Datendemodulatorschaltung, gekennzeichnet durch:
eine erste PLL-Schaltung (16) zum Demodulieren des Radiodatensignals, um ein Demodulationsimpulssignal zu erzeugen;
eine zweite PLL-Schaltung (17) zum Erzeugen eines Datendemodulationstaktssignals, mit einem Phasenkomparator (1) zum Vergleichen des Demodulationsimpulssignals mit einem Oszillatorimpulssignal, um ein Vergleichssignal zu erzeugen, und einem spannungsgesteuerten Oszillator (4) zum Erzeugen des Oszillatorimpulssignals, welcher Oszillator (4) entsprechend dem Vergleichssignal gesteuert wird;
einen Phasendiskriminator (6) zum Ermitteln der Phasendifferenz zwischen dem Oszillatorimpulssignal und dem Demodulationsimpulssignal; und
eine Einrastentscheidungsschaltung (8) mit einem ersten Bezugspegel und einem zweiten Bezugspegel, der größer als der erste Bezugspegel ist, die, wenn das Phasendifferenzsignal gleich oder kleiner als der erste Bezugspegel ist, ein Einrastdetektorsignal erzeugt, das anzeigt, daß die zweite PLL-Schaltung (17) sich im eingerasteten Zustand befindet, wobei der erste Bezugspegel in Abhängigkeit von dem Einrastdetektorsignal auf den zweiten Bezugspegel umgeschaltet wird.

3. FM-Multiplex-Rundfunkempfänger zum Empfangen eines FM-Rundfunksignals, das als einen amplitudenmodulierten Unterträger ein Radiodatensignal enthält, das die Klassifizierung eines Rundfunkprogramms angibt, mit einer Datendemodulatorschaltung, gekennzeichnet durch:
eine erste PLL-Schaltung (16) zur Demodulieren des Radiodatensignals, um ein Datendemodulationsimpulssignal zu erzeugen;
eine zweite PLL-Schaltung (17) zum Erzeugen eines Demodulationstaktsignals in Abhängigkeit von dem Demodulationsimpulssignal; und
eine Einrasterfassungseinrichtung (20), zum Ermitteln des eingerasteten Zustands der zweiten PLL-Schaltung (17), um ein Einrastdetektorsignal zu liefern, wobei der Einrastbereich der ersten PLL-Schaltung in Abhängigkeit von dem Einrastdetektorsignal verkleinert wird.